DE102014109777A1

DE102014109777A1 - Mehrphasen-leistungswandlerschaltung und verfahren

Info

Publication number: DE102014109777A1
Application number: DE102014109777.7A
Authority: DE
Inventors: Gerald Deboy
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2013-07-12
Filing date: 2014-07-11
Publication date: 2015-01-15
Also published as: US20150016159A1; US20170155342A1; CN104283449A; CN104283449B; US10476403B2; US9602025B2

Abstract

Eine Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung umfasst wenigstens zwei einphasige Leistungswandlerschaltungen. Jede einphasige Leistungswandlerschaltung umfasst wenigstens eine Wandlerreihenschaltung mit einer Anzahl von Wandlereinheiten. Die Wandlerreihenschaltung ist dazu ausgebildet, einen Reihenschaltungsausgangsstrom auszugeben. Eine Synchronisationsschaltung ist dazu ausgebildet, wenigstens ein Synchronisationssignal zu erzeugen. Wenigstens eine der Wandlereinheiten ist dazu ausgebildet, einen Ausgangsstrom derart zu erzeugen, dass wenigstens eines von einer Frequenz und einer Phase des Ausgangsstroms abhängig ist von dem Synchronisationssignal.

Description

Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung betreffen eine Leistungswandlerschaltung, ein Leistungsversorgungssystem mit einer Leistungswandlerschaltung und ein Verfahren zum Betreiben einer Leistungswandlerschaltung.
Mit einem zunehmenden Interesse an einer nachhaltigen Energieproduktion liegt ein Fokus auf der Verwendung von Photovoltaik-Modulen zum Erzeugen elektrischer Leistung. Photovoltaik-(PV)-Module umfassen mehrere Photovoltaik-(PV)-Zellen, die auch als Solarzellen bekannt sind. Da die Ausgangsspannung einer Zelle relativ gering ist, umfasst ein PV-Modul üblicherweise einen String mit mehreren in Reihe geschalteten Solarzellen, wie beispielsweise zwischen 50 und 100 in Reihe geschaltete Zellen, oder sogar mehrere parallel geschaltete solcher Strings.
Ein PV-Modul liefert eine Versorgungsgleichspannung (engl.: DC supply voltage), während Spannungsnetze (engl.: power grids), wie beispielsweise nationale Spannungsnetze eine Versorgungswechselspannung (engl.: AC supply voltage) haben. Um die durch ein PV-Modul bereitgestellte Energie in ein Spannungsnetz einzuspeisen, ist es daher notwendig, die Gleichspannung des PV-Moduls in eine Wechselspannung zu wandeln, die konsistent ist mit der Versorgungswechselspannung des Spannungsnetzes. Verschiedene Konzepte sind bekannt, um durch Gleichspannungsquellen bereitgestellte Gleichspannungen in eine Wechselspannung bzw. einen Wechselstrom zu wandeln.
Ein erster Ansatz zum Wandeln einer Gleichspannung eines PV-Moduls in eine Wechselspannung eines Spannungsnetzes umfasst das In-Reihe-Schalten mehrerer PV-Module, um eine Wechselspannung zu erhalten, die höher ist als die Spitzenspannung der Wechselspannung des Spannungsnetzes, und das Wandeln der Gleichspannung in eine Wechselspannung unter Verwendung eines DC/AC-Wandlers. Die Amplitude der Gleichspannung ist üblicherweise zwischen 200V und 1000V. Allerdings sind hohe Gleichspannungen kritisch hinsichtlich des Auftretens von elektrischen Lichtbögen.
Gemäß einem zweiten Ansatz werden mehrere DC/AC-Wandler bereitgestellt, wobei jeder dieser Wandler an ein PV-Modul angeschlossen ist. Die Wechselspannungsausgänge der einzelnen Wandler sind parallel geschaltet und jeder dieser Wandler erzeugt eine Wechselspannung, die konsistent ist mit der Wechselspannung des Spannungsnetzes, aus der durch den String von Solarzellen bereitgestellten Gleichspannung. Die durch ein PV-Modul bereitgestellte Gleichspannung besitzt üblicherweise eine Amplitude im Bereich zwischen 20V und 100V, abhängig von der Anzahl der Zellen, die innerhalb eines Moduls in Reihe geschaltet sind, und abhängig von der zum Realisieren der Solarzellen verwendeten Technologie, während die Spitzenspannung der Wechselspannung des Spannungsnetzes etwa 155V oder 325V, abhängig vom Land, beträgt. Aufgrund der großen Differenz zwischen den Eingangs- und Ausgangsspannungen haben diese Wandler allerdings einen Nachteil hinsichtlich der Effizienz.
Es besteht daher ein Bedarf für eine Leistungswandlerschaltung, die in der Lage ist, relativ geringe Versorgungsgleichspannungen effizient in ein Ausgangswechselspannungssignal zu wandeln, das mit einer Spannungsnetzspannung konsistent ist.
Ein erster Aspekt betrifft eine Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung mit wenigstens zwei einphasigen Leistungswandlerschaltungen. Jede einphasige Leistungswandlerschaltung umfasst wenigstens eine Wandlerreihenschaltung und eine Synchronisationsschaltung. Die wenigstens eine Wandlerreihenschaltung umfasst mehrere Wandlereinheiten und ist dazu ausgebildet, einen Reihenschaltungsausgangsstrom zu erzeugen. Die Synchronisationsschaltung ist dazu ausgebildet, wenigstens ein Synchronisationssignal zu erzeugen. Wenigstens eine der mehreren Wandlereinheiten ist dazu ausgebildet, einen Ausgangsstrom derart zu erzeugen, dass wenigstens eine von einer Frequenz und einer Phase des Ausgangsstroms abhängig ist von dem Synchronisationssignal.
Ein zweiter Aspekt betrifft ein Verfahren. Das Verfahren umfasst das Erzeugen wenigstens eines Synchronisationssignals durch eine Synchronisationsschaltung, das Ausgeben eines Reihenschaltungsausgangsstromes durch wenigstens eine Wandlerreihenschaltung einer jeden von wenigstens zwei einphasigen Wandlerschaltungen in einem Mehrphasen-Wandler, wobei die wenigstens eine Wandlerreihenschaltung mehrere Wandlereinheiten umfasst, und das Ausgeben eines Ausgangsstroms durch wenigstens eine der mehreren Wandlereinheiten derart, dass wenigstens eine von einer Frequenz und einer Phase des Ausgangsstroms abhängig ist von dem Synchronisationssignal.
Beispiele werden nun anhand von Zeichnungen erläutert. Die Zeichnungen dienen zum Veranschaulichen des Grundprinzips, so dass nur Merkmale, die zum Verständnis des Grundprinzips notwendig sind, dargestellt sind. Die Zeichnungen sind nicht maßstabsgerecht. In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Signale und Schaltungskomponenten.
1 veranschaulicht schematisch eine Leistungswandlerschaltung mit mehreren in Reihe geschalteten DC/AC-Wandlereinheiten und einer Spannungsmessschaltung;
2, die 2A–2C umfasst, veranschaulicht verschiedene Ausführungsbeispiele von Photovoltaikarrays, die jeweils wenigstens eine Solarzelle umfassen;
3 veranschaulicht schematisch eine Leistungswandlerschaltung mit mehreren in Reihe geschalteten DC/AC-Wandlereinheiten und einer Spannungsmessschaltung mit mehreren in Reihe geschalteten Messeinheiten;
4, die 4A–4D umfasst, veranschaulicht verschiedene Ausführungsbeispiele von Messeinheiten;
5 zeigt ein Blockdiagramm, das ein erstes Ausführungsbeispiel einer DC/AC-Wandlereinheit veranschaulicht, die einen DC/AC-Wandler und eine Steuerschaltung umfasst;
6 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel des DC/AC-Wandlers von 5 im Detail;
7, die 7A–7C umfasst, veranschaulicht verschiedene Ausführungsbeispiele von Schaltern, die in dem DC/AC-Wandler von 6 verwendet werden können;
8 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel der Steuerschaltung einer DC/AC-Wandlereinheit;
9 veranschaulicht einen ersten Zweig der Steuerschaltung von 8 im Detail;
10 veranschaulicht eine zweites Ausführungsbeispiel der Steuerschaltung einer DC/AC-Wandlereinheit;
11 zeigt ein Blockdiagramm, das ein zweites Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit veranschaulicht, die einen DC/DC-Wandler, einen Maximum-Power-Point-Tracker, einen DC/AC-Wandler und eine Steuerschaltung umfasst;
12 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel des DC/DC-Wandlers, der als Hochsetzsteller (engl.: boost converter) ausgebildet ist;
13 veranschaulicht schematisch eine Steuerschaltung des DC/DC-Wandlers von 12;
14 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel des DC/DC-Wandlers, das Tiefsetzsteller (engl.: buck converter) ausgebildet ist;
15 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel der Steuerschaltung eines DC/AC-Wandlers;
16 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel des DC/DC-Wandlers, der mit zwei versetzt arbeitenden (engl.: interleaved) Hochsetzstellerstufen ausgebildet ist;
17 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel einer Steuerschaltung für den DC/DC-Wandler von 16;
18 veranschaulicht ein zweites Ausführungsbeispiel einer Steuerschaltung für den DC/DC-Wandler von 16;
19 zeigt ein Blockdiagramm, das ein weiteres Ausführungsbeispiel einer DC/AC-Wandlereinheit veranschaulicht, die einen Tiefsetzsteller und eine Entfaltebrücke (engl.: unfolding bridge) umfasst;
20 zeigt Zeitverläufe, die das Funktionsprinzip der DC/AC-Wandlereinheit von 19 veranschaulichen;
21 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel eines Controllers, der in der DC/AC-Wandlereinheit von 19 implementiert ist;
22 veranschaulicht ein zweites Ausführungsbeispiel eines Controllers, der in der DC/AC-Wandlereinheit von 19 implementiert ist;
23 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung mit mehreren Wandlereinheiten, die in zwei Reihenschaltungen organisiert sind, die parallel geschaltet sind;
24 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel der Synchronisationsschaltung;
25 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Übertragungsschaltung in der Synchronisationsschaltung von 24;
26 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit;
27 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel eines Signalgenerators in der Wandlereinheit von 26;
28 veranschaulicht Zeitverläufe von Signalen, die in dem Signalgenerator von 27 vorkommen;
29 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel eines Signalgenerators in der Wandlereinheit von 26;
30 veranschaulicht schematisch zwei mögliche Betriebsarten der Leistungswandlerschaltung;
31 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung, die einen Betriebsartcontroller umfasst;
32 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit, die eine Betriebsarteinheit umfasst;
33 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel eines Übergangs von einer ersten Betriebsart zu einer zweiten Betriebsart;
34 veranschaulicht ein zweites Ausführungsbeispiel eines Übergangs von einer ersten Betriebsart zu einer zweiten Betriebsart;
35 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung;
36 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer in der Leistungswandlerschaltung von 35 ausgebildeten Wandlereinheit;
37 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit;
38 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung, die eine Entfalteschaltung umfasst, die zwischen eine Reihenschaltung mit Wandlereinheiten und Ausgangsanschlüsse geschaltet ist;
39 zeigt Zeitverläufe, die das Funktionsprinzip der Leistungswandlerschaltung von 38 veranschaulichen;
40 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel der Entfalteschaltung;
41 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit in der Leistungswandlerschaltung von 38;
42 veranschaulicht ein zweites Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit in der Leistungswandlerschaltung von 38;
43 veranschaulicht ein drittes Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit in der Leistungswandlerschaltung von 38;
44 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung, die wenigstens einen Transformator umfasst;
45 veranschaulicht ein zweites Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung, die wenigstens einen Transformator umfasst;
46 veranschaulicht schematisch ein Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers, der einen Transformator umfasst;
47 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers, der eine Two-Transistor-Forward-(TTF)-Topologie besitzt;
48 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers, der eine Phase-Shift-(PS)-Zero-Voltage-Switching-(ZVS)-Wandlertopologie besitzt;
49 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers, der eine Sperrwandlertopologie besitzt;
50 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers, der eine LLC-Wandlertopologie besitzt;
51 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines DC/AC-Wandlers, der einen Transformator umfasst;
52 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung mit mehreren DC/DC-Wandlern, die sich einen Transformator teilen;
53 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung mit mehreren DC/DC-Wandlern, die sich einen Transformator teilen;
54 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit, die eine Wandlerstufe mit einer invertierenden Tiefsetz-Hochsetz-Topologie (engl.: buck boost topology) umfasst;
55 zeigt Zeitverläufe einer Eingangsspannung, einer Ausgangsspannung und eines Ausgangsstroms der in 54 dargestellten Wandlerstufe in einer Betriebsart;
56 zeigt Zeitverläufe eines Schalter-Ansteuersignals und eines Stroms durch ein induktives Element in dem invertierenden Tiefsetz-Hochsetz-Wandler, der in 54 dargestellt ist, in einer Betriebsart;
57 veranschaulicht eine Modifikation der in 54 dargestellten Wandlerstufe;
58 zeigt Zeitverläufe eines Schalter-Ansteuersignals und eines Stroms durch ein induktives Element in der in 57 dargestellten Wandlerstufe in einer Betriebsart;
59 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit, die eine Wandlerstufe mit einer invertierenden Tiefsetz-Hochsetz-Topologie besitzt;
60 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer 3-Phasen-Leistungswandlerschaltung mit drei einphasigen Leistungswandlerschaltungen;
61 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer 3-Phasen-Leistungswandlerschaltung mit drei einphasigen Leistungswandlerschaltungen;
62 veranschaulicht schematisch Zeitverläufe von Ausgangsströmen der in 60 dargestellten einphasigen Leistungswandlerschaltung;
63 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer 3-Phasen-Leistungswandlerschaltung mit drei einphasigen Leistungswandlerschaltungen;
64 veranschaulicht schematisch drei Leistungswandlereinheiten von drei unterschiedlichen einphasigen Leistungswandlerschaltungen, die an eine Leistungsquelle gekoppelt sind;
65 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer der drei Leistungswandlereinheiten, die in 64 dargestellt sind;
66 zeigt ein Merkmal der in 65 dargestellten Leistungswandlereinheit;
67 zeigt ein Merkmal der in 65 dargestellten Leistungswandlereinheit;
68 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel einer der drei in 64 dargestellten Leistungswandlereinheiten;
69 veranschaulicht schematisch drei Leistungswandlereinheiten der drei unterschiedlichen einphasigen Leistungswandlerschaltungen, die an eine Leistungsquelle gekoppelt sind;
70 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer in 69 dargestellten Wandlerstufe;
71 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Verbindungsschaltung, die in einer 3-Phasen-Leistungswandlerschaltung verwendet werden kann; und
72 veranschaulicht ein anderes Ausführungsbeispiel einer Verbindungsschaltung, die in einer 3-Phasen-Leistungswandlerschaltung verwendet werden kann.
In der nachfolgenden detaillierten Beschreibung wird auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, die einen Teil hiervon bilden und in denen zur Veranschaulichung spezielle Ausführungsbeispiele, wie die Erfindung genutzt werden kann, dargestellt sind.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung in einem speziellen Zusammenhang erläutert, nämlich im Zusammenhang mit dem Wandeln elektrischer Leistung oder elektrischer Spannungen, die durch mehrere Photovoltaikarrays bereitgestellt werden, in einen Wechselstrom, insbesondere einen Wechselstrom, der an ein Spannungsnetz geliefert werden soll. Der Wechselstrom und die Spannungsnetz-Wechselspannung werden nachfolgend auch als AC-Strom bzw. AC-Spannungsnetzspannung bezeichnet. Dies ist jedoch nur ein Beispiel, Ausführungsbeispiele der Erfindung können in einem Weitenbereich von Anwendungen eingesetzt werden, in denen eine Wandlung von Gleichspannungen und Gleichströmen in eine Wechselspannung und einen Wechselstrom benötigt wird. Nachfolgend werden Gleichspannungen und Gleichströme auch als DC-Spannungen bzw. DC-Ströme bezeichnet. Anstelle eines Photovoltaikarrays kann eine beliebige Art von Gleichspannungsquelle verwendet werden, wie beispielsweise eine Brennstoffzelle. Es ist auch möglich, Gleichspannungsquellen verschiedener Typen in einer Anwendung zu verwenden, wie beispielsweise Photovoltaikarrays und Brennstoffzellen.
1 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung (Leistungsumrichterschaltung) 4 zum Wandeln einer Vielzahl von n (wenigstens zwei) Eingangsgleichspannungen V3₁, V3₂, V3_n in eine Ausgangswechselspannung v1 bzw. einen Ausgangswechselstrom i_OUT. In diesem Zusammenhang sei erwähnt, dass in den Zeichnungen durchgängig Gleichspannungen und Gleichströme unter Verwendung von Großbuchstaben „V“ und „I“ bezeichnet werden, während Wechselspannungen und Wechselströme unter Verwendung von Kleinbuchstaben „v“ und „i“ bezeichnet werden. Die Leistungswandlerschaltung umfasst eine Vielzahl von n (wenigstens zwei) Wandlereinheiten (Umrichtereinheiten) 2 ₁, 2 ₂, 2 _n, wobei n ≥ 2. Jede dieser Wandlereinheiten umfasst einen Eingang mit Eingangsanschlüssen 21 ₁, 22 ₁; 21 ₂, 22 ₂; und 21 _n, 22 _n, die dazu ausgebildet sind, an eine Gleichspannungsquelle 3 ₁, 3 ₂, 3 _n gekoppelt zu werden. In 1 sind außer der Leistungswandlerschaltung 1 mit den Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n auch Gleichspannungsquellen 3 ₁, 3 ₂, 3 _n dargestellt. Diese Gleichspannungsquellen 3 ₁, 3 ₂, 3 _n bilden zusammen mit der Leistungswandlerschaltung 1 ein Wechselspannungsversorgungssystem oder Wechselstromversorgungssystem. Die Gleichspannungsquellen 3 ₁, 3 ₂, 3 _n sind bei dem in 1 dargestellten Ausführungsbeispiel als Photovoltaik-(PV)-Module ausgebildet. Allerdings ist das Verwenden von PV-Modulen als Gleichspannungsquellen nur ein Beispiel. Eine andere Art von Gleichspannungsquelle, wie beispielsweise eine Spannungsquelle mit einer Brennstoffzelle, kann ebenso verwendet werden. Es ist sogar möglich, verschiedene Arten von Gleichspannungsquellen in einem Leistungsversorgungssystem zu verwenden.
Jede der Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n umfasst außerdem einen Ausgang mit Ausgangsanschlüssen 23 ₁, 24 ₁; 23 ₂, 24 ₂; und 23 _n, 24 _n. Die Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n sind zwischen einem Ausgang mit Ausgangsanschlüssen 11, 12 der Leistungswandlerschaltung 1 in Reihe geschaltet (kaskadiert). Hierzu ist ein erster Ausgangsanschluss 23 ₁ einer ersten Wandlereinheit 2 ₁ an einen ersten Ausgangsanschluss 11 der Leistungswandlerschaltung 1 gekoppelt, und ein zweiter Ausgangsanschluss 24 _n einer letzten Wandlereinheit 2 _n in der Kaskade ist an einen zweiten Ausgangsanschluss 12 der Leistungswandlerschaltung 1 gekoppelt. Außerdem ist jeder der ersten Ausgangsanschlüsse (außer dem Ausgangsanschluss 23 ₁) an einen zweiten Ausgangsanschluss (außer den zweiten Ausgangsanschluss 24 _n) einer anderen Wandlereinheit angeschlossen.
Die Ausgangsanschlüsse 11, 12 der Leistungswandlerschaltung 1 können dazu ausgebildet sein, eine Spannung v1 zu erhalten. Die Ausgangsanschlüsse 11, 12 sind beispielsweise dazu ausgebildet, an ein Spannungsnetz angeschlossen zu werden, so dass die externe Spannung v1 einer Netzspannung entspricht oder, exakter, einer Phase der Netzspannung entspricht. In 1 ist das Spannungsnetz durch eine Spannungsquelle 100 und durch eine parallel zu der Spannungsquelle 100 geschaltete Last Z repräsentiert. Die Spannungsquelle 100 des Spannungsnetzes repräsentiert mehrere Wechselspannungsquellen in dem Spannungsnetz, und die Last Z repräsentiert mehrere an die Spannungsquellen in dem Spannungsnetz angeschlossene Lasten. Das Spannungsnetz definiert die Wechselspannung v1 zwischen den Ausgangsanschlüssen 11, 12. Da diese Spannung v1 durch eine externe Quelle definiert ist, wie beispielsweise das Spannungsnetz, wird diese Spannung nachfolgend als externe Wechselspannung v1 bezeichnet.
Jede der Wandlereinheit 2 ₁, 2 ₂, 2 _n hat eine Ausgangswechselspannung v2₁, v2₂, v2_n zwischen den Ausgangsanschlüssen 23 ₁, 24 ₁, 23 ₂, 24 ₂, 23 _n, 24 _n. Indem die Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n in Reihe geschaltet sind, entspricht die Summe der einzelnen Ausgangswechselspannungen v2₁, v2₂, v2_n der Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n der externen Spannung v1, wenn die Leistungswandlerschaltung 1 im eingeschwungenen Zustand ist, das heißt, ν₁ = Σ n / i=1ν2_i (1).
Jede Leistungswandlereinheit 2 ₁, 2 ₂, 2 _n umfasst außerdem eine Ausgangskapazität (einen Ausgangskondensator) C₁, C₂, C_n, die zwischen die einzelnen Ausgangsanschlüsse 23 ₁, 24 ₁, 23 ₂, 24 ₂, 23 _n, 24 _n geschaltet ist und liefert einen Ausgangsstrom i1₁, i1₂, i1_n. Der Ausgangsstrom einer Wandlereinheit 2 ₁, 2 ₂, 2 _n ist der Strom, der von einem Schaltungsknoten erhalten wird, der der Ausgangskapazität C₁, C₂, C_n und einem der Ausgangsanschlüsse gemeinsam ist. In der ersten Wandlereinheit 2 ₁ ist der Ausgangsstrom der Wandlereinheit 2 ₁ beispielsweise der Strom, der in den Schaltungsknoten fließt, an dem der Ausgangskondensator C1 an den ersten Ausgangsanschluss 23 ₁ angeschlossen ist. Der von dem ersten Ausgangsanschluss 23 ₁ der ersten Wandlereinheit 2 ₁ fließende Strom ist der Ausgangsstrom der Reihenschaltung mit den mehreren Wandlereinheiten 2 ₁–2 _n und wird nachfolgend als Wandlerschaltungsausgangsstrom i_OUT oder Ausgangsstrom i_OUT der Reihenschaltung bezeichnet. Dieser Strom entspricht dem zwischen den einzelnen Wandlereinheiten 2 ₁–2 _n fließenden Strom. Der Ausgangskapazitäten C₁, C₂, C_n sind Teil der einzelnen Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n und können auf vielfältige unterschiedliche Weise realisiert werden, wie nachfolgend anhand von verschiedenen Beispielen erläutert wird.
Im eingeschwungenen Zustand entsprechen die Ausgangswechselströme i1₁, i1₂, i1_n oder, genauer, die Effektivwerte der Ausgangswechselströme i1₁, i1₂, i1_n dem Leistungswandlerschaltungsausgangsstrom i_OUT bzw. dem Effektivwert des Ausgangsstroms i_OUT, so dass nur ein sehr geringer bis hin zu gar keinem Effektivstrom in die Ausgangskondensatoren C₁–C_n fließt. Allerdings kann es Situationen geben, in denen die Ausgangsströme i1₁, i1₂, i1_n der einzelnen Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n sich ändern und in denen die Ausgangsströme i1₁, i1₂, i1_n gegenseitig verschieden sind bis sich das System bei neuen (gleichen) Ausgangsströmen i1₁, i1₂, i1_n eingeschwungen hat. Dies ist unten weiter im Detail erläutert.
Die Leistungswandlerschaltung 1 umfasst außerdem eine Synchronisationsschaltung 10, die zwischen die Ausgangsanschlüsse 11, 12 der Leistungswandlerschaltung 1 geschaltet ist. Die Synchronisationsschaltung 10 ist dazu ausgebildet, wenigstens ein Synchronisationssignal S_v1 zu erzeugen. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das Synchronisationssignal ein Wechselsignal (AC-Signal) mit einer Phase und einer Frequenz, die abhängig sind von der Phase bzw. der Frequenz der externen Wechselspannung v1.
Die einzelnen Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n sind jeweils dazu ausgebildet, ein Synchronisationssignal S_v1 zu erhalten. Bei dem in 1 dargestellten Ausführungsbeispiel erhalten die einzelnen Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n dasselbe Synchronisationssignal S_v1. Dies ist jedoch nur ein Beispiel. Es ist auch möglich, ein Synchronisationssignal für jede der Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n zu erzeugen. Ein Ausführungsbeispiel einer Synchronisationsschaltung 10, die ein Synchronisationssignal für jede Wandlereinheit 2 ₁–2 _n erzeugt, ist unten anhand von 3 erläutert.
Das wenigstens eine Synchronisationssignal S_v1 kann auf verschiedene Weise zu den einzelnen Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n übertragen werden. Bezugnehmend auf 1 kann ein Signalübertragungsbus bereitgestellt werden, über welchen das wenigstens eine Synchronisationssignal S_v1 zu den einzelnen Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n übertragen wird. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel (in 1 nicht dargestellt) gibt es einen fest zugeordneten Übertragungspfad zwischen der Spannungssynchronisationsschaltung 10 und jeder der Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n. Der Signalübertragungsbus oder die Signalübertragungspfade können wie herkömmliche Signalübertragungsbusse oder wie herkömmliche Signalübertragungspfade realisiert sein. Der Signalbus oder die Signalpfade können Level-Shifter oder andere Maßnahmen zum Übertragen des wenigstens einen Synchronisationssignals von der Synchronisationsschaltung 10 zu den einzelnen Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n umfassen, die (dadurch, dass sie in Reihe geschaltet sind) unterschiedliche Referenzpotentiale oder unterschiedliche Spannungsdomänen besitzen.
Die einzelnen Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n umfassen jeweils wenigstens eine interne Regelschleife, die unten weiter im Detail erläutert wird. Die Regelschleife jeder Wandlereinheit 2 ₁, 2 ₂, 2 _n ist dazu ausgebildet, zu bewirken, dass jede Wandlereinheit 2 ₁, 2 ₂, 2 _n den zugehörigen Ausgangsstrom i1₁, i1₂, i1_n so erzeugt, dass eine vorgegebene Phasendifferenz zwischen der durch das wenigstens eine Synchronisationssignal S_v1 repräsentierten Phase und der Phase seines Ausgangsstromes i1₁, i1₂, i1_n vorhanden ist. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das Synchronisationssignal S_v1 in Phase mit der externen Wechselspannung v1, und die einzelnen Ausgangsströme i1₁, i1₂, i1_n werden so erzeugt, dass sie in Phase mit dem Synchronisationssignal S_v1, und damit der externen Wechselspannung v1 sind, so dass die Phasendifferenz null ist. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel ist die Phasendifferenz nicht null. Bei Einstellen der Differenz auf einen von Null verschiedenen Wert, wird Blindleistung in das Spannungsnetz eingespeist. Dies kann helfen, die externe Wechselspannung, die beispielsweise ein Spannungsnetz ist, zu stabilisieren.
In 1 besitzen dieselben Merkmale der Gleichspannungsquellen 3 ₁, 3 ₂, 3 _n dieselben Bezugszeichen, wobei die Bezugszeichen der einzelnen Wechselspannungsquellen 3 ₁, 3 ₂, 3 _n durch tiefgestellte Indizes „1“, „2“, „n“ voneinander unterschieden werden können. Entsprechend besitzen gleiche Merkmale der Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n gleiche Bezugszeichen, die durch tiefgestellte Indizes voneinander unterschieden werden können, „1“ für die erste Wandlereinheit 2 ₁, „2“ für die zweite Wandlereinheit 2 ₂ und „n“ für die n-te Wandlereinheit 2 _n. Nachfolgend, wenn Erläuterungen in gleicher Weise für jede der Gleichspannungsquellen 2 ₁, 2 ₂, 2 _n oder für jede der Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n gilt, werden Bezugszeichen ohne Indizes verwendet. Nachfolgend bezeichnet das Bezugszeichen 2 beispielsweise eine beliebige der Wandlereinheiten, das Bezugszeichen 23 bezeichnet einen ersten Ausgangsanschluss einer beliebigen der Wandlereinheiten, das Bezugszeichen i1 bezeichnet den Ausgangsstrom einer beliebigen Wandlereinheit 2, das Bezugszeichen C bezeichnet die Ausgangskapazität einer beliebigen Wandlereinheit 2, und so weiter.
Der Leistungswandler gemäß 1 umfasst n = 3 Wandlereinheiten 2. Allerdings ist das Vorsehen von n = 3 Wandlereinheiten nur ein Beispiel. Eine beliebige Anzahl n von Wandlereinheiten 2, wobei n > 1 kann in Reihe geschaltet werden, um die Leistungswandlerschaltung 1 zu bilden.
Außer den internen Regelschleifen der Wandlereinheiten 2 benötigt die Leistungswandlerschaltung 1 keine äußere Regelschleife, die an die einzelnen Wandlereinheiten 2 angeschlossen ist und/oder zusätzliche Kommunikationspfade zwischen den einzelnen Wandlereinheiten 2, wenn die Leistungswandlerschaltung 1 im eingeschwungenen Zustand ist. Wenn die Leistungswandlerschaltung im eingeschwungenen Zustand ist, kann das System durch Gleichung (1) und eine weitere Gleichung für jede der Wandlereinheiten 2 definiert werden: ν2_RMS·i1_RMS = V3·I3 (2), wobei v2_RMS den Effektivwert (RMS, Root Mean Square) der Ausgangsspannung v1 einer Wandlereinheit 2 bezeichnet, i1_RMS den Effektivwert des Ausgangsstroms i1 einer Wandlereinheit bezeichnet, V3 die Eingangsspannung bezeichnet und I3 den Eingangsstrom der Wandlereinheit 2 bezeichnet. Es sei erwähnt, dass (sehr geringe) Verluste in jeder Wandlereinheit 2 auftreten können. Aus Gründen der Einfachheit sind diese Verluste in Gleichung (2) nicht berücksichtigt. Im eingeschwungenen Zustand sind die Effektivwerte der einzelnen Ausgangsströme i1_RMS gleich und entsprechen dem Effektivwert des Leistungswandlerausgangsstroms i_OUT-RMS, das heißt, i1_RMS = i1_OUT-RMS (3).
Da die Gleichungen (2) und (3) für jede der einzelnen Wandlereinheiten gültig sind, gibt es n Gleichungen, wobei jede dieser Gleichungen die Beziehung zwischen der Eingangsleistung und der durchschnittlichen Ausgangsleistung jeder der Wandlereinheiten 2 beschreibt, wobei die Eingangsleistung Pin gegeben ist durch Pin = V3·I3 (4), und die Ausgangsleistung Pout gegeben ist durch Pout = v2_RMS·i1_RMS (5).
Die Eingangsleistung Pin jeder der einzelnen Wandlereinheiten 2 und die Eingangsspannung V3 bzw. der Eingangsstrom I3 sind externe Parameter, die durch die einzelnen Gleichspannungsquellen 3 gegeben sind. Die externe Wechselspannung v1 zwischen den Ausgangsanschlüssen 11, 12 ist durch das Spannungsnetz definiert.
Damit gibt es n + 1 Variablen in der Leistungswandlerschaltung 1, nämlich die n Ausgangsspannung v1 der einzelnen Wandlereinheiten 2 und die (gleichen) Ausgangsströme i1. Allerdings ist das System Bezugnehmend auf die Gleichungen (1) und (2) durch n+1 Gleichungen definiert, so dass jede der n + 1 Variablen bestimmt ist, wenn das System in seinem eingeschwungenen Zustand ist. Außer jeden der Wandler 2 zu veranlassen, seinen Ausgangswechselstrom i1 so zu erzeugen, dass eine vorgegebene Phasendifferenz (wie beispielsweise Null) zwischen dem Ausgangswechselstrom i1 und der externen Wechselspannung vorhanden ist, wird kein zusätzlicher Steuer- oder Regelmechanismus benötigt. Wenn die Ausgangsströme i1 der Wandler 2 in Phase mit der externen Wechselspannung v1 sind, entspricht die Ausgangswirkleistung jeder Wandlereinheit der Ausgangsscheinleistung, so dass die Ausgangsblindleistung Null ist. Die einzelnen Wandlereinheiten 2 regeln ihre Ausgangsströme i1 abhängig von der durch das wenigstens eine Synchronisationssignal S_v1 repräsentierten Phaseninformation und regeln ihren Ausgangsstrom so, dass die an den Eingangsanschlüssen 21, 22 erhaltene Eingangsleistung der Ausgangsleistung an den Ausgangsanschlüssen 23, 24 entspricht.
Die als PV-Arrays realisierten Gleichspannungsquellen 3 sind wie in 1 nur schematisch dargestellt. Diese PV-Arrays umfassen jeweils wenigstens eine Solarzelle. Einige beispielhafte Ausführungsbeispiele von PV-Arrays, die wenigstens eine Solarzelle umfassen, sind in den 2A bis 2C dargestellt. 2A veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfasst das PV-Array 3 nur eine Solarzelle 31. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel, das in 2B dargestellt ist, umfasst ein PV-Array 3 einen String mit m Solarzellen 31, 3m, wobei m > 1, die in Reihe geschaltet sind. Gemäß noch einem weiteren Ausführungsbeispiel, das in 2C dargestellt ist, sind p Strings von Solarzellen parallel geschaltet, wobei p > 1. Jeder dieser Strings umfasst m Solarzellen 31 ₁, 3m ₁, 31 _p, 3m _p. Allerdings sind die in den 2A bis 2C dargestellten Ausführungsbeispiele nur beispielhaft. Viele andere Solarzellenanordnungen können ebenfalls als Gleichspannungsquelle 3 verwendet werden.
3 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung, die eine Synchronisationsschaltung 10 aufweist, die als Spannungsmessschaltung mit mehreren Messeinheiten 10 ₁, 10 ₂, 10 _n ausgebildet ist. Die einzelnen Messeinheiten 10 ₁, 10 ₂, 10 _n sind in Reihe zwischen die Ausgangsanschlüsse 11, 12 geschaltet. Zur Vereinfachung der Darstellung sind die Ausgangskapazitäten (C₁–C_n in 1) in 3 nicht dargestellt. Die mehreren Messeinheiten 10 ₁, 10 ₂, 10 _n bilden einen Spannungsteiler, wobei ein Spannungsabfall v1₁, v1₂, v1_n über jeder der Messeinheiten 10 ₁, 10 ₂, 10 _n eine Funktion der externen Wechselspannung v1 ist und eine Information über die Frequenz und die Phase der externen Wechselspannung v1 enthält. Bei diesem Ausführungsbeispiel besitzt jede Wandlereinheit 2 ₁, 2 ₂, 2 _n einen Synchronisationseingang mit zwei Eingangsanschlüssen 25 ₁, 26 ₁, 25 ₂, 26 ₂, 25 _n, 26 _n und die Synchronisationseingangsanschlüsse jeder Wandlereinheit 2 ₁, 2 ₂, 2 _n sind an eine Messeinheit 10 ₁, 10 ₂, 10 _n gekoppelt, um eine Messspannung v1₁, v1₂, v1_n als Synchronisationssignal zu erhalten.
Bei dem in 3 dargestellten Ausführungsbeispiel entspricht die Anzahl der Messeinheiten 10 ₁, 10 ₂, 10 _n der Anzahl der Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n, so dass jede Messeinheit 10 ₁, 10 ₂, 10 _n einer Wandlereinheit 2 ₁, 2 ₂, 2 _n zugeordnet ist. Dies ist jedoch nur ein Beispiel. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel (nicht dargestellt) wird die durch eine Messeinheit bereitgestellte Messspannung von zwei oder mehr Wandlereinheiten erhalten.
Die einzelnen Messeinheiten 10 ₁, 10 ₂, 10 _n können auf vielfältige unterschiedliche Weise realisiert werden. Einige Beispiele sind unten anhand der 4A bis 4D erläutert. In diesen 4A bis 4D bezeichnet das Bezugszeichen 10 _i eine beliebige der in 3 dargestellten Messeinheiten 10 ₁, 10 ₂, 10 _n.
Bezugnehmend auf 4A kann eine Messeinheit 10 _i einen Widerstand 101 aufweisen, der zwischen die Anschlüsse der Messeinheit 10 _i gekoppelt ist, die dazu dienen, die einzelnen Messeinheiten (10 ₁–10 _n in 3) in Reihe zu schalten und die dazu dienen, die einzelnen Messeinheiten an die Wandlereinheiten (2 ₁–2 _n in 3) zu koppeln. Gemäß einem Ausführungsbeispiel sind die Widerstandswerte der Widerstände 101 in den einzelnen Messeinheiten 10 _i gleich oder wenigstens annähernd gleich. In diesem Fall sind die Beträge der durch die einzelnen Messeinheiten 10 _i bereitgestellten Messspannungen v1_i gleich. In einer Messschaltung 10, die mit einem Widerstand 101 realisierte Messeinheiten 10 _i umfasst, sind die einzelnen Messspannungen v1_i proportional zu der Ausgangsspannung v1.
In einer Messschaltung 10 mit Messeinheiten 10 _i, die Widerstände aufweisen, bilden die einzelnen Messeinheiten 10 _i einen resistiven Spannungsteiler. Bezugnehmend auf ein weiteres Ausführungsbeispiel, das in 4B dargestellt ist, umfassen die einzelnen Messeinheiten 10 _i jeweils einen Kondensator 102 anstelle eines Widerstands. In diesem Fall bilden die einzelnen Messeinheiten 10 _i einen kapazitiven Spannungsteiler zwischen den Ausgangsanschlüssen 11, 12.
Bezugnehmend auf 4C, die ein weiteres Ausführungsbeispiel veranschaulicht, kann jede Messeinheit 10 _i mit einer Parallelschaltung mit einem Widerstand 101 und einem Kondensator 102 realisiert werden.
Bezugnehmend auf 4D, die noch ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Messeinheit 10 _i veranschaulicht, kann jede Messeinheit oder können wenigstens einige der Messeinheiten mit einem Spannungsteiler realisiert werden, der ein erstes Spannungsteilerelement 101 und ein zweites Spannungsteilerelement 102 aufweist. Bei dem in 4D dargestellten Ausführungsbeispiel sind diese Spannungsteilerelemente als Widerstände ausgebildet. Allerdings könnten diese Spannungsteilerelemente 101, 102 auch als Kondensatoren oder als Kombinationen mit wenigstens einem Widerstand und wenigstens einem Kondensator realisiert werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Messspannung v1_i nicht die Spannung über der Messeinheit 10 _i, sondern ist die Spannung über dem ersten Spannungsteilerelement 101, so dass die Messspannung v1_i ein Bruchteil der Spannung über der Messeinheit 10 _i ist.
Es sei erwähnt, dass das Realisieren der Synchronisationsschaltung 10 als Spannungsmessschaltung, die das Synchronisationssignal S_v1 so erzeugt, das es in Phase mit der externen Wechselspannung v1 ist, nur ein Beispiel ist. Beispiele anderer Synchronisationsschaltungen sind weiter unten erläutert.
5 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit 2 zum Wandeln der Eingangsgleichspannung, die durch eine Gleichspannungsquelle (in 3 nicht gezeigt) bereitgestellt wird, in eine Ausgangswechselspannung v2. Die Wandlereinheit 2 umfasst einen DC/AC-Wandler 4, der zwischen die Eingangsanschlüsse 23, 22 und der Ausgangsanschlüsse, 23, 24 geschaltet ist. Der DC/AC-Wandler erhält die durch die Gleichspannungsquelle bereitgestellte Gleichspannung V3 als Eingangsspannung und den Versorgungsgleichstrom I3 der Gleichspannungsquelle als Eingangsstrom. Der DC/AC-Wandler 4 erhält außerdem ein Referenzsignal S_REF, das ein Wechselsignal mit einer Frequenz und einer Phase sein kann. Der DC/AC-Wandler 4 ist dazu ausgebildet, den Ausgangswechselstrom i1 abhängig von dem Referenzsignal S_REF derart zu erzeugen, dass eine Frequenz und eine Phase des Ausgangsstroms i1 einer Frequenz bzw. einer Phase des Synchronisationssignals S_v1 entspricht. Der DC/AC-Wandler 4 kann wie ein herkömmlicher DC/AC-Wandler realisiert werden, der dazu ausgebildet ist, einen Ausgangsstrom in Phase mit einem Referenzwechselsignal zu erzeugen. Derartige DC/AC-Wandler sind allgemein bekannt.
Es sei erwähnt, dass jede der DC/AC-Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n seinen Ausgangsstrom i1 derart regelt, dass er eine Phase und eine Frequenz besitzt, die abhängig ist von dem wenigstens einen Synchronisationssignal S_v1.
Das Referenzsignal S_REF wird durch eine Steuerschaltung 5 abhängig von dem Synchronisationssignals S_v1 und einem Ausgangsstromsignal S_i1 erzeugt. Das Synchronisationssignal S_v1 ist entweder das anhand von 1 erläuterte Synchronisationssignal S_v1, eine der anhand von 3 erläuterten Messspannungen v1_i, oder eine skalierte Version oder ein Bruchteil davon. Das Ausgangsstromsignal S_i1 repräsentiert den Ausgangsstrom i1, das heißt, das Ausgangsstromsignal S_i1 ist abhängig von dem Ausgangsstrom i1. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das Ausgangsstromsignal S_i1 eine skalierte Version des Ausgangsstroms i1. Das Ausgangsstromsignal S_i1 kann in herkömmlicher Weise unter Verwendung einer Strommessschaltung (nicht dargestellt) aus dem Ausgangsstrom i1 erzeugt werden. Das Ausgangsstromsignal S_i1 wird für jede der Wandlereinheiten (2 ₁–2 _n) individuell durch Detektieren des jeweiligen Ausgangsstroms jeder Wandlereinheit erzeugt. Bezugnehmend auf 5 ist der Ausgangsstrom i1 der dargestellten Wandlereinheit 2 der Strom, der an dem Schaltungsknoten erhalten wird, der dem ersten Ausgangsanschluss 23 und der Ausgangskapazität C gemeinsam ist.
Die Steuerschaltung 5, die nachfolgend auch als Controller bezeichnet wird, erzeugt das Referenzsignal S_REF abhängig von dem Synchronisationssignal S_v1 und dem Ausgangsstrom S_i1 derart, dass der Ausgangsstrom, wenn er korrespondierend zu dem Referenzsignal S_REF erzeugt wird, in Phase ist mit der externen Wechselspannung v1 oder eine vorgegebene Phasenverschiebung relativ zu der externen Wechselspannung v1 besitzt. Es sei erwähnt – da die externe Wechselspannung v1 und der Ausgangsstrom i1 Wechselsignale sind –, dass das Synchronisationssignal S_v1 und das Ausgangsstromsignal S_i1 ebenfalls Wechselsignale sind. In der Wandlereinheit 2 sind der DC/AC-Wandler 4 und der Controller 5 Teil einer Regelschleife, die den Ausgangsstrom i1 so regelt, dass er in Phase mit der externen Wechselspannung v1 ist oder eine vorgegebene Phasenverschiebung relativ hierzu besitzt.
Obwohl ein herkömmlicher DC/AC-Wandler in der Wandlereinheit 2 als zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 und die Ausgangsanschlüsse 23, 24 geschalteter DC/AC-Wandler 4 verwendet werden kann, wird ein Beispiel eines DC/AC-Wandlers 4 im Detail anhand von 6 erläutert, um das Verständnis von Ausführungsbeispielen der Erfindung zu erleichtern.
Der in 6 dargestellte DC/AC-Wandler 4 ist ein Vollbrücken-(H4)-Wandler mit zwei Halbbrückenschaltungen, die jeweils zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 geschaltet sind. Jede dieser Halbbrückenschaltungen umfasst zwei Schalter, die jeweils eine Laststrecke und einen Steueranschluss besitzen. Die Laststrecken der zwei Schalter einer Halbbrückenschaltung sind in Reihe zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 geschaltet, wobei ein erster Schalter 42 ₁ und zweiter Schalter 42 ₂ die erste Halbbrücke bilden und ein dritter Schalter 42 ₃ und vierter Schalter 42 ₄ die zweite Halbbrücke bilden. Jede der Halbbrücken umfasst einen Ausgang, wobei ein Ausgang der ersten Halbbrücke durch einen Schaltungsknoten gebildet ist, der den Laststrecken der ersten und zweiten Schalter 42 ₁, 42 ₂ gemeinsam ist. Ein Ausgang der zweiten Halbbrücke ist durch einen Schaltungsknoten gebildet, der den Laststrecken der dritten und vierten Schalter 42 ₃, 42 ₄ gemeinsam ist. Der Ausgang der ersten Halbbrücke ist an den ersten Ausgangsanschluss 23 der ersten Wandlereinheit 2 über ein erstes induktives Element 44 ₁, wie beispielsweise eine Drossel, gekoppelt. Der Ausgangsanschluss der zweiten Halbbrücke ist an den zweiten Ausgangsanschluss 24 der Wandlereinheit 2 über ein zweites induktives Element 44 ₂, wie beispielsweise eine Drossel, gekoppelt. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel (nicht dargestellt) wird nur eines der ersten und zweiten induktiven Elemente 44 ₁, 44 ₂ verwendet. Der Wandler 4 umfasst außerdem eine Eingangskapazität 41, wie beispielsweise eine Kapazität, die zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 geschaltet ist, und eine Ausgangskapazität C, die zwischen die Ausgangsanschlüsse 23, 24 geschaltet ist.
Jeder der Schalter 42 ₁, 42 ₂, 42 ₃, 42 ₄ erhält ein Steuersignal S42₁, S42₂, S42₃, S42₄ an seinem Steueranschluss. Diese Steuersignale S42₁–S42₄ werden durch eine Ansteuerschaltung 45 abhängig von dem Referenzsignal S_REF erzeugt, das von dem Controller 5 erhalten wird. Die Ansteuersignale S42₁–S42₄ sind pulsweitenmodulierte (PWM) Ansteuersignale, die dazu ausgebildet sind, den jeweiligen Schalter 42 ₁–42 ₄ ein- und auszuschalten. Es sei erwähnt, dass eine Schaltfrequenz der PWM-Signale S42₁–S42₄ wesentlich höher ist als eine Frequenz des Referenzwechselsignals S_REF. Das Referenzsignal S_REF kann ein sinusförmiges Signal mit einer Frequenz von 50Hz oder 60Hz sein, abhängig von dem Land in dem das Spannungsnetz realisiert ist, während die Schaltfrequenz der einzelnen Schalter 42 ₁–42 ₄ im Bereich von einigen kHz bis hin zu einigen 10kHz oder sogar bis hin zu einigen 100kHz sein kann. Die Ansteuerschaltung 45 ist dazu ausgebildet, den Duty-Cycle jedes der Ansteuersignale S42₁–S42₄ individuell zwischen 0 und 1 einzustellen, um zu bewirken, dass der Signalverlauf des Ausgangsstroms i1 dem Signalverlauf des Referenzsignals S_REF folgt. Wenn der Duty-Cycle eines Ansteuersignals 0 ist, ist der zugehörige Schalter dauerhaft ausgeschaltet, und wenn der Duty-Cycle eines Ansteuersignals 1 ist, ist der zugehörige Schalter dauerhaft eingeschaltet. Der Duty-Cycle eines Ansteuersignals ist das Verhältnis zwischen der Zeitdauer, für welche das Ansteuersignal den zugehörigen Schalter einschaltet, und der Dauer eines Schaltzyklus. Die Dauer eines Schaltzyklus ist der Kehrwert der Schaltfrequenz.
Bezugnehmend auf das, was zuvor erläutert wurde, ist der Ausgangsstrom i1 ein Wechselstrom mit einem positiven Halbzyklus, in dem der Ausgangsstrom positiv ist, und mit einem negativen Halbzyklus, in dem der Ausgangsstrom i1 negativ ist. Das Zeitverhalten des Ausgangsstroms i1 ist abhängig von dem Referenzsignal S_REF, welches ebenfalls positive und negative Halbzyklen besitzt.
Zwei mögliche Funktionsprinzipien des Wandlers 4 werden kurz erläutert. Zunächst sei angenommen, dass ein positiver Halbzyklus des Ausgangsstroms i1 erzeugt werden soll. Gemäß einem ersten Funktionsprinzip, das als Bipolar-Schalten oder 2-Pegel-Schalten bekannt ist, werden die ersten und vierten Schalter 42 ₁, 42 ₄ synchron ein- und ausgeschaltet, während die zweiten und dritten Schalter 42 ₂, 42 ₃ dauerhaft ausgeschaltet sind. Während einer Ein-Phase der ersten und vierten Schalter 42 ₁, 42 ₄ wird ein Ausgangsstrom i1 durch die Drossel(n) 44 ₁, 44 ₂ getrieben, der abhängig ist von der Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsspannung V3 über der Eingangskapazität 41 und der Ausgangsspannung v2, wobei die Ausgangsspannung v2 durch die Spannungsnetzspannung v_N definiert ist. Die Schalter 42 ₁–42 ₄ umfassen jeweils ein Freilaufelement, wie beispielsweise eine Diode, das in 4 ebenfalls dargestellt ist. Die Freilaufelemente der zweiten und dritten Schalter 42 ₂, 42 ₃ übernehmen den durch die Drossel(n) fließenden Strom, wenn die ersten und vierten Schalter 42 ₁, 42 ₄ ausgeschaltet sind. Bei diesem Verfahren kann die Amplitude des Ausgangsstroms i1 über den Duty-Cycle des synchronen Schaltbetriebs der ersten und vierten Schalter 42 ₁, 42 ₄ eingestellt werden. Wenn die Schaltfrequenz der Schalter 42 ₁. 42 ₄ wesentlich höher ist als die gewünschte Frequenz des Ausgangsstroms, können Amplitude, Frequenz und Phase des Ausgangswechselstroms i1 über den Duty-Cycle des synchronen Schaltbetriebs der ersten und vierten Schalter 42 ₁, 42 ₄ abhängig von dem Referenzsignal S_REF eingestellt werden. Während des negativen Halbzyklus werden die zweiten und dritten Schalter 42 ₂, 42 ₃ synchron ein- und ausgeschaltet, während die ersten und vierten Schalter 42 ₁, 42 ₄ dauerhaft aus sind, so dass die Bodydioden dieser ersten und vierten Schalter 42 ₁, 42 ₄ leiten. Alternativ werden die Schalter 42 ₁, 42 ₄ (mit kurzen Totzeiten) eingeschaltet, wenn deren Bodydioden vorwärts gepolt sind, um als Synchrongleichrichter betrieben zu werden.
Gemäß einem zweiten Funktionsprinzip, das als Phasenspringen (engl.: phase chopping) oder als 3-Pegel-Schalten bekannt ist, wird der erste Schalter 42 ₁ während des positiven Halbzyklus der Ausgangsspannung v2 dauerhaft eingeschaltet, die zweiten und dritten Schalter 42 ₂, 42 ₃ sind dauerhaft aus und der vierte Schalter 42 ₄ wird getaktet ein- und ausgeschaltet. Während einer Ein-Phase der ersten und vierten 42 ₁, 42 ₄ wird ein Ausgangsstrom i1 durch die Drossel(n) 44 ₁, 44 ₄ getrieben, der abhängig ist von der Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsspannung V3 über der Eingangskapazität 41 und der Ausgangsspannung v2, wobei die Ausgangsspannung v2 durch die Spannungsnetzspannung v_N definiert ist. Während einer Aus-Phase des vierten Schalters 42 ₄ wird durch das Freilaufelement des Schalters 42 ₃ und den eingeschalteten ersten Schalter 42 ₁ ein Freilaufpfad zur Verfügung gestellt, wodurch ein Nullspannungszustand über den Ausgangsdrosseln gewährleistet wird. Bei diesem Verfahren kann die Amplitude des Ausgangsstroms i1 über den Duty-Cycle der Schaltoperation des vierten Schalters 42 ₁, 42 ₄ eingestellt werden. Während des negativen Halbzyklus sind die ersten und vierten Schalter 42 ₁, 42 ₄ dauerhaft ausgeschaltet, der zweite Schalter 42 ₂ ist dauerhaft eingeschaltet und der dritte Schalter 42 ₃ wird getaktet ein- und ausgeschaltet.
Um die momentane Amplitude des Ausgangsstroms i1 während des positiven Halbzyklus zu regeln, variiert die Ansteuerschaltung 45 den Duty-Cycle des wenigstens einen Schalters, der getaktet ein- und ausgeschaltet wird. Der Duty-Cycle des wenigstens einen getakteten Schalters bzw. der Duty-Cycle von dessen Ansteuersignal wird erhöht, um die Amplitude des Ausgangsstroms i1 zu erhöhen, und wird verringert, um die Amplitude des Ausgangsstroms i1 zu verringern. Dieser Duty-Cycle ist abhängig von der momentanen Amplitude des Referenzsignals S_REF.
Die Schalter 42 ₁–42 ₄ können als herkömmliche elektronische Schalter realisiert werden. Bezugnehmend auf 7A, die ein erstes Ausführungsbeispiel zum Realisieren der Schalter veranschaulicht, können die Schalter als MOSFETs ausgebildet sein, insbesondere als n-leitende MOSFETs. Der elektronische Schalter 42 in 7A repräsentiert einen beliebigen der Schalter 42 ₁–42 ₄. Ein MOSFET, wie beispielsweise der in 7A dargestellte n-leitende MOSFET, besitzt eine integrierte Diode, die in 7A ebenfalls dargestellt ist. Diese Diode wird als Bodydiode bezeichnet und kann als Freilaufelement dienen. Eine Drain-Source-Strecke, welche eine Strecke zwischen einem Drainanschluss und einem Sourceanschluss ist, bildet eine Laststrecke eines MOSFET, und ein Gateanschluss bildet einen Steueranschluss.
Bezugnehmend auf 7B könnten die Schalter 42 ₁–42 ₄ auch als IGBTs realisiert sein, wobei eine zusätzliche Diode zwischen einem Kollektor- und einem Emitteranschluss des IGBT geschaltet sein kann. Diese Diode funktioniert als Freilaufelement. Bei einem IGBT verläuft die Laststrecke zwischen dem Emitter- und dem Kollektoranschluss, und der Gateanschluss bildet einen Steueranschluss.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel können zwei der vier Schalter, wie beispielsweise die ersten und dritten Transistoren 42 ₁, 42 ₃ als SCR-Thyristoren realisiert werden, während die anderen zwei Schalter als MOSFET ausgebildet sind.
Gemäß noch einem weiteren Ausführungsbeispiel, das in 7C dargestellt ist, können die Schalter 42 ₁–42 ₄ als GaN-HEMTs (Gallium-Nitride High Electron Mobility Transistors) realisiert werden. Anders als ein herkömmlicher (Silizium- oder Siliziumkarbid-)MOSFET umfasst ein GaN-HEMT keine integrierte Bodydiode. Bei einem GaN-HEMT kann ein Stromfluss in einer Rückwärtsrichtung (entsprechend der Vorwärtsrichtung einer Bodydiode in einem herkömmlichen MOSFET) erreicht werden durch ein Einschalten durch Vorspannen eines Substrats. Bei Realisieren der Schalter in GaN-Technologien können alle Schalter einer Wandlereinheit in einem gemeinsamen Halbleitersubstrat realisiert werden.
8 veranschaulicht schematisch ein Ausführungsbeispiel des Controller 5, der das Referenzsignal S_REF abhängig von dem Synchronisationssignal S_v1 und dem Ausgangsstromsignal S_i1 erzeugt. 8 zeigt ein Blockdiagramm des Controllers 5, um dessen Funktionsprinzip zu veranschaulichen. Es sei erwähnt, dass das Blockdiagramm, das in 8 dargestellt ist, nur dazu dient, die Funktionsweise des Controllers und nicht dessen Realisierung zu veranschaulichen. Die einzelnen Funktionsblöcke, die unten weiter im Detail erläutert werden, können unter Verwendung einer herkömmlichen Technologie realisiert werden, die geeignet ist, einen Controller zu realisieren. Insbesondere können die Funktionsblöcke des Controllers 5 als Analogschaltungen, oder Digitalschaltungen realisiert werden, oder können unter Verwendung von Hardware und Software realisiert werden, wie beispielsweise als Mikrocontroller, auf dem eine spezielle Software läuft, um die Funktionsweise des Controllers 5 zu realisieren.
Bezugnehmend auf 8 umfasst der Controller 5 einen Phasenregelkreis (Phase Locked Loop, PLL 51), die ein Frequenz- und Phasensignal Sωt bereitstellt, das die Frequenz und die Phase des Synchronisationssignals S_v1 repräsentiert. Insbesondere repräsentiert Sωt einen momentanen Phasenwinkel des (sinusförmigen) Synchronisationssignals, das am Eingang der Steuerschaltung 5 erhalten wird. Daher wird das Signal Sωt nachfolgend auch als Phasenwinkelsignal bezeichnet. Die PLL 51 erhält das Synchronisationssignal S_v1. Das Frequenz- und Phasensignal Sωt, das durch die PLL 51 bereitgestellt wird, wird von einem Signalgenerator, wie beispielsweise einem VCO, erhalten, der ein sinusförmiges Signal S_i1-REF so erzeugt, dass es in Phase mit dem Synchronisationssignal S_v1 ist und dass ein Referenzsignal für den Ausgangsstrom i1 der Wandlereinheit 2 bildet.
Bezugnehmend auf 8 erhält der Controller weiterhin das Ausgangsstromsignal S_i1 und berechnet ein Fehlersignal durch Subtrahieren des Ausgangsstromsignals S_i1 von dem Ausgangsstromreferenzsignal S_i1-REF. Die Subtraktionsoperation wird durch einen Subtrahierer durchgeführt, der das Ausgangsstrommesssignal S_i1-REF und das Ausgangsstromsignal S_i1 an Eingangsanschlüssen erhält und der das Fehlersignal an einem Ausgangsanschluss bereitstellt. Das Fehlersignal, welches ebenfalls ein sinusförmiges Signal ist, wird in einem dem Subtrahierer 54 nachgeschalteten Filter 53 gefiltert. Das Referenzsignal S_REF ist eine gefilterte Version des Fehlersignals, das am Ausgang des Filters 53 verfügbar ist. Das Filter ist beispielsweise ein Proportional-(P)-Filter.
Optional wird zu dem Ausgangssignal der PLL 51 ein Phasensignal Sφ addiert, bevor das sinusförmige Referenzsignal S_i1-REF erzeugt wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel besitzt das Referenzsignal S_i1-REF, und daher der Ausgangsstrom i1 eine Phase relativ zu dem Synchronisationssignal S_v1, wobei die Phasenverschiebung durch das Phasensignal S_φ definiert ist.
9 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel der PLL 51 gemäß 6. Diese PLL umfasst einen Phasendetektor mit einer Berechnungseinheit 511, die den Sinus oder den Kosinus des Phasenwinkelsignals Sωt berechnet, und einen Multiplizierer 512, der das Ausgangssignal von der Berechnungseinheit 511 und das Synchronisationssignal S_v1 erhält. Ein Fehlersignal SERR ist am Ausgang des Multiplizierers 512 verfügbar. Das Fehlersignal SERR wird von einem Linearfilter (LF) 514 erhalten, wie beispielsweise einem linearen Proportional-Integral-(PI)-Filter. Im eingeschwungenen Zustand repräsentiert ein Ausgangssignal Sω des linearen Filters die Frequenz des Synchronisationssignals S_v1. Eine integrierende Schaltung (ein Filter mit einem integrierenden (I) Verhalten) erhält das Ausgangssignal von dem linearen Filter, integriert das Ausgangssignal des linearen Filters 514 und erzeugt das Frequenz- und Phasensignal (das Phasenwinkelsignal) Sωt, aus dem der VCO (vergleiche 52 in 8) das Referenzsignal S_i1-REF erzeugt. Das Integrieren des Ausgangssignals des linearen Filters im Zeitbereich entspricht einer Multiplikation mit 1/s im Frequenzbereich.
10 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel des Controllers 5 bei diesem Ausführungsbeispiel erhält eine zweite PLL 51' das Ausgangsstromsignal S_i1 und berechnet ein weiteres Frequenz- und Phasensignal, das die Frequenz und Phase des Ausgangsstromsignals S_i1 repräsentiert. Das weitere Frequenz- und Phasensignal wird von dem Frequenz- und Phasensignal Sωt, das die Frequenz und die Phase des Synchronisationssignals S_v1 (und, optional, die Phasenverschiebung S_φ) repräsentiert, unter Verwendung eines Subtrahierers 54 subtrahiert, um ein Fehlersignal bereitzustellen. Das Fehlersignal wird unter Verwendung eines Filters 53 gefiltert, und ein Signalgenerator 52, wie beispielsweise ein VCO, erhält das Fehlersignal und erzeugt ein sinusförmiges Referenzsignal mit einer Frequenz und einer Phase, die durch das gefilterte Fehlersignal definiert sind. Bei diesem Ausführungsbeispiel kann das Filter 53 als P-Filter oder als PI-Filter realisiert werden.
11 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit 2. Diese Wandlereinheit umfasst außer dem DC/AC-Wandler 4 und dem Controller 5 einen DC/DC-Wandler, der zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 und den DC/AC-Wandler 4 geschaltet ist. Der DC/AC-Wandler 4 kann realisiert werden, wie zuvor anhand der 6 bis 10 erläutert wurde, mit dem Unterschied, dass der DC/AC-Wandler 4 gemäß 11 eine Eingangsgleichspannung V6 von dem DC/DC-Wandler 6 anstelle der Eingangsspannung V3 der Wandlereinheit 2 erhält. Ein Kondensator 60, der zwischen die Anschlüsse 61, 62 geschaltet ist, kann einen Ausgangskondensator des DC/DC-Wandlers 6 oder einen Eingangskondensator 4 des DC/AC-Wandlers 4, oder beide, repräsentieren. Dieser Kondensator 60 kann als Zwischenkreiskondensator bezeichnet werden.
Der DC/DC-Wandler 6 ist dazu ausgebildet, die Eingangsspannung V3 oder den Eingangsstrom I3 auf einen Spannungs- bzw. Stromwert einzustellen, der abhängig ist von einem Referenzsignal S_REF-V3, das von dem DC/DC-Wandler 6 erhalten wird. Zu Erläuterungszwecken sei angenommen, dass der DC/DC-Wandler 6 die Eingangsspannung V3 abhängig von dem Referenzsignal S_REF-V3 einstellt. Das Einstellen der Eingangsspannung V3 der Wandlereinheit 2 kann helfen, die Gleichspannungsquelle 3, die an die Eingangsanschlüsse 21, 22 angeschlossen ist, in einem optimalen Betriebspunkt zu betreiben. Dies wird nachfolgend erläutert.
Eine Solarzelle, und daher ein PV-Modul, das mehrere Solarzellen umfasst, funktioniert wie ein Leistungsgenerator, der eine Ausgangsgleichspannung und einen Ausgangsgleichstrom liefert, wenn sie/es Sonnenlicht ausgesetzt ist. Bei einer gegebenen Lichtleistung, die von dem PV-Array erhalten wird, gibt es einen Bereich von Ausgangsströmen und einen Bereich von zugehörigen Ausgangsspannungen, bei denen das PV-Array betrieben werden kann. Allerdings gibt es nur einen Ausgangsstrom und eine zugehörige Ausgangsspannung, bei welcher die durch das PV-Array bereitgestellte elektrische Leistung ihr Maximum besitzt. Der Ausgangsstrom und die Ausgangsspannung, bei welchem die Ausgangsleistung ihr Maximum annimmt, definieren den Maximum-Leistungspunkt (Maximum Power Point, MPP). Der MPP variiert abhängig von der Lichtleistung, die von dem Array empfangen wird, und abhängig von der Temperatur.
Bezugnehmend auf 11 umfasst die Wandlereinheit 2 außerdem einen Maximum-Power-Point-Tracker (Maximum Power Point Tracker, MPPT) 7, der dazu ausgebildet ist, das Referenzsignal S_REF-V3 so zu erzeugen, dass der DC/DC-Wandler 6 die Eingangsspannung so einstellt, dass die Gleichspannungsquelle 3 in ihrem MPP betrieben wird. Der MPPT 7 erhält ein Eingangsstromsignal S_I3, das den durch die Gleichspannungsquelle 3 (in 9 in gestrichelten Linien dargestellt) bereitgestellten Eingangsstrom I3 repräsentiert, und ein Eingangsspannungssignal S_V3, das die durch die Gleichspannungsquelle 3 bereitgestellte Eingangsspannung V3 repräsentiert. Aus dem Eingangsstromsignal S_I3 und dem Eingangsspannungssignal S_V3 berechnet der MPPT 7 die durch die Gleichspannungsquelle 3 bereitgestellte momentane Eingangsleistung. Das Eingangsspannungssignal S_V3 kann aus der Eingangsspannung V3 in einer herkömmlichen Weise erhalten werden, beispielsweise unter Verwendung einer Spannungsmessschaltung. Entsprechend kann das Eingangsstromsignal S_I3 aus dem Eingangsstrom I3 in einer herkömmlichen Weise erhalten werden, beispielsweise unter Verwendung einer Strommessschaltung. Solche Spannungsmessschaltungen und Strommessschaltungen sind allgemein bekannt und in 11 nicht dargestellt.
Das grundlegende Funktionsprinzip des MPPT 7, um den MPP zu finden, besteht darin, das Referenzsignal S_REF-V3 innerhalb eines vorgegebenen Signalbereichs zu variieren und die Eingangsleistung zu bestimmen, die durch die Gleichspannungsquelle 3 für jede der durch die verschiedenen Referenzsignale S_REF-V3 definierten Eingangsspannungen V3 bereitgestellt wird. Der MPPT 7 ist außerdem dazu ausgebildet, die Eingangsspannung V3 zu detektieren, für welche die maximale Eingangsleistung erhalten wurde, und das Referenzsignal S_REF-V3 schließlich auf den Wert zu setzen, für welchen die maximale Eingangsleistung detektiert wurde.
Da die durch das PV-Array 3 erhaltene Solarenergie variieren kann, ist der MPPT 7 weiterhin dazu ausgebildet, zu überprüfen, ob die Gleichspannungsquelle immer noch in ihrem Maximum-Leistungspunkt betrieben wird, und zwar entweder regelmäßig oder wenn es einen Hinweis gibt, dass sich der Maximum-Leistungspunkt geändert haben könnte. Ein Hinweis, dass sich der Maximum-Leistungspunkt geändert haben könnte, ist beispielsweise, wenn sich der durch das Eingangsstromsignal S_I3 repräsentierte Eingangsstrom I3 ändert, ohne dass sich das Referenzsignal S_REF-V3 geändert hat. Die regelmäßige Überprüfung oder die Ereignis gesteuerte Überprüfung des MPPT 7, ob die Gleichspannungsquelle 3 immer noch in ihrem Maximum-Leistungspunkt betrieben wird, kann den selben Algorithmus umfassen, der zuvor für das erstmalige Detektieren des Maximum-Leistungspunktes erläutert wurde. Herkömmliche Algorithmen zum Detektieren des Maximum-Leistungspunktes, die in dem MPPT 7 implementiert werden können, umfassen beispielsweise einen „Hill Climbing“-Algorithmus, oder einen „Perturb-and-Observe“-Algorithmus.
Der DC/DC-Wandler 6 kann wie ein herkömmlicher DC/DC-Wandler realisiert werden. Ein erstes Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers 6, der in der Wandlereinheit 2 verwendet werden kann, ist in 12 dargestellt. Der in 12 dargestellte DC/DC-Wandler 6 ist als Hochsetzsteller (engl.: boost converter) ausgebildet. Diese Art von Wandler umfasst eine Reihenschaltung mit einem induktiven Speicherelement 64, wie beispielsweise einer Drossel, und eines Schalters 65 zwischen den Eingangsanschlüssen des DC/DC-Wandlers 6, wobei die Eingangsanschlüsse des DC/DC-Wandlers 6 den Eingangsanschlüssen 21, 22 der Wandlereinheit 2 entsprechen. Außerdem ist ein Gleichrichterelement 66, wie beispielsweise eine Diode, zwischen einem Schaltungsknoten, der dem induktiven Speicherelement 64 und dem Schalter 65 gemeinsam ist, und einem ersten Ausgangsanschluss 61 des DC/DC-Wandlers 6 geschaltet. Ein zweiter Ausgangsanschluss 62 des DC/DC-Wandlers 6 ist an den zweiten Eingangsanschluss 22 angeschlossen. Eine Ausgangsspannung V6 des DC/DC-Wandlers ist zwischen den Ausgangsanschlüssen 61, 62 verfügbar. Bezugnehmend auf 12 kann der DC/DC-Wandler 6 weiterhin ein erstes kapazitives Speicherelement 63, wie beispielsweise einen Kondensator, zwischen den Eingangsanschlüssen 21, 22 und ein zweites kapazitives Speicherelement 68, wie beispielsweise einen Kondensator, zwischen den Ausgangsanschlüssen 61, 62 umfassen. Das zweite kapazitive Speicherelement 68 funktioniert als Energiespeicher, der notwendig ist, bei Erzeugen der Ausgangswechselspannung i1 aus der Gleichspannung V6, die am Ausgang des DC/DC-Wandlers 6 verfügbar ist.
Der Schalter 65 kann als herkömmlicher elektronischer Schalter realisiert werden, wie beispielsweise als MOSFET oder als IGBT. Außerdem könnte das gleichrichtende Element 66 als Synchrongleichrichter realisiert werden, welches ein Gleichrichter ist, der unter Verwendung eines elektronischen Schalters, wie beispielsweise eines MOSFET oder eines IGBT realisiert ist. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel ist der Schalter 65 als GaN-HEMT realisiert.
Der DC/DC-Wandler 6 umfasst außerdem eine Steuerschaltung (Controller) 67 zum Erzeugen eines Ansteuersignals S65 für den Schalter 65. Dieses Ansteuersignal S65 ist ein pulsweitenmoduliertes (PWM) Ansteuersignal. Der PWM-Controller 67 ist dazu ausgebildet, den Duty-Cycle dieses Ansteuersignals S65 derart zu erzeugen, dass die Eingangsspannung V3 der gewünschten Eingangsspannung, wie sie durch das Referenzsignal S_REF-V3 repräsentiert ist, entspricht. Hierzu erhält die Steuerschaltung 67 das Referenzsignal S_REF-V3 und das Eingangsspannungssignal S_V3, das die Eingangsspannung V3 repräsentiert.
Ein erstes Ausführungsbeispiel der PWM-Steuerschaltung 67 ist in 13 dargestellt. Wie in 8 (die ein Ausführungsbeispiel des Controllers 5 veranschaulicht) sind in 11 funktionelle Blöcke des Controllers 67 dargestellt. Diese funktionellen Blöcke können als Analogschaltungen oder Digitalschaltungen realisiert werden, oder können unter Verwendung von Hardware und Software realisiert werden. Bezugnehmend auf 13 berechnet die Steuerschaltung 67 ein Fehlersignal S_ERR aus dem Eingangsspannungssignal S_V3 und dem Referenzsignal S_REF-V3. Das Fehlersignal SERR wird entweder durch Subtrahieren des Eingangsspannungssignals V3 von dem Referenzsignal S_REF-V3 berechnet (wie dargestellt), oder durch Subtrahieren des Referenzsignals S_REF-V3 von dem Eingangsspannungssignal S_V3. Das Fehlersignal S_ERR wird durch Subtraktionselement 671 bereitgestellt, das das Eingangsspannungssignal S_V3 und das Referenzsignal S_REF-V3 erhält.
Das Fehlersignal SERR wird von einem Filter 672 erhalten, das ein Duty-Cycle-Signal SDC aus dem Fehlersignal SERR erzeugt. Das Duty-Cycle-Signal SDC repräsentiert den Duty-Cycle des durch die Steuerschaltung 67 bereitgestellten Ansteuersignals S65. Das Filter 672 kann ein herkömmliches Filter zum Erzeugen eines Duty-Cycle-Signals SDC aus einem Fehlersignal SERR in einem PWM-Controller eines DC/DC-Wandlers sein, wie beispielsweise ein P-Filter, ein PI-Filter oder ein PID-Filter.
Ein PWM-Treiber 673 erhält das Duty-Cycle-Signal SDC und ein Taktsignal CLK und erzeugt das Ansteuersignal S65 als PWM-Signal, das eine Schaltfrequenz, die durch das Taktsignal CLK definiert ist, und einen Duty-Cycle, der durch das Duty-Cycle-Signal SDC definiert ist, besitzt. Dieser Treiber 673 kann ein herkömmlicher PWM-Treiber sein, der dazu ausgebildet ist, ein PWM-Ansteuersignal basierend auf einem Taktsignal und einer Duty-Cycle-Information zu erzeugen. Solche Treiber sind allgemein bekannt, so dass diesbezüglich keine weitere Information notwendig ist.
Das grundlegende Steuerprinzip des Controllers 67 gemäß 12 wird kurz erläutert. Es sei angenommen, dass die Eingangsspannung V3 auf einen vorgegebenen Wert eingestellt wurde, der durch das Referenzsignal S_REF.V3 repräsentiert ist, und dass das Referenzsignal S_REF-V3 sich ändert, so dass die Eingangsspannung V3 erneut eingestellt werden muss. Zu Erläuterungszwecken sei angenommen, dass die Eingangsspannung V3 definiert durch das Referenzsignal S_REF-V3 erhöht werden soll. In diesem Fall reduziert die Steuerschaltung 67 den Duty-Cycle des Ansteuersignals S65. Das Reduzieren des Duty-Cycles des Ansteuersignals S65 führt zu einem abnehmenden (durchschnittlichen) Eingangsstrom I3, wobei das Abnehmen des Eingangsstroms I3 bei einer gegebenen, durch die Gleichspannungsquelle 3 bereitgestellten Leistung zu einer ansteigenden Eingangsspannung V3 führt. Entsprechend wird der Duty-Cycle erhöht, wenn die Eingangsspannung V3 verringert werden soll. Ein Erhöhen des Duty-Cycles führt zu einem Erhöhen des Eingangsstroms I3.
Der Hochsetzsteller gemäß 12 stellt nicht nur eine Last für die Gleichspannungsquelle 3, um die Gleichspannungsquelle 3 in ihrem Maximum-Leistungspunkt zu betreiben. Der Hochsetzsteller erzeugt auch eine Ausgangsspannung V6, die von dem DC/AC-Wandler 4 (vergleiche 11) erhalten wird, die höher ist als die Eingangsspannung V3. Außerdem ist der Hochsetzsteller so ausgebildet, dass die Ausgangsspannung V6 höher ist als eine Spitzenspannung der Ausgangsspannung v2 des DC/AC-Wandlers, jedoch niedriger als eine Spannungsfestigkeit der Schalter (vergleiche 42 ₁–42 ₄ in 6) die in dem DC/AC-Wandler implementiert sind.
Bezugnehmend auf 14 kann der DC/DC-Wandler 6 auch als Tiefsetzsteller realisiert sein. Dieser Tiefsetzsteller umfasst eine Reihenschaltung mit einem induktiven Speicherelement 64, wie beispielsweise eine Drossel, und einem Schalter 65 zwischen dem ersten Eingangsanschluss 21 und dem ersten Ausgangsanschluss 61. Ein Freilaufelement 66, wie beispielsweise eine Diode, ist zwischen den zweiten Ausgangsanschluss 62 und einen Schaltungsknoten, der dem induktiven Speicherelement 64 und dem Schalter 65 gemeinsam ist, geschaltet. Ein kapazitives Speicherelement 63, wie beispielsweise ein Kondensator, ist zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 geschaltet.
Wie in dem Hochsetzsteller gemäß 12 kann der Schalter 65 in dem Tiefsetzsteller gemäß 14 als herkömmlicher elektronischer Schalter realisiert sein, wie beispielsweise als ein MOSFET, oder ein IGBT, oder könnte als GaN-HEMT realisiert sein. Außerdem könnte das Freilaufelement 66 als Synchrongleichrichter realisiert sein.
Wie bei dem Hochsetzsteller gemäß 12 wird der Schalter 65 in dem Tiefsetzsteller gemäß 14 durch ein PWM-Ansteuersignal S65 angesteuert, das durch eine Steuerschaltung 67 bereitgestellt wird. Die Steuerschaltung 67 kann wie in 13 dargestellt, realisiert sein. Das Funktionsprinzip der Steuerschaltung 67 in dem Tiefsetzsteller gemäß 14 ist dasselbe, wie in dem Hochsetzsteller gemäß 12, das heißt, der Duty-Cycle des Ansteuersignals S65 wird erhöht, wenn die Eingangsspannung V3 verringert werden soll, und der Duty-Cycle wird verringert, wenn die Eingangsspannung V3 erhöht werden soll.
Es sei erwähnt, dass das Realisieren des DC/DC-Wandlers 6 als Hochsetzsteller (vergleiche 12) oder als Tiefsetzsteller (vergleiche 14) nur ein Beispiel ist. Der DC/DC-Wandler 6 könnte auch als Tiefsetz-Hochsetzsteller, als Hochsetz-Tiefsetzsteller, als Sperrwandler, und so weiter, realisiert werden. Ob ein Hochsetzsteller oder ein Tiefsetzsteller als DC/DC-Wandler zum Nachführen des Maximum-Leistungspunktes der Gleichspannungsquelle 3 und zum Bereitstellen der Eingangsspannung V6 an den DC/AC-Wandler 4 verwendet wird, beeinflusst die Anzahl der in Reihe zu schaltenden Wandlereinheiten 2, damit die Summe der Ausgangsspannungen v2 der Wandlereinheiten 2 der externen Wechselspannung v1 entspricht. Dies wird nachfolgend anhand eines Beispiels erläutert.
Es sei angenommen, dass eine externe Wechselspannung v1 mit 240V_RMS gewünscht ist. Die Spitzenspannung (maximale Amplitude) dieser Spannung v1 ist 338V (240V·sqrt(2), wobei sqrt die Quadratwurzel ist). Außerdem sei angenommen, dass die Gleichspannungsquellen 3 PV-Arrays sind, die jeweils eine Ausgangsspannung zwischen 24V und 28V erzeugen, wenn sie Sonnenlicht ausgesetzt sind. Der DC/AC-Wandler 4 besitzt eine Tiefsetzcharakteristik, das heißt, dass der Spitzenwert der Ausgangsspannung v2 (vergleiche 4) geringer ist als die erhaltene Eingangsgleichspannung V3 bzw. V6. Wenn also Tiefsetzsteller als DC/DC-Wandler 6 in der Wandlereinheit 2 verwendet werden, oder wenn keine DC/DC-Wandler verwendet werden, müssen wenigstens 15 Wandlereinheiten mit daran angeschlossenen PV-Panels in Reihe geschaltet werden. Dies basiert auf der Annahme, dass jedes PV-Array eine minimale Spannung von V3 = 24V erzeugt und dass eine Spitzenspannung der externen Wechselspannung v1 338V ist. Die Anzahl von 15 wird erhalten einfach durch Dividieren von 338V durch 24V (338V/24V = 14,08) und Runden des Ergebnisses auf die nächsthöhere ganze Zahl.
Wenn allerdings ein Hochsetzsteller als DC/DC-Wandler 6 verwendet wird, der beispielsweise eine Ausgangsspannung V6 = 60V aus der Eingangsspannung V3 (die zwischen 24V und 28V ist) erzeugt, kann die Anzahl der in Reihe zu schaltenden Wandlereinheiten 2 auf etwa 6 reduziert werden.
Bei dem in 11 dargestellten DC/AC-Wandler kann die Ausgangsspannung V6 des DC/DC-Wandlers abhängig von der an den Eingangsanschlüssen 21, 22 von der Gleichspannungsquelle 3 erhaltenen Eingangsleistung und abhängig von dem Ausgangsstrom i1, oder genauer, abhängig vom Durchschnitt des Ausgangsstroms i1 variieren. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel, das in 15 dargestellt ist, ist die Steuerschaltung 5 weiterhin dazu ausgebildet, die Eingangsspannung des DC/AC-Wandlers 4 beziehungsweise die Ausgangsspannung des DC/DC-Wandlers 6 zu regeln. Hierzu erhält die Steuerschaltung 5 ein Eingangsspannungssignal S_V6, das die Eingangsspannung V6 repräsentiert. Die Steuerschaltung 5 ist dazu ausgebildet, die Eingangsspannung V6 durch Variieren des Duty-Cycles solcher Schalter in dem DC/AC-Wandler 4, die getaktet angesteuert sind, einzustellen. Die Eingangsspannung kann erhöht werden durch allgemeines Verringern des Duty-Cycles und kann verringert werden durch allgemeines Erhöhen des Duty-Cycles. Hierzu umfasst die Steuerschaltung 5 eine weitere Regelschleife, wobei diese Regelschleife langsamer ist als die Regelschleife, die bewirkt, dass der Ausgangsstrom i1 dem Referenzsignal S_REF folgt. Diese Regelschleife ist beispielsweise dazu ausgebildet, Variationen des Duty-Cycles bei einer Frequenz zwischen 1Hz und 10Hz zu bewirken.
Die Steuerschaltung 5 gemäß 15 basiert auf der in 8 dargestellten Steuerschaltung und umfasst zusätzlich eine weitere Regelschleife, die dazu dient, die Amplitude des Ausgangsstromreferenzsignals S_i1-REF abhängig von dem Eingangsspannungssignal S_V6 einzustellen. Anstelle der in 8 dargestellten Regelschleife könnte die Steuerschaltung gemäß 15 auch basierend auf der Steuerschaltung gemäß 10 realisiert werden. Bezugnehmend auf 15 umfasst die Regelschleife: Ein weiteres Subtraktionselement 56, ein Filter 55 und einen Multiplizierer 57. Das Subtraktionselement 56 erhält das Eingangsspannungssignal S_V& und ein Referenzsignal S_V6-REF, das einen Sollwert der Eingangsspannung V6 repräsentiert. Das Subtraktionselement 56 erzeugt ein weiteres Fehlersignal basierend auf einer Differenz zwischen dem Eingangsspannungssignal S_V6 und dem Referenzsignal S_V6-REF. Das Filter 55 erhält das weitere Fehlersignal und erzeugt ein Amplitudensignal S_AMPL, das eine Amplitude des Referenzsignals S_REF repräsentiert, aus dem weiteren Fehlersignal. Das Filter kann eine P-Charakteristik, eine I-Charakteristik, PI-Charakteristik oder eine PID-Charakteristik besitzen. Das Amplitudensignal SAMPL und das Ausgangssignal des VCO 52 werden durch den Multiplizierer 57 erhalten, der das Ausgangsstromreferenzsignal S_i1-REF erzeugt. Das Ausgangsstromreferenzsignal S_i1-REF besitzt eine Amplitude, die abhängig ist von der Eingangsspannung V6 und die dazu dient, die Eingangsspannung V6 des DC/AC-Wandler (4 in 11) und eine Frequenz und Phase des Ausgangsstroms i1 zu regeln. Die Frequenz und die Phase des Referenzsignals S_REF sind abhängig von dem wenigstens einen Synchronisationssignal S_v1 und dem Ausgangsstromsignal S_i1 und dienen dazu, die Frequenz und die Phase des Ausgangsstroms i1 derart einzustellen, dass eine vorgegebene Phasendifferenz zwischen dem Ausgangsstrom und der Ausgangsspannung vorhanden ist.
Das Eingangsspannungsreferenzsignal S_V6-REF kann einen festen Wert besitzen, der so gewählt ist, dass die Eingangsspannung V6 ausreichend unterhalb der Sperrspannungsfestigkeit der in dem DC/AC-Wandler verwendeten Schalter liegt. Es ist jedoch auch möglich, das Eingangsspannungsreferenzsignal S_V6-REF abhängig von dem Ausgangsstrom, insbesondere von dem Effektivwert des Ausgangsstroms i1 zu variieren. Gemäß einem Ausführungsbeispiel nimmt das Eingangsspannungsreferenzsignal S_V6-REF ab, wenn der Ausgangsstrom i1 zunimmt, und das Eingangsspannungsreferenzsignal S_V6-REF nimmt zu, wenn der Ausgangsstrom abnimmt. Gemäß einem Ausführungsbeispiel besitzt das Eingangsspannungsreferenzsignal S_V6-REF einen ersten Signalwert, wenn der Ausgangsstrom i1 unterhalb eines vorgegebenen Schwellenwerts liegt, und besitzt einen zweiten niedrigeren Signalwert, wenn der Ausgangsstrom i1 oberhalb eines vorgegebenen Schwellenwertes liegt.
Die in 15 dargestellte Steuerschaltung könnte auch in einem Wandler realisiert werden, wie er in 6 dargestellt ist, bei dem der DC/DC-Wandler weggelassen ist. In diesem Fall ist die zu regelnde Eingangsspannung die Ausgangsspannung V3 des PV-Moduls, so dass das Spannungssignal S_V6 in 15 durch das Spannungssignal S_V3, das die Ausgangsspannung der Gleichspannungsquelle 3 repräsentiert, ersetzt ist und das Eingangsspannungsreferenzsignal S_V6-REF durch das Referenzsignal S_V3-REF, das eine gewünschte Ausgangsspannung der Gleichspannungsquelle 3 definiert, ersetzt ist. In diesem Fall kann das Eingangsspannungsreferenzsignal S_V3-REF durch einen MPPT bereitgestellt werden, um die Gleichspannungsquelle (PV-Modul) 3 in ihrem MPP zu betreiben.
16 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers 6, der in der DC/AC-Wandlereinheit 2 gemäß 11 realisiert werden kann. Der DC/DC-Wandler gemäß 16 ist als Hochsetzsteller mit zwei Wandlerstufen 60 ₁, 60 ₂ realisiert. Die zwei Wandlerstufen 60 ₁, 60 ₂ sind parallel zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 und die Ausgangsanschlüsse 61, 62 geschaltet. Jede der Wandlereinheiten 60 ₁, 60 ₂ ist wie der Hochsetzsteller gemäß 12 realisiert und umfasst eine Reihenschaltung mit einem induktiven Speicherelement 64 ₁, 64 ₂, wie beispielsweise eine Drossel, und einem Schalter 65 ₁, 65 ₂ zwischen den Eingangsanschlüssen des DC/DC-Wandlers 6, wobei die Eingangsanschlüsse des DC/DC-Wandlers 6 den Eingangsanschlüssen 21, 22 der Wandlereinheit 2 entsprechen. Außerdem umfasst jede Wandlerstufe ein Gleichrichterelement 66 ₁, 66 ₂, wie beispielsweise eine Diode, das zwischen einen Schaltungsknoten, der dem zugehörigen induktiven Speicherelement 64 ₁, 64 ₂ und dem zugehörigen Schalter 65 ₁, 65 ₂ gemeinsam ist, und dem ersten Ausgangsanschluss 61 des DC/DC-Wandlers 6 geschaltet ist. Der zweite Ausgangsanschluss 62 des DC/DC-Wandlers 6 ist an den zweiten Eingangsanschluss 22 angeschlossen.
Die zwei Wandlerstufen 60 ₁, 60 ₂ teilen sich das erste kapazitive Speicherelement 63 zwischen den Eingangsanschlüssen 21, 22 und teilen sich das zweite kapazitive Speicherelement 68 zwischen den Ausgangsanschlüssen 61, 62. Die Ausgangsspannung V6 des DC/DC-Wandlers ist über dem zweiten kapazitiven Speicherelement 68 verfügbar.
Bezugnehmend auf 16 erzeugt die Steuerschaltung (Controller) 67 des DC/DC-Wandlers 6 zwei PVM-Ansteuersignale S65₁, S65₂, nämlich ein erstes Ansteuersignal S65₁ für den Schalter 65 ₁ der ersten Wandlerstufe 60 ₁ und ein zweites Ansteuersignal S65₂ für den Schalter 65 ₂ der zweiten Wandlerstufe 60 ₂. Gemäß einem Ausführungsbeispiel werden die ersten und zweiten Hochsetzstellerstufen 60 ₁, 60 ₂ versetzt (engl.: interleaved) betrieben, das heißt, es gibt einen Zeitversatz (engl.: time offset) zwischen den Schaltzyklen des ersten Schalters 65 ₁ und den Schaltzyklen des zweiten Schalters 65 ₂. Das Bereitstellen von zwei Wandlerstufen 60 ₁, 60 ₂ und das Betreiben dieser Wandlerstufen 60 ₁, 60 ₂ in versetzter Weise hilft, Spannungswelligkeiten der Eingangsspannung V3 und der Ausgangsspannung V6 des DC/DC-Wandlers 6 zu reduzieren. Selbstverständlich können mehr als zwei Wandlerstufen 60 ₁, 60 ₂ parallel geschaltet werden.
Bezugnehmend auf 16 liefert jede Hochsetzstellerstufe 60 ₁, 60 ₂ einen Ausgangsstrom I6₁, I6₂. Diese Ausgangsströme I6₁, I6₂ addieren sich und bilden den Gesamtausgangsstrom I6 des DC/DC-Wandlers. 17 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel des Controllers 67, der dazu ausgebildet ist, die PWM-Ansteuersignale S65₁, S65₂ für jede Wandlerstufe 60 ₁, 60 ₂ zu erzeugen, und der weiterhin dazu ausgebildet ist, die PWM-Ansteuersignale S65₁, S65₂ derart zu erzeugen, die Ausgangsströme I6₁, I6₂ der Wandlerstufen 60 ₁, 60 ₂ ausgeglichen sind.
Bezugnehmend auf 17 basiert die Steuerschaltung 67 auf der Steuerschaltung 67 gemäß 13 und umfasst das Subtraktionselement 671, das das Eingangsspannungssignal S_V3 und das Eingangsspannungsreferenzsignal S_REF-V3 erhält, und das Filter 672 zum Bereitstellen des Duty-Cycle-Signals SDC. Der Controller 67 gemäß 17 umfasst außerdem: einen ersten PWM-Treiber 673 ₁, der ein erstes Duty-Cycle-Signal S_DC1 erhält, das abhängig ist von dem durch das Filter 672 bereitgestellten Duty-Cycle-Signal SDC, und der ein erstes Taktsignal CLK₁ erhält, und einen zweiten PWM-Treiber 673 ₂, der ein zweites Duty-Cycle-Signal S_DC2 erhält, das abhängig ist von dem durch das Filter 672 bereitgestellt Duty-Cycle-Signal SDC, und der ein zweites Taktsignal CLK₂ erhält. Gemäß einem Ausführungsbeispiel besitzen die ersten und zweiten Taktsignale CLK₁, CLK₂ dieselbe Frequenz. Allerdings gibt es eine Phasenverschiebung zwischen den ersten und zweiten Taktsignalen CLK₁, CLK₂, so dass eine Phasenverschiebung zwischen dem ersten PWM-Ansteuersignal S65₁, das durch den ersten PWM-Treiber 673 ₁ bereitgestellt wird, und dem zweiten PWM-Ansteuersignal S65₂, das durch den zweiten PWM-Treiber 673 ₂ bereitgestellt wird, vorhanden ist.
Wenn die ersten und zweiten Wandlerstufen 60 ₁, 60 ₂ perfekt übereinstimmen würden, so dass kein Risiko nicht ausgeglichener Ausgangsströme I6₁, I6₂ vorhanden wäre, könnte das Duty-Cycle-Signal S_DC als das erste Duty-Cycle-Signal S_DC1 und als das zweite Duty-Cycle-Signal S_DC2 verwendet werden. Allerdings können die Ausgangsströme I6₁, I6₂ aufgrund einer unvermeidlichen Ungleichheit der Komponenten in den Wandlerstufen 60 ₁, 60 ₂ nicht ausgeglichen sein, wenn die ersten und zweiten Ansteuersignale S65₁, S65₂ mit exakt dem selben Duty-Cycle erzeugt würden.
Um solche Ungleichheiten der ersten und zweiten Ausgangsströme I6₁, I6₂ zu kompensieren, umfasst der Controller 67 gemäß 17 eine zusätzliche Regelschleife, die als Stromausgleichsschleife oder Leistungsausgleichsschleife bezeichnet werden kann. Diese Regelschleife erhält ein erstes Ausgangsstromsignal S_i61, das den ersten Ausgangsstrom I6₁ der ersten Wandlerstufe 60 ₁ repräsentiert, und ein zweites Ausgangsstromsignal S_I62, das den zweiten Ausgangsstrom I6₂ der zweiten Wandlerstufe 60 ₂ repräsentiert. Diese Ausgangsstromsignale S_I61, S_I62 können unter Verwendung herkömmlicher Strommesseinheiten erzeugt werden. Die Ausgangsstromsignale S_I61, S_I62 werden von einer Subtraktionseinheit 675 erhalten, die ein weiteres Fehlersignal S_ERR2 erzeugt. Das weitere Fehlersignal S_ERR2 repräsentiert eine Differenz zwischen den ersten und zweiten Ausgangsströmen I6₁, I6₂. Außerdem wird das Fehlersignal S_ERR2 von einem Filter 676 erhalten, das ein gefiltertes Fehlersignal erzeugt. Das Filter 676 kann eine P-Charakteristik, eine I-Charakteristik oder eine PI-Charakteristik besitzen.
Eine weitere Subtraktionseinheit 674 ₁ subtrahiert das gefilterte Fehlersignal von dem Duty-Cycle-Signal SDC, um das erste Duty-Cycle-Signal S_DC1 zu erzeugen und ein Addierer 674 ₂ addiert das das gefilterte Fehlersignal zu dem Duty-Cycle-Signal S_DC, um das zweite Duty-Cycle-Signal S_DC2 zu erzeugen.
Das Funktionsprinzip des Controllers 67 gemäß 17 ist wie folgt:
Wenn die ersten und zweiten Ausgangsströme I6₁, I6₂ identisch sind, ist das weitere Fehlersignal S_ERR2 Null. In diesem Fall entspricht das erste Duty-Cycle-Signal S_DC1 dem zweiten Duty-Cycle-Signal S_DC2. Wenn beispielsweise der erste Ausgangsstrom I6₁ größer ist als der zweite Ausgangsstrom I6₂, besitzen das weitere Fehlersignal S_ERR2 und das gefilterte Fehlersignal einen positiven Wert. In diesem Fall wird das Duty-Cycle-Signal S_DC1 (das erhalten wird durch Subtrahieren des gefilterten Fehlersignals von dem Duty-Cycle-Signal SDC) kleiner als das zweite Duty-Cycle-Signal S_DC2 (das erhalten wird durch Addieren des gefilterten Fehlersignals zum dem Duty-Cycle-Signal SDC). Damit wird der Duty-Cycle des ersten Ansteuersignals S65₁ kleiner als der Duty-Cycle des zweiten Ansteuersignals S65₂, um den ersten Ausgangsstrom I6₁ zu reduzieren und den zweiten Ausgangsstrom I6₂ zu erhöhen, um diese Ausgangsströme I6₁, I6₂ anzugleichen.
18 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel der Steuerschaltung 67, die dazu ausgebildet ist, die Ausgangsströme I6₁, I6₂ anzugleichen. Die Steuerschaltung 67 gemäß 18 basiert auf der Steuerschaltung 67 gemäß 17. In der Steuerschaltung 67 gemäß 18 erhält die Subtraktionseinheit 674 ₁, die das erste Duty-Cycle-Signal S_DC1 erzeugt, nicht das Duty-Cycle-Signal SDC, sondern erhält eine gefilterte Version einer Differenz zwischen dem Duty-Cycle-Signal SDC und dem ersten Ausgangsstromsignal S_I61. Eine Subtraktionseinheit 677 ₁ berechnet die Differenz und ein Filter 678 ₁ filtert die Differenz. Das Filter kann eine P-Charakteristik, eine I-Charakteristik, oder eine PI-Charakteristik besitzen. Entsprechend erhält der Addierer 674 ₂, der das zweite Duty-Cycle-Signal S_DC2 bereitstellt, nicht das Duty-Cycle-Signal SDC, sondern erhält eine gefilterte Differenz zwischen dem Duty-Cycle-Signal SDC und dem zweiten Eingangsstromsignal S_I62. Eine Subtraktionseinheit 677 ₂ berechnet die Differenz zwischen dem Duty-Cycle-Signal SDC und dem zweiten Ausgangsstromsignal S_I62 und ein Filter 678 ₁ filtert die Differenz. Die Ausgangssignale der Filter 678 ₁, 678 ₂ werden von der Subtraktionseinheit 674 ₁ beziehungsweise dem Addierer 674 ₂ erhalten.
Während bei dem in 17 dargestellten Ausführungsbeispiel eine einzelne Regelschleife dazu verwendet wird, die Eingangsspannung V3 zu regeln, wird bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 18 eine 2-Regelschleifen-Struktur verwendet.
19 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit 2 mit einem DC/AC-Wandler 4. Die Wandlereinheit 2 kann außerdem einen DC/DC-Wandler 6 (vergleiche 9) umfassen, der zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 und den DC/AC-Wandler geschaltet ist. Allerdings ist ein solcher DC/DC-Wandler in 19 nicht dargestellt. Abhängig davon, ob die Wandlereinheit 2 einen DC/DC-Wandler enthält oder nicht, erhält der DC/AC-Wandler 4 die Eingangsspannung V3 der Wandlereinheit 2 oder die Ausgangsspannung des DC/DC-Wandlers 6 (in 19 nicht dargestellt) als Eingangsspannung. Zu Zwecken der Erläuterung sei angenommen, dass der DC/AC-Wandler 4 die Eingangsspannung V3 erhält.
Der DC/AC-Wandler gemäß 19 umfasst einen Tiefsetzsteller 80, der die Eingangsspannung V3 als Eingangsspannung erhält. Der Tiefsetzsteller 80 ist dazu ausgebildet, einen Ausgangsstrom i80 zu erzeugen, der eine gleichgerichtete Version des Ausgangsstroms i1 des DC/AC-Wandlers 4 ist. Es sei beispielsweise angenommen, dass ein gewünschter Signalverlauf des Ausgangsstroms i1 ein sinusförmiger Signalverlauf ist. In diesem Fall besitzt der Ausgangsstrom i80, der durch den Wandler 80 bereitgestellt wird, den Signalverlauf einer gleichgerichteten Sinuskurve beziehungsweise den Signalverlauf des Betrags einer Sinuskurve. Dies ist schematisch in 20 dargestellt, in der beispielhaft Zeitverläufe eines sinusförmigen Ausgangsstroms i1 und des zugehörigen Ausgangsstroms i80 des Wandlers 80 dargestellt sind.
Der Ausgangsstroms i1 des DC/AC-Wandlers 4 wird aus dem Ausgangsstrom i80 des Tiefsetzstellers 80 unter Verwendung einer Brückenschaltung 85 mit zwei Halbbrücken erzeugt, wobei jede dieser Halbbrücken zwischen die Ausgangsanschlüsse 81, 82 des Tiefsetzstellers 80 geschaltet ist. Diese Brückenschaltung 85 kann als Entfaltebrücke (engl.: unfolding bridge) bezeichnet werden. Eine erste Halbbrücke umfasst einen ersten und einen zweiten Schalter 85 ₁, 85 ₂, die in Reihe zwischen die Ausgangsanschlüsse 81, 82 geschaltet sind, und eine zweite Halbbrücke umfasst einen dritten Schalter 85 ₃ und einen vierten Schalter 85 ₄, die in Reihe zwischen die Ausgangsanschlüsse 81, 82 geschaltet sind. Ein Ausgangsanschluss der ersten Halbbrücke, welches ein Schaltungsknoten ist, der den ersten und zweiten Schaltern 85 ₁, 85 ₂ gemeinsam ist, ist an den ersten Ausgangsanschluss 23 gekoppelt. Ein Ausgangsanschluss der zweiten Halbbrücke, welches ein Schaltungsknoten ist, der dem dritten und vierten Schalter 85 ₃, 85 ₄ gemeinsam ist, ist an den zweiten Ausgangsanschluss 24 der Wandlereinheit 2 gekoppelt. Optional ist ein EMI-Filter 88 mit zwei Induktivitäten, wie beispielsweise Drosseln, zwischen die Ausgangsanschlüsse der Halbbrücken und die Ausgangsanschlüsse 23, 24 der Wandlereinheit 2 geschaltet. Die Ausgangskapazität C der Wandlereinheit, die zwischen die Ausgangsanschlüsse geschaltet ist, kann Teil des EMI-Filters 88 sein.
Bezugnehmend auf 19 besitzt der Ausgangsstrom i80 des Tiefsetzstellers 80 eine Frequenz, die das Doppelte der Frequenz des Ausgangsstroms i1 besitzt. Eine Schaltfrequenz der Schalter 85 ₁–85 ₄ der Brückenschaltung 85 entspricht der Frequenz des Ausgangsstroms i1. Während einer positiven Halbzyklus des Ausgangsstroms i1 sind der erste und vierte Schalter 85 ₁, 85 ₄ eingeschaltet und während eines negativen Halbzyklus der Ausgangsspannung V2 sind die zweiten und dritten Schalter 85 ₂, 85 ₃ eingeschaltet. Die Schalter der Brückenschaltung 85 werden durch Ansteuersignale S85₁–S85₄ angesteuert, die durch eine Ansteuerschaltung 89 erzeugt werden. Zeitdiagramme dieser Ansteuersignale S85₁–S85₄ sind in 20 ebenfalls dargestellt. In 20 repräsentiert ein hoher Signalpegel dieser Zeitdiagramme einen Ein-Pegel des zugehörigen Ansteuersignals S85₁–S85₄. Ein Ein-Pegel des Ansteuersignals ist ein Signalpegel, bei dem der zugehörige Schalter eingeschaltet ist. Die Ansteuersignale S85₁–S85₄ können beispielsweise abhängig von der Ausgangsspannung v80 des Tiefsetzstellers 80 erzeugt werden, wobei gemäß einem Ausführungsbeispiel die Ansteuerschaltung 89 den Schaltzustand der Schalter jedes Mal dann ändert, wenn die Ausgangsspannung v80 auf 0 abgesunken ist. „Ändern des Schaltzustands“ bedeutet entweder Einschalten der ersten und vierten Schalter 85 ₁, 85 ₄ und Ausschalten der anderen zwei Schalter, oder bedeutet Einschalten des zweiten und dritten Schalters 85 ₂, 85 ₃ und Ausschalten der anderen zwei Schalter.
Der Tiefsetzsteller kann eine herkömmliche Tiefsetzstellertopologie besitzen und kann einen Schalter 83 umfassen, der in Reihe zu einem induktiven Speicherelement 84 geschaltet ist, wobei die Reihenschaltung zwischen den ersten Eingangsanschluss 21 der Wandlereinheit 2 oder den ersten Ausgangsanschluss 61 eines DC/DC-Wandlers (nicht dargestellt) beziehungsweise den ersten Ausgangsanschluss 61 des Tiefsetzstellers 80 geschaltet ist. Ein Gleichrichterelement 86 ist zwischen den zweiten Ausgangsanschluss 82 (der dem zweiten Eingangsanschluss 22 entspricht) des Tiefsetzstellers und einen Schaltungsknoten der dem Schalter 83 und dem induktiven Speicherelement 84 gemeinsam ist, geschaltet. Der Schalter 83 kann als herkömmlicher elektronischer Schalter realisiert sein, wie beispielsweise als MOSFET oder als IGBT oder als GaN-HEMT. Das Gleichrichterelement 86 kann als Diode oder als Synchrongleichrichter realisiert sein. Außerdem ist ein kapazitives Speicherelement 85, wie beispielsweise ein Kondensator, zwischen die Eingangsanschlüsse des Tiefsetzstellers 80 geschaltet und ein optionaler Glättungskondensator 89 ist zwischen die Ausgangsanschlüsse 81, 82 geschaltet.
Der Schalter 83 des Tiefsetzstellers 80 wird durch ein PWM-Ansteuersignal S83 angesteuert, das durch eine Steuerschaltung oder einen Controller 87 erzeugt wird. Der Controller 87 des Tiefsetzstellers 80 erhält das Referenzsignal S_REF von dem Controller 5 der Wandlereinheit 2. Der Controller 87 des Tiefsetzstellers 80 ist dazu ausgebildet, seinen Ausgangsstrom i80 korrespondierend zu dem Referenzsignal S_REF zu erzeugen. Dieses Referenzsignal S_REF gemäß 19 besitzt, anders als das Referenzsignal S_REF gemäß 11, nicht den Signalverlauf des Ausgangsstroms i1, sondern den Signalverlauf des gleichgerichteten Ausgangsstroms i1. Dieses Referenzsignal S_REF wird ebenfalls aus dem Synchronisationssignal S_v1 und dem Ausgangsstromsignal S_i1 erzeugt.
Der Controller 5 zum Erzeugen des Referenzsignals S_REF gemäß 19 kann den in den 8 und 15 dargestellten Controllern entsprechen, mit dem Unterschied, dass das oszillierende Signal, das am Ausgang des Oszillators 53 bereitgestellt wird, gleichgerichtet wird. Ein Ausführungsbeispiel des Controllers 5 gemäß 19 ist in 21 dargestellt. Dieser Controller 5 entspricht dem Controller gemäß 8, mit dem Unterschied, dass das Ausgangssignal des Filters 53 von einem Gleichrichter 58 erhalten wird, der eine gleichgerichtete Version des oszillierenden Ausgangssignals des Oszillators 53 erzeugt. Mathematisch ist dies äquivalent zum Erzeugen des Betrags des oszillierenden Ausgangssignals des Oszillators 53. Das Referenzsignal S_REF steht am Ausgang des Gleichrichters 58 zur Verfügung.
22 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Controllers 5, der in dem DC/AC-Wandler 4 gemäß 19 realisiert sein kann. Der Controller 5 gemäß 22 basiert auf dem Controller 5 gemäß 15, mit dem Unterschied, dass das Amplitudensignal SAMPL aus dem Eingangsspannungssignal S_V3 erzeugt wird, das die Eingangsspannung V3 repräsentiert, die durch die Gleichspannungsquelle 3 bereitgestellt wird, und aus dem Eingangsspannungsreferenzsignal S_REF-V3 erzeugt wird. Das Eingangsspannungsreferenzsignal S_REF-V3 kann durch einen MPPT erzeugt werden, wie beispielsweise einen anhand von 11 erläuterten MPPT 7.
Die in den 15, 21 und 22 dargestellten Regelschleifen könnten selbstverständlich auch dahingehend geändert werden, dass sie auf der Regelschleifenstruktur gemäß 10 anstatt der von 8 basieren.
Bezugnehmend auf 19 kann der Controller 87 der Tiefsetzsteller 80 wie ein herkömmlicher Controller zum Bereitstellen eines PWM-Ansteuersignals in einem Tiefsetzsteller realisiert werden. Der Controller 86 erhält das Referenzsignal S_REF und ein Ausgangsstromsignal S_i80, wobei das Ausgangsstromsignal S_i80 den Ausgangsstrom i80 des Tiefsetzstellers 80 repräsentiert. Der Controller 86 ist dazu ausgebildet, den Duty-Cycle des Ansteuersignals S83 so zu variieren, dass der Ausgangsstrom i80 des Tiefsetzstellers zu dem Referenzsignal S_REF korrespondiert. Die Funktionsweise dieses Controllers 86 entspricht der Funktionsweise des in 13 dargestellten Controller 67. Bei dem in 19 dargestellten Ausführungsbeispiel erhält der Controller das Ausgangsstromsignal S_i1, das den Ausgangsstrom i1 repräsentiert, und das Synchronisationssignal S_v1 zum Erzeugen des Referenzsignals S_REF. Dies ist jedoch nur ein Beispiel. Es wäre ebenfalls möglich, das Referenzsignal S_REF basierend auf Signalen zu erzeugen, die die Ausgangsspannung v80 und den Ausgangsstrom i80 des Tiefsetzstellers 80 repräsentieren. In diesem Fall wird das Referenzsignal derart erzeugt, dass der Ausgangsstrom i80 und die Ausgangsspannung v80 des Tiefsetzstellers 80 eine vorgegebene Phasendifferenz besitzen.
Das Funktionsprinzip einer Leistungswandlerschaltung mit DC/AC-Wandlern, wie sie in 19 dargestellt ist, wird nun anhand der 1 und 19 erläutert. Die Erläuterung basiert auf der Annahme, dass die Spannung des Spannungsnetzes 100 eine sinusförmige Spannung ist, so dass ein Ausgangsstrom i1 mit einem sinusförmigen Signalverlauf gewünscht ist. Außerdem sei angenommen, dass die Eingangsleistungen der einzelnen DC/AC-Wandler null ist, während die Spannungsnetzspannung v_N an die Eingangsanschlüsse 11, 12 angelegt wird und die Brückenschaltungen 85 in den einzelnen Wandlereinheiten in Betrieb sind. In diesem Fall sind die Glättungskondensatoren 89 der Tiefsetzsteller in Reihe zwischen die Ausgangsanschlüsse 11, 12 geschaltet. Wenn die einzelnen Kondensatoren 89 dieselbe Größe besitzen, ist die Spannung über jedem dieser Kondensatoren 89 das 1/n-fache der Spannungsnetzspannung v_N.
Es sei nun angenommen, dass die DC/AC-Wandler eine Eingangsleistung von den daran angeschlossenen PV-Modulen 3 erhalten. Die DC/AC-Wandler stellen dann ihren gemeinsamen Ausgangsstrom i1 so ein, dass er in Phase mit der externen Spannung v1 (der Spannungsnetzspannung) ist. Die Amplitude des Ausgangsstrom i1 wird insbesondere über die Eingangsspannung V3 geregelt, wobei der Strom erhöht wird, wenn die Spannung V3 ansteigt, und der Strom verringert wird, wenn die Spannung V3 absinkt.
Wenn der Ausgangsstrom i1, der durch einen DC/AC-Wandler bereitgestellt wird, absinkt, wird ein Strom, der einer Differenz zwischen dem Ausgangsstrom i1 und dem gemeinsamen Strom i1_OUT entspricht, an den Ausgangskondensator C geliefert, welcher bewirkt, dass die Spannung v2 über dem Ausgangskondensator C absinkt, bis die an den DC/AC-Wandler gelieferte Eingangsleistung seiner Ausgangsleistung entspricht. Ein Absinken der Spannung v2 über dem Ausgangskondensator 89 eines DC/AC-Wandlers 4 oder einer Wandlereinheit 2 bewirkt einen Anstieg der Spannungen über den Ausgangskondensatoren der anderen Wandlereinheiten. Dieser Prozess geht weiter, bis sich die Wandlereinheit 2 in einem stabilen Betriebspunkt bei einem niedrigeren Ausgangspunkt i1 eingeschwungen hat. Wenn die anderen Wandlereinheiten 2 zunächst weiterhin bei den selben Duty-Cycle betrieben werden, führt der Anstieg der Spannungen über deren Ausgangskondensatoren zu einer Reduktion ihrer Ausgangsströme i1 (und dadurch zu einer Reduktion des gemeinsamen Ausgangsstroms), um deren Ausgangsleistungen gleich deren Eingangsleistungen zu halten. Wenn der durch einen DC/AC-Wandler bereitgestellte Ausgangsstrom i1 ansteigt, um damit höher zu sein als der gemeinsame Ausgangsstrom i1_OUT, wird der zugehörige Ausgangskondensator C geladen, was zu einem Anstieg der Spannung über dem Ausgangskondensator C des einen Wandlers und zu einem Absinken der Spannung über den Ausgangskondensatoren der anderen Wandler führt.
Anhand der zuvor gemachten Erläuterung wurde deutlich, dass außer den Regelschleifen in den einzelnen Wandlereinheiten 2 keine zusätzliche Regelschleife benötigt wird, um die Ausgangsspannungen der einzelnen Wandlereinheiten 2 zu regeln. Die Leistungswandlerschaltung 1 mit den Wandlereinheiten 2 ist „selbstorganisierend“. Bezugnehmend auf 1 sei beispielsweise angenommen, dass im eingeschwungenen Zustand die durch die erste Gleichspannungsquelle an die erste Wandlereinheit 2 ₁ gelieferte Eingangsleistung abfallen würde, beispielsweise weil das zugehörige PV-Array beschattet ist. Die Ausgangsspannung v2₁ der zugehörigen Wandlereinheit 2 würde dann abfallen, während die Ausgangsspannungen der anderen Wandlereinheiten 2 ₂, 2 _n ansteigen würden, um der durch Gleichung (1) definierten Bedingung zu genügen. Außerdem würde der gemeinsame Ausgangsstrom i1_OUT absinken. Der Übergangsprozess ist wie folgt. Wenn die durch die erste Wandlereinheit 2 ₁ erhaltene Eingangsleistung absinkt, bleibt der gemeinsame Ausgangsstrom i1_OUT zunächst unverändert, während der Ausgangsstrom i1₁ der ersten Wandlereinheit 2 ₁ absinkt. Das Absinken des Ausgangsstroms i1₁ und der unveränderte gemeinsame Ausgangsstrom i_OUT1 bewirkt ein Entladen des Ausgangskondensators C₁ der ersten Wandlereinheit 2 ₁, so dass die Ausgangsspannung v2₁ absinkt. Ein Absinken der Ausgangsspannung der ersten Wandlereinheit bewirkt jedoch einen Anstieg der Ausgangsspannungen der anderen Wandlereinheiten, welche nun ihre Ausgangsströme verringern, um deren Ausgangsleistungen gleich deren Eingangsleistungen zu halten. Die Übergangsprozesse enden, wenn sich ein „neuer“ gemeinsamer Ausgangsstrom i_OUT eingestellt hat, dem die einzelnen Ausgangsströme i1 entsprechen. Dies ist ein selbstorganisierender und selbst stabilisierender Prozess, der keine zusätzliche Regelschleife außer den zuvor beschriebenen Regelschleifen in den einzelnen Wandlereinheiten 2 benötigt.
23 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung. Bei dieser Leistungswandlerschaltung sind zwei Reihenschaltungen 1 _I, 1 _II, die jeweils eine Gruppe mit mehreren in Reihe geschalteten Wandlereinheiten 2 _I1–2 _In und 2 _II1–2 _IIn aufweisen, parallel zwischen die Ausgangsanschlüsse 11, 12 geschaltet. Jede der Reihenschaltungen 1 _I, 1 _II kann gemäß der zuvor erläuterten Reihenschaltung 1 mit Wandlereinheiten 2 ₁–2 _n realisiert werden. Die Wandlereinheiten der zwei Gruppen (der zwei Reihenschaltungen) sind an die selbe Synchronisationsschaltung 10 gekoppelt, die entsprechend einem der zuvor erläuterten Ausführungsbeispiele realisiert sein kann. Selbstverständlich können mehr als zwei Reihenschaltungen, die jeweils mehrere Wandlereinheiten aufweisen, parallel geschaltet werden.
Bezugnehmend auf die vorangehende Erläuterung kann die Synchronisationsschaltung 10 als Spannungsmessschaltung realisiert sein, die die externe Wechselspannung v₁ misst und die das wenigstens eine Synchronisationssignal S_v1 so erzeugt, dass das Synchronisationssignal ein kontinuierliches Signal ist, das die externe Wechselspannung v₁ repräsentiert und das somit die selbe Frequenz und Phase wie die externe Wechselspannung v₁ besitzt. 24 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel der Synchronisationsschaltung 10.
Bei dem in 24 dargestellten Ausführungsbeispiel erhält die Synchronisationsschaltung 10 die externe Wechselspannung v₁ die an den Ausgangsanschlüssen 11, 12 verfügbar ist, und erzeugt das Synchronisationssignal S_v1 als kontinuierliches Signal mit einer Frequenz und einer Phase, die abhängig ist von der Frequenz beziehungsweise der Phase der externen Wechselspannung v₁. Gemäß einem Ausführungsbeispiel erhält die Synchronisationsschaltung 10 ein Phasenverschiebungssignal SPS, das eine gewünschte Phasenverschiebung zwischen dem Synchronisationssignal S_v1 und der externen Wechselspannung v₁ definiert. Bei dem in 24 dargestellten Ausführungsbeispiel umfasst die Synchronisationsschaltung 10 eine Phasenverschiebungsschaltung 110, die eine Ausgangsspannung v₁' bereitstellt. Die Ausgangsspannung v₁' der Phasenverschiebungsschaltung 110 besitzt eine Phasenverschiebung relativ zu der externen Wechselspannung v₁, wobei die Phasenverschiebung durch das Phasenverschiebungssignal SPS definiert ist. Eine Übertragungsschaltung 120 erhält die Ausgangsspannung v₁' der Phasenverschiebungsschaltung 110 und erzeugt das wenigstens eine Synchronisationssignal S_v1, das an die einzelnen Wandlereinheiten 2 (in 24 nicht dargestellt) übertragen wird.
Bezugnehmend auf 25 kann die Übertragungsschaltung 120 als Spannungsteiler mit mehreren Spannungsteilerelementen 120 ₁, 120 ₂, 120 _n, die in Reihe geschaltet sind, realisiert sein. Der Spannungsteiler der Übertragungsschaltung 120 ist ähnlich dem in 3 dargestellten Spannungsteiler. Die einzelnen Spannungsteilerelemente 120 ₁–120 _n des Spannungsteilers 120 können wie die Spannungsteilerelemente 10 _i, die anhand der 4A bis 4C und 5 erläutert wurden, realisiert sein. Bezugnehmend auf 25 liefert jedes der Spannungsteilerelemente 120 ₁–120 _n eine Spannung v1₁', v1₂', v1_n', wobei jede dieser Spannungen ein Synchronisationssignal repräsentiert, das durch eine Wandlereinheit 2 (in 25 nicht dargestellt) in derselben Weise erhalten wird, wie die einzelnen Wandlereinheiten 2 ₁–2 _n gemäß 3 die einzelnen Spannungen v1₁, v1₂, v1_n erhalten.
Bei Verwenden einer Synchronisationsschaltung 10, wie sie in 24 dargestellt ist, kann eine Phasenverschiebung zwischen den Ausgangsströmen i1 der einzelnen Wandlereinheiten 2 und der externen Wechselspannung v1 über das Phasenverschiebungssignal SPS eingestellt werden, so dass keine Notwendigkeit besteht, den einzelnen Wandlereinheiten 2 individuell Phasenverschiebungssignale (S_φ in den 15, 21 und 22) zur Verfügung zu stellen. Es ist jedoch selbstverständlich möglich, den einzelnen Wandlereinheiten zusätzlich Phasenverschiebungssignale zur Verfügung zu stellen
Das Übertragen des wenigstens einen Synchronisationssignals S_v1 an die einzelnen Wandlereinheiten über einen Spannungsteiler, wie in 25 dargestellt, ist nur ein mögliches Ausführungsbeispiel. Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen wird das wenigstens eine Synchronisationssignal S_v1 über einen Signalbus, einen Funkpfad oder über eine Stromleitung unter Verwendung von Stromleitungskommunikation (engl.: power line communication) an die einzelnen Wandlereinheiten 2 übertragen. Selbstverständlich werden in diesem Fall in den Wandlereinheiten 2 entsprechende Empfängerschaltungen verwendet.
Hinsichtlich einer Stromleitungskommunikation können Standard-Stromleitungskommunikationsschaltungen für die Kommunikation zwischen der Synchronisationsschaltung 10 und den einzelnen Wandlereinheiten 2 verwendet werden, da der Ausgangsstrom i_OUT der Wandlerschaltung ein Wechselstrom ist. In diesem Fall wird die Stromleitung der Wandlerschaltung 1, welches die Leitung ist, die den Ausgangsstrom i_OUT trägt, und die die Ausgänge der einzelnen Wandlereinheiten 2 verbindet, für die Kommunikation genutzt. Ein erstes Stromleitungskommunikationsinterface (nicht dargestellt), das an die Stromleitung gekoppelt ist, erhält das Synchronisationssignal S_v1 und leitet das Synchronisationssignal S_v1 geeignet moduliert über die Stromleitung zu den einzelnen Wandlereinheiten 2. Jede Wandlereinheit umfasst ein korrespondierendes Stromleitungskommunikationsinterface, das an die Stromleitung gekoppelt ist und das dazu ausgebildet ist, das modulierte Synchronisationssignal S_v1 zu erhalten und zu demodulieren.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel, das in 24 in gestrichelten Linien dargestellt ist, erhält die Synchronisationsschaltung nicht nur das Phasenverschiebungssignal SPS, sondern erhält zusätzlich zu dem Phasenverschiebungssignal SPS oder anstelle des Phasenverschiebungssignal SPS ein Steuersignal SCTRL, über welches andere Parameter des Synchronisationssignals S_v1, wie beispielsweise die Frequenz und/oder die Amplitude des Synchronisationssignals S_v1 eingestellt werden können. Bei diesem Ausführungsbeispiel kann das Synchronisationssignal S_v1 unabhängig von der externen Wechselspannung v1 erzeugt werden, was bei einigen der unten erläuterten Betriebsszenarien hilfreich sein kann.
Bezugnehmend auf die vorangehende Erläuterung kann das Synchronisationssignal S_v1, das durch jede Wandlereinheit 2 erhalten wird, ein kontinuierliches Signal sein, das kontinuierlich von der Synchronisationsschaltung 10 zu den Wandlereinheiten 2 übertragen wird. Jede der Wandlereinheiten 2 erzeugt ihren zugehörigen Ausgangsstrom i1 kontinuierlich in Übereinstimmung mit dem Synchronisationssignal S_v1, das heißt, mit einer Frequenz und einer Phase, die durch das Synchronisationssignal S_v1 definiert ist.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel ist das Synchronisationssignal S_v1 ein Impulssignal, das eine Sequenz von Signalimpulsen umfasst, und die einzelnen Wandlereinheiten 2 sind dazu ausgebildet, ein kontinuierliches Signal zu erzeugen, das eine Frequenz und eine Phase von dem Impulssignal besitzt.
26 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit 2, die dazu ausgebildet ist, ein Impulssignal als Synchronisationssignal S_v1 zu erhalten. Die Wandlereinheit 2 gemäß 26 entspricht den Wandlereinheiten gemäß der 5 und 11 und umfasst zusätzlich einen Signalgenerator 20, der das gepulste Synchronisationssignal S_v1 erhält und der dazu ausgebildet ist, ein kontinuierliches sinusförmiges Synchronisationssignal S_v1' aus dem gepulsten Signal S_v1 zu erzeugen. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird das kontinuierliche Synchronisationssignal S_v1', das am Ausgang des Signalgenerators 20 bereitgestellt wird, durch die Steuerschaltung 5 erhalten und wird in der Steuerschaltung 5 in derselben Weise wie das kontinuierliche sinusförmige Synchronisationssignal S_v1, das zuvor erläutert wurde, verarbeitet. Der DC/AC-Wandler 4 und der optionale DC/DC-Wandler 6 können wie zuvor und wie nachfolgend erläutert realisiert sein.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das gepulste Synchronisationssignal S_v1 ein periodisches Signal, das Signalimpulse besitzt, die gleichmäßig beabstandet sind, und der Signalgenerator 20 ist dazu ausgebildet, ein sinusförmiges Signal S_v1' aus dem gepulsten Signal S_v1 zu erzeugen. Gemäß einem Ausführungsbeispiel erzeugt der Signalgenerator 20 das sinusförmige Synchronisationssignal S_v1' derart, dass ein Nulldurchgang des sinusförmigen Signals S_v1' jedes Mal dann auftritt, wenn ein Signalimpuls des gepulsten Synchronisationssignals S_v1 auftritt. Bei diesem Ausführungsbeispiel definiert der gegenseitige Abstand der Signalimpulse die Frequenz des kontinuierlichen Synchronisationssignals S_v1', das durch den Signalgenerator 20 erzeugt wird, und die absolute Position der einzelnen Signalimpulse auf der Zeitachse definiert die Phase des kontinuierlichen Synchronisationssignals. Ein Ausführungsbeispiel eines Signalgenerators, der dazu ausgebildet ist, ein gepulstes Synchronisationssignals S_v1 zu erhalten, und dazu ausgebildet ist, ein kontinuierliches Synchronisationssignal S_v1' mit einer durch das gepulste Synchronisationssignal S_v1 definierten Frequenz und Phase zu erzeugen, ist in 27 dargestellt. Zeitverläufe von Signalen, die in diesem Signalgenerator vorkommen, sind in 28 dargestellt.
Bezugnehmend auf 27 umfasst der Signalgenerator einen Integrierer 202, der das gepulste Synchronisationssignal S_v1 als Taktsignal erhält. Ein Zeitverlauf eines Ausführungsbeispiels des gepulsten Synchronisationssignals S_v1 ist in 28 dargestellt. Der Integrierer ist dazu ausgebildet, ein an einem zweiten Eingang erhaltenes konstantes Signal C beginnend mit jedem Signalimpuls des gepulsten Synchronisationssignals S_v1' zu integrieren. Ein Ausgangssignal des Integrierers 202 ist ein Rampensignal SRAMP mit einer Frequenz, die der Frequenz des gepulsten Synchronisationssignals S_v1' entspricht. Das konstante Signal wird durch eine Berechnungseinheit 201 bereitgestellt, die das gepulste Signal S_v1 erhält und das konstante Signal C so berechnet, dass es proportional zu der Frequenz des gepulsten Synchronisationssignals S_v1' oder umgekehrt proportional zu einer Zeitdauer T (vergleiche 28) des gepulsten Signals S_v1' ist. Im eingeschwungenen Zustand ist die Steigung der einzelnen Rampen des Rampensignals SRAMP abhängig von der Frequenz und sinkt ab (wenn die Frequenz reduziert wird) und die Amplituden der einzelnen Rampen sind gleich. Gemäß einem Ausführungsbeispiel berechnet die Berechnungseinheit 201 den konstanten Wert C in jedem Zyklus des gepulsten Signals S_v1' und liefert den berechneten Wert an den Integrierer im nächsten Zyklus. Damit wird eine Frequenzänderung der Synchronisation bei der Erzeugung des Rampensignals SRAMP mit einer Verzögerung von einem Zyklus des gepulsten Signals wirksam.
Bezugnehmend auf 27 erhält ein Trigonometriefunktionsgenerator 203 das Rampensignal SRAMP und erzeugt das kontinuierliche Synchronisationssignal S_v1' durch Berechnen des Sinus oder des Kosinus des Momentanwerts des Rampensignals SRAMP. Das resultierende kontinuierliche Synchronisationssignal S_v1' ist in 28 dargestellt. Bei dem in den 27 und 28 dargestellten Ausführungsbeispiel besitzt das kontinuierliche Synchronisationssignal S_v1' einen Nulldurchgang von negativen zu positiven Signalwerten jedes Mal dann, wenn ein Signalimpuls des gepulsten Synchronisationssignals auftritt.
Selbstverständlich könnte der Signalgenerator gemäß 27 einfach dahingehend modifiziert werden, dass er das kontinuierliche Synchronisationssignal S_v1' derart erzeugt, dass mit jedem Impuls des gepulsten Signals S_v1 ein Nulldurchgang von positiven zu negativen Signalwerten auftritt.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird das gepulste Synchronisationssignal S_v1 nur für eine kurze Zeit übertragen, wenn eine Frequenz und/oder Phase des gepulsten Signals sich ändert. Das heißt, dass nur eine kurze Sequenz mit einigen Zyklen des gepulsten Signals S_v1 übertragen wird, während nach der Übertragung der Sequenz das gepulste Signal für eine Zeitdauer unterbrochen wird, die wesentlich länger ist als eine Zyklusdauer. Diese Unterbrechung kann einige Sekunden oder einige Minuten sein. Bei diesem Ausführungsbeispiel erhält ein Taktgenerator das gepulste Signal S_v1. Der Taktgenerator ist dazu ausgebildet, die Frequenz des gepulsten Signals S_v1 zu messen und ein an den Integrierer geliefertes Taktsignal mit einer Frequenz zu erzeugen, die der gemessenen Frequenz des gepulsten Signals S_v1 entspricht. Der Taktgenerator ist insbesondere dazu ausgebildet, die Frequenzinformation zu speichern und das Taktsignal sogar während solcher Zeitdauern zu erzeugen, bei denen das Impulssignal S_v1 abgeschaltet wurde, und aktualisiert die Frequenz jedes Mal dann, wenn eine neue Sequenz des gepulsten Signals S_v1 übertragen wird. Entsprechend speichert die Berechnungseinheit den berechneten Wert C bis eine neue Sequenz des gepulsten Signals S_v1 übertragen wird, die es der Berechnungseinheit 201 ermöglicht, den konstanten Wert erneut zu berechnen.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel ist das Synchronisationssignals S_v1 ein Wechselsignal, das durch für eine bestimmte Zeitdauer übertragen wird, wie beispielsweise für eine Dauer, einigen Perioden des Wechselsignals entspricht. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Signalgenerator 20 dazu ausgebildet, eine Frequenz- und eine Phaseninformation des Synchronisationssignal S_v1 auszuwerten und ist dazu ausgebildet, das kontinuierliche Synchronisationssignal S_v1 basierend auf dieser Frequenz- und Zeitinformation zu erzeugen. Bei diesem Ausführungsbeispiel kann das Synchronisationssignal S_v1 nur einmal zu Beginn des Betriebs der Leistungswandlerschaltung 1 an die einzelnen Wandlereinheiten übertragen werden oder kann periodisch während des Betriebs an die Leistungswandlerschaltung 1 übertragen werden.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das Wechsel-Synchronisationssignal S_v1, das durch jede Wandlereinheit 2 erhalten wird, die Spannung v1 über dem Ausgangskondensator C jeder Wandlereinheit, bevor die Leistungswandlerschaltung 1 aktiviert wird, das heißt bevor die einzelnen Wandlereinheiten 2 aktiviert werden und die Ausgangsströme i1 erzeugen. Bezugnehmend auf 1 sind die Spannungen v2 über den Ausgangskondensatoren C in Phase mit der externen Spannung v₁, wenn eine externe Spannung v₁ an den Ausgang 11, 12 angelegt wird, und jede dieser Spannungen v2 ist ein Teil der externen Spannung v₁. Damit kann jede der Wandlereinheiten 2 dann die Spannung über ihrem Ausgangskondensator C als ein Wechsel-Synchronisationssignal verwenden, das nur für eine bestimmte Zeitdauer erhalten wird, nämlich eine Zeitdauer bevor die Wandlereinheiten 2 aktiviert werden. Der Signalgenerator 20 (vergleiche 26) in jeder der einzelnen Wandlereinheiten evaluiert eine Frequenz- und eine Phaseninformation des zugehörigen Synchronisationssignals S_v1 (die Spannung v2) und erzeugt das kontinuierliche Synchronisationssignal S_v1' basierend auf dieser Frequenz- und Zeitinformation. Nachdem die Wandlereinheiten 2 aktiviert wurden, kann es Betriebsszenarien geben, bei denen wenigstens einige der einzelnen Ausgangsspannungen v2 nicht in Phase mit der externen Spannung v₁ sind, so dass in jeder Wandlereinheit 2 ein kontinuierliches Synchronisationssignal verwendet wird, um den Ausgangsstrom i1 zu erzeugen, nachdem die Wandlereinheiten 2 aktiviert wurden. Bei diesem Ausführungsbeispiel misst die Synchronisationsschaltung 10 die Ausgangsspannungen v2 der einzelnen Wandlereinheiten 2. Dies wird unten anhand von 35 weiter im Detail erläutert.
Ein Ausführungsbeispiel eines Signalgenerators 20, der dazu ausgebildet ist, ein kontinuierliches (sinusförmiges) Synchronisationssignal S_v1' aus einem Synchronisationssignal S_v1 zu erzeugen, das nur für einige Perioden verfügbar ist, ist in 29 dargestellt. Der Signalgenerator gemäß 29 basiert auf dem Signalgenerator gemäß 27 und umfasst zusätzlich einen Nulldurchgangsdetektor 205, der das Synchronisationssignal S_v1 erhält und der dazu ausgebildet ist, ein Impulssignal zu erzeugen. Das durch den Nulldurchgangsdetektor erzeugte Impulssignal umfasst einen Signalimpuls jedes Mal dann, wenn ein positiver oder ein negativer Nulldurchgang detektiert wird. Das durch den Nulldurchgangsdetektor 205 bereitgestellte Impulssignal wird dann durch den Taktgenerator 204, die Berechnungseinheit 201, den Integrierer 202 und den Trigonometriefunktionsgenerator 203 wie zuvor anhand der 27 und 28 erläutert verarbeitet. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird das kontinuierliche Synchronisationssignal S_v1' während der Zeitdauer, während der das Synchronisationssignal S_v1 verfügbar ist, mit dem Synchronisationssignal S_v1 synchronisiert und, nachdem das Synchronisationssignal ausgeschaltet wurde, das kontinuierliche Synchronisationssignal S_v1' basierend auf der in dem Taktgenerator 204 und der Berechnungseinheit 201 gespeicherten Frequenz- und Phaseninformation weiter erzeugt.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel entspricht das an die einzelnen Wandlereinheiten übertragene Synchronisationssignal S_v1 dem anhand der 15, 21 und 22 erläuterten Frequenz- und Phasensignal S_ωt. Bei diesem Ausführungsbeispiel kann der Signalgenerator 20 weggelassen werden und die Steuerschaltung 5 kann durch Weglassen der PLL 51 vereinfacht werden.
In jedem der einzelnen Fälle, bei denen verschiedene Signalverläufe des Synchronisationssignals S_v1 diskutiert wurden, kann das Synchronisationssignal S_v1 durch die zwischen die Ausgangsanschlüsse 11, 12 geschaltete Synchronisationsschaltung 10 erzeugt werden.
Bisher wurde der Betrieb der Leistungswandlerschaltung in einem Normalbetriebszustand erläutert. Im Normalbetriebszustand ist jede der einzelnen Wandlereinheiten 2 dazu ausgebildet, ihren Ausgangsstrom i1 so zu erzeugen, dass der Ausgangsstrom i1 eine durch das Synchronisationssignal S_v1, das durch die Wandlereinheit 2 erhalten wird, definierte Frequenz und Phase besitzt. Außer dem Normalbetriebszustand gibt es auch andere Betriebszustände, der Leistungswandlerschaltung 1.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel, das schematisch in 30 dargestellt ist, wird die Leistungswandlerschaltung 1 entweder im Normalbetrieb 901 oder in einem Standbybetrieb 902 betrieben. Im Standbybetrieb 902 sind die einzelnen Wandlereinheiten 2 deaktiviert, so dass die Ausgangsströme i1 der einzelnen Wandlereinheiten 2 null sind, jedoch wieder aktiviert werden können.
Der Leistungswandler ist beispielsweise im Standbybetrieb, wenn die Versorgungsspannung (V3₁–V3_n in 1) die durch die Gleichspannungsquellen werden, zu niedrig sind, um die Ausgangsströme i1 zu erzeugen. Wenn die einzelnen Gleichspannungsquellen 3 ₁–3 _n als PV-Module ausgebildet sind, kann dies bei Nacht auftreten.
Die Leistungswandlerschaltung 1 schaltet vom Normalbetrieb 901 in den Standbybetrieb 902, wenn eine Abschaltbedingung erfüllt ist, und wechselt vom Standbybetrieb 902 in den Normalbetrieb, wenn eine Anlaufbedingung erfüllt ist. Der Vorgang des Umschaltens der Leistungswandlerschaltung 1 vom Normalbetrieb in den Standbybetrieb wird nachfolgend als Abschalten bezeichnet und eine Sequenz von Operationen, die in diesen Prozess involviert sind, wird als Abschaltsequenz bezeichnet. Der Prozess des Umschaltens der Leistungswandlerschaltung 1 vom Standbybetrieb in den Normalbetrieb wird nachfolgend als Anlaufen bezeichnet und eine Sequenz von Operationen, die in diesen Prozess involviert sind, wird als Anlaufsequenz bezeichnet.
Die Leistungswandlerschaltung 1 kann einen Betriebsartcontroller umfassen, der die Betriebsart der Leistungswandlerschaltung 1 definiert. Mit anderen Worten: Der Betriebsartcontroller 50 steuert den Gesamtbetrieb der Leistungswandlerschaltung 1. 31 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer Leistungswandlerschaltung 1, die einen Betriebsartcontroller 50 aufweist. Der Betriebsartcontroller kann als Mikroprozessor, als ASIC, als digitaler Signalprozessor, als Zustandsmaschine, oder ähnliches, realisiert sein.
Bei dem in 31 dargestellten Ausführungsbeispiel erhält der Betriebsartcontroller 50 wenigstens einen Betriebsparameter der Leistungswandlerschaltung 1, die von einer Messschaltung 600, ist dazu ausgebildet, eine Verbindungsschaltung 70, die zwischen die Reihenschaltung mit den einzelnen Wandlereinheiten 2 ₁–2 _n und die Ausgangsanschlüsse 11, 12 geschaltet ist, zu steuern, und ist dazu ausgebildet, die Synchronisationseinheit 10 zu steuern. Die Messschaltung 600 ist dazu ausgebildet, wenigstens eines von dem Ausgangsstrom i_OUT der Reihenschaltung mit den Wandlereinheiten 2 ₁–2 _n und einer Spannung v_OUT über der Reihenschaltung 2 ₁–2 _n zu messen. Wie schematisch in 31 dargestellt ist, kann die Messschaltung 600 eine Strommessschaltung 600 zum Messen des Ausgangsstroms i_OUT und eine Spannungsmessschaltung 60 ₂ zum Messen der Ausgangsspannung v_OUT umfassen. Die Ausgangsspannung v_OUT über der Reihenschaltung entspricht der externen Wechselspannung v₁, wenn die Reihenschaltung an die Ausgangsanschlüsse 11, 12 angeschlossen ist. Die Verbindungsschaltung 70, die dazu ausgebildet, die Reihenschaltung 2 ₁–2 _n entweder an die Ausgangsanschlüsse 11, 12 anzuschließen, oder die Reihenschaltung 2 ₁–2 _n von den Ausgangsanschlüssen 11, 12 zu trennen, kann zwei Schalter aufweisen, nämlich einen ersten Schalter 701, der zwischen die Reihenschaltung 2 ₁–2 _n und den ersten Ausgangsanschluss 11 geschaltet ist, und einen zweiten Schalter 702, der zwischen die Reihenschaltung 2 ₁–2 _n und den zweiten Ausgangsanschluss 12 geschaltet ist. Diese Schalter 701, 702 können als herkömmliche Schalter ausgebildet sein, die beispielsweise als Relais oder als Halbleiterschalter (MOSFETs, IGBTs, etc.). Bezugnehmend auf 31 kann die Verbindungsschaltung 70 einen optionalen dritten Schalter 703 umfassen, der parallel zu der Reihenschaltung 2 ₁–2 _n geschaltet ist. Dieser Schalter 703 kann geschlossen sein, wenn eine Ausgangsspannung der Reihenschaltung mit den einzelnen Wandlereinheiten 2 oberhalb einer vorgegebenen Spannungsschwelle liegt, um die Ausgangsspannung zu begrenzen. Optional ist ein Widerstand oder eine andere Art von Strombegrenzungselement in Reihe zu diesem Schalter 703 geschaltet.
In 31 repräsentiert das Signal S600, das durch die Messschaltung 600 an den Betriebsartcontroller 50 geliefert wird, den durch die Messschaltung 600 gemessenen wenigstens einen Betriebsparameter. Dieses Messsignal S600 umfasst eine Information über den Ausgangsstrom i_OUT und/oder die Ausgangsspannung v_OUT. Das Signal S70 in 31 veranschaulicht schematisch ein Steuersignal, das durch den Betriebsartcontroller 50 erzeugt wird und von der Verbindungsschaltung 70 erhalten wird. Abhängig von dem Steuersignal S70 verbindet die Verbindungsschaltung 70 die Reihenschaltung mit den Ausgangsanschlüssen 11, 12, trennt die Reihenschaltung von den Ausgangsanschlüssen 11, 12 oder schließt die Reihenschaltung 2 ₁–2 _n kurz.
Bezugnehmend auf 31 steuert der Betriebsartcontroller 50 außerdem die Synchronisationsschaltung 10, die das Synchronisationssignal S_v1 erzeugt. In 31 ist nur das Steuersignal SCTRL als Signal eingezeichnet, das durch die Synchronisationsschaltung 10 erhalten wird. Das Steuersignal SCTRL definiert die Signalparameter des Synchronisationssignals S_V1, wie beispielsweise Frequenz, Phase und Amplitude. Gesteuert durch das Steuersignal SCTRL kann das Synchronisationssignal S_v1 abhängig von der externen Wechselspannung v₁ sein, die ebenfalls durch die Synchronisationsschaltung erhalten wird, und kann beispielsweise eine vorgegebene Phasenverschiebung (Null oder von Null verschieden) relativ zu der externen Wechselspannung besitzen, oder das Synchronisationssignal S_v1 kann unabhängig von der externen Wechselspannung v₁ sein. Bezugnehmend auf die unten stehende Erläuterung kann es Betriebsszenarien geben (wie beispielsweise „fault ride through“) bei denen es notwendig ist, das Synchronisationssignal S_v1 unabhängig von der externen Wechselspannung v₁ zu erzeugen.
Bei der Leistungswandlerschaltung gemäß 31 wird das Synchronisationssignal S_v1 nicht nur im Normalbetrieb dazu verwendet, eine Synchronisationsinformation an die einzelnen Wandlereinheiten 2 zum Erzeugen der Ausgangsströme i1 zu liefern, sondern wird auch im Standbybetrieb dazu verwendet, den einzelnen Wandlereinheiten 2 zu signalisieren, dass ein Wechsel vom Standbybetrieb in den Normalbetrieb gewünscht ist. Bei dieser Leistungswandlerschaltung 1 veranlasst der Betriebsartcontroller 50 die Synchronisationsschaltung 10, das Synchronisationssignal S_v1 im Standbybetrieb mit einem Standbysignalverlauf zu erzeugen. Der Standbysignalverlauf ist ein Signalverlauf, der vom Signalverlauf des Synchronisationssignals S_v1 im Normalbetrieb verschieden ist. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der Standbysignalverlauf ein Signalverlauf mit einem konstanten Signalpegel, wie beispielsweise null.
32 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit 2, die dazu ausgebildet ist, die in dem Synchronisationssignal S_v1 enthaltene Betriebsartinformation auszuwerten und die in einem Normalbetrieb oder einem Standbybetrieb betrieben werden kann. Die gesamte Leistungswandlerschaltung 1 ist im Normalbetrieb, wenn jede der Wandlereinheiten 2 im Normalbetrieb ist, und ist im Standbybetrieb, wenn jede der Wandlereinheiten im Standbybetrieb ist. Die in 32 gezeigte Wandlereinheit 2 basiert auf den Wandlereinheiten gemäß der 5, 11 und 26, wobei der DC/DC-Wandler 6 und dessen Steuerschaltung 7 und der Signalgenerator 20 optional sind. Die Wandlereinheit 2 umfasst eine Betriebsarteinheit 30, die das Synchronisationssignal S_v1 erhält und die dazu ausgebildet ist, das Synchronisationssignal S_v1 auszuwerten. Die Betriebsarteinheit 30 ist insbesondere dazu ausgebildet, einen Wechsel des Synchronisationssignals vom Standbysignalverlauf zu dem Normalsignalverlauf zu detektieren, wobei letzterer der übliche Signalverlauf im Normalbetrieb ist. Bezugnehmend auf die vorangehende Erläuterung, kann der Normalsignalverlauf ein kontinuierlicher Wechselsignalverlauf, ein gepulster Signalverlauf oder ein Wechselsignalverlauf mit nur einigen Perioden sein.
Die Betriebsarteinheit 13 ist weiterhin dazu ausgebildet, den DC/AC-Wandler 4 zu steuern, insbesondere den DC/AC-Wandler 4 im Normalbetrieb zu aktivieren und den DC/AC-Wandler im Standbybetrieb zu deaktivieren. Wenn die Wandlereinheit 2 außerdem den DC/DC-Wandler 6 enthält, steuert die Betriebsarteinheit 13 außerdem den Betrieb (aktiviert oder deaktiviert) des DC/DC-Wandlers 6. Wenn der DC/AC-Wandler 4 und der optionale DC/DC-Wandler 6 aktiviert ist, entspricht das Funktionsprinzip der Wandlereinheit in dem zuvor erläuterten Funktionsprinzip, das heißt, die Wandlereinheit 2 liefert einen Ausgangsstrom i1 entsprechend dem Synchronisationssignal S_v1. Wenn der DC/AC-Wandler 4 und der optionale DC/DC-Wandler 6 deaktiviert ist, sind die Schalter (vergleichen 6 und 19) in dem DC/AC-Wandler 4 und dem DC/DC-Wandler 6 entweder ausgeschaltet oder einige der Schalter sind dauerhaft eingeschaltet. Dies ist unten weiter im Detail erläutert.
Im Standbybetrieb trennt der Betriebsartcontroller 50 entweder die Reihenschaltung 2 ₁–2 _n von den Ausgangsanschlüssen 11, 12, und damit von der externen Wechselspannung v₁, oder lässt die Reihenschaltung 2 ₁–2 _n an die Ausgangsanschlüsse 11, 12 angeschlossen.
Ausführungsbeispiele von Anlaufsequenzen zum Umschalten vom Standbybetrieb in den Normalbetrieb sind unten erläutert. Zu Erläuterungszwecken sei angenommen, dass die einzelnen Gleichspannungsquellen PV-Module sind. In diesem Fall wird eine Anlaufsequenz wenigstens einmal am Tag benötigt, nämlich morgens nach Sonnenaufgang.
ANLAUFSEQUENZ A
Ein erstes Ausführungsbeispiel einer Anlaufsequenz bzw. (Anlaufsequenz A) ist in 33 dargestellt. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die einzelnen Wandlereinheiten 2 im Standbybetrieb 902 dazu ausgebildet, die Eingangsspannung V3 von den Eingangsanschlüssen 21, 22 an die Ausgangsanschlüsse 23, 24 weiterzugeben, und der Betriebsartcontroller 50 ist dazu ausgebildet, die Verbindungsschaltung 70 zu veranlassen, die Reihenschaltung 2 ₁–2 _n von den Ausgangsanschlüssen 11, 12 zu trennen.
Die Eingangsspannung V3 kann durch die Wandlereinheit 2 an die Ausgangsanschlüsse 23, 24 durch Einschalten der Schalter in dem DC/AC-Wandler 4 und dem optionalen DC/DC-Wandler 6 in einer speziellen Konfiguration angeschlossen werden. Wenn der DC/AC-Wandler 4 beispielsweise, wie in 6 dargestellt, mit einer H4-Brücke realisiert ist, kann die Eingangsspannung V3 durch dauerhaftes Einschalten des ersten Schalters 42 ₁ und des vierten Schalters 42 ₄ an die Ausgangsanschlüsse 23, 24 durchgeschaltet werden. Wenn der optionale DC/DC-Wandler 6 ein Hochsetzsteller ist, wie in 12 dargestellt, ist der Schalter 65 dauerhaft ausgeschaltet, und wenn der optionale DC/DC-Wandler 6 ein Tiefsetzsteller ist, wie in 14 dargestellt, ist der Schalter 65 dauerhaft eingeschaltet. Die Schaltzustände der Schalter in dem DC/AC-Wandler 4 und dem DC/DC-Wandler 6 im Standbybetrieb sind durch die Betriebsarteinheit 30 bestimmt.
Wenn der DC/AC-Wandler beispielsweise mit einem Tiefsetzsteller und einer Entfaltebrücke realisiert ist, wie in 19 dargestellt, kann die Eingangsspannung V3 durch dauerhaftes Einschalten des ersten Schalters 85 ₁ und des vierten Schalters 85 ₄ in der Entfaltebrücke 85 und durch Einschalten des Schalters 83 in dem Tiefsetzsteller 80 an die Ausgangsanschlüsse 23, 24 durchgeschaltet werden.
Nach Sonnenaufgang steigt die Eingangsspannung V3 an den Eingangsanschlüssen 21, 22, und damit die Ausgangsspannung v₂, die bei dieser Stufe eine Gleichspannung ist, an. Der Betriebsartcontroller 50 ist dazu ausgebildet, die Ausgangsspannung v_OUT zu detektieren. Die Ausgangsspannung v_OUT ist die Summe der Ausgangsspannungen v₂ der einzelnen Wandlereinheiten 2, wobei diese Ausgangsspannung v_OUT nach Sonnenaufgang ansteigt, wenn die durch die PV-Module erhaltene Solarleistung ansteigt. Wenn die Ausgangsspannung v_OUT eine vorgegebene Schwellenspannung v_OUT-TH erreicht, steuert der Betriebsartcontroller 50 die Synchronisationsschaltung 10 so an, dass diese das Synchronisationssignal S_v1 mit dem normalen Signalverlauf erzeugt, und bewirkt, dass die Verbindungsschaltung 70 die Reihenschaltung 2 ₁–2 _n an die Ausgangsanschlüsse 11, 12 anschließt. Bezugnehmend auf die vorangehende Erläuterung kann das Synchronisationssignal S_v1 in einem Normalbetrieb ein kontinuierliches Wechselsignal, ein periodisches Impulssignal oder ein Wechselsignal für eine begrenzte Zeitdauer sein.
Die Betriebsarteinheit 30 detektiert die Änderung des Synchronisationssignals S_v1 vom Standbypegel zum Normalpegel. Die Betriebsarteinheit 30 aktiviert dann den DC/AC-Wandler 4 und den optionalen DC/DC-Wandler 6, so dass diese wie zuvor anhand der 1 bis 23 erläutert funktionieren. Gemäß einem Ausführungsbeispiel werden der DC/AC-Wandler 4 und der optionale DC/DC-Wandler 6 zum Zeitpunkt eines Nulldurchgangs des Synchronisationssignals S_v1 aktiviert, um den Ausgangsstrom i1 ansteigen zu lassen.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird während der Anlaufphase nicht nur die Frequenz und die Phase des Ausgangsstroms i1, sondern auch die Amplitude des Ausgangsstroms i1 geregelt, um beispielsweise den Ausgangsstrom während der Anlaufphase kontinuierlich ansteigen zu lassen. Der Ausgangsstrom i1 jedes Wandlers kann geregelt werden durch Regeln der Eingangsleistung des Wandlers 2. Das Regeln der Eingangsleistung ist möglich bei jeder Wandlertopologie, bei der die Eingangsspannung V3 geregelt wird, das heißt in jeder Topologie, in der die Eingangsspannung V3 abhängig von einem Eingangsspannungsreferenzsignal S_V3-REF eingestellt wird. Im Normalbetrieb kann das Eingangsspannungsreferenzsignal S_V3-REF durch einen MPP-Tracker erzeugt werden (vergleiche den Schaltungsblock 7 in den 11 und 32), der dazu dient, PV-Module 3, die die Eingangsspannung V3 liefern in einem optimalen Arbeitspunkt zu betreiben. Um die Eingangsspannung V3 zu regeln, und um damit den Ausgangsstrom i1 während des Anlaufens zu regeln, kann die Betriebsartsteuerschaltung 30 dazu ausgebildet sein, das Eingangsspannungsreferenzsignal S_REF-V3 während des Anlaufens zur Verfügung zu stellen, oder kann dazu ausgebildet sein, den MPP-Tracker 7 während des Anlaufens zu steuern. Dies ist in 32 schematisch in gepunkteten Linien dargestellt. Während der Anlaufphase werden die PV-Module 3 nicht notwendigerweise in ihrem MPP betrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel erhöht die Betriebsartsteuerschaltung 30 das Eingangsspannungsreferenzsignal S_REF-V3 schrittweise in zwei, drei oder mehr Schritten, um die Amplitude des Ausgangswechselstroms i1 der einzelnen Wandlereinheiten 2 schrittweise zu erhöhen.
Wenn in der Wandlereinheit 2 gemäß 33 der DC/AC-Wandler 4 einen Tiefsetzsteller 80 und eine H4-Brücke 85 aufweist, wie in 19 dargestellt, kann der Tiefsetzsteller 80 dazu ausgebildet sein, die Eingangsspannung V3 zu regeln. Der DC/DC-Wandler 6 kann in diesem Fall weggelassen werden. Ein Ausführungsbeispiel einer Steuerschaltung 5, die dazu ausgebildet ist, die Eingangsspannung V3 in dem DC/AC-Wandler 4 gemäß 19 zu regeln, ist in 22 dargestellt. Während im Normalbetrieb das Eingangsspannungsreferenzsignal S_V3-REF durch einen MPP-Tracker (in den 19 und 21 nicht dargestellt) bereitgestellt wird, kann das Eingangsspannungsreferenzsignal S_V3-REF während der Anlaufphase durch die Betriebsarteinheit 30 bereitgestellt werden, um den Ausgangsstrom i1 während der Anlaufphase zu regeln.
Das Einschalten der Schalter in dem DC/AC-Wandler 4 und dem optionalen DC/DC-Wandler 6 im Standbybetrieb erfordert eine Spannungsversorgung. Bezugnehmend auf 32 umfasst jede Wandlereinheit 2 eine Spannungsversorgungseinheit 40, die eine Spannungsversorgung der einzelnen Komponenten in der Wandlereinheit 2 gewährleistet. Die Spannungsversorgungseinheit 40 ist entweder an die Eingangsanschlüsse 21, 22, die Ausgangsanschlüsse 23, 24 oder, wenn ein Zwischenkreiskondensator zwischen dem DC/DC-Wandler 6 und den DC/AC-Wandler 4 vorhanden ist, an dem Zwischenkreiskondensator angeschlossen.
Wenn die Spannungsversorgungseinheit 40 an die Eingangsanschlüsse 21, 22 angeschlossen ist, wird Energie zum Einschalten der Schalter in dem DC/AC-Wandler 4 und dem DC/DC-Wandler 6 selbstverständlich nur dann bereitgestellt, wenn durch die Gleichspannungsquelle eine von Null verschiedene Eingangsspannung V3 bereitgestellt wird. Damit versorgt nach Sonnenaufgang die Eingangsspannung V3 zunächst die Spannungsversorgungseinheit 40, die die Komponenten in dem Leistungswandler 2 versorgt, der dann die Eingangsspannung V3 an die Ausgangsanschlüsse 23, 24 durchschaltet, die Ausgangsspannung v2 wird dann durch den Betriebsartcontroller 50 detektiert, der dann bewirkt, dass die Wandlereinheit 2 in den Normalbetrieb wechselt, indem die Synchronisationsschaltung 10 veranlasst wird, das Synchronisationssignal S_v1 vom Standbysignalverlauf zum Normalsignalverlauf zu ändern. Bevor Solarenergie an die PV-Module geliefert wird, das heißt, wenn die Eingangsspannung V3 Null ist, ist jeder der Schalter in der Wandlereinheit 2 ausgeschaltet und die Wandlereinheit kann nicht aktiviert werden. Diese Betriebsart kann als Abschaltbetrieb bezeichnet werden.
ANLAUFSEQUENZ B
Ein zweites Ausführungsbeispiel einer Anlaufsequenz (Anlaufsequenz B) ist in 34 dargestellt. Bei diesem Ausführungsbeispiel lässt der Betriebsartcontroller 50 die Reihenschaltung 2 ₁–2 _n an die Ausgangsanschlüsse 11, 12 angeschlossen, wenn die Leistungswandlerschaltung 1 im Standbybetrieb ist. Die einzelnen Wandlereinheiten 2 sind deaktiviert, so dass der Ausgangsstrom i_OUT Null ist und die Ausgangsspannung v_OUT der externen Wechselspannung v₁ entspricht. Die externe Wechselspannung v₁ lädt den Eingangskondensator des DC/AC-Wandlers 4, welcher der Zwischenkreiskondensator ist, wenn ein DC/DC-Wandler 6 und ein DC/AC-Wandler 4 verwendet werden. Das Laden des Eingangskondensators des DC/AC-Wandlers 4 ist für die DC/AC-Wandlertopologie gemäß der 6 und 19 unten erläutert. Bezugnehmend auf 6 besitzen die Schalter der H4-Brücke jeweils ein Freilaufelement 42 ₁–42 ₄. Über diese Freilaufelemente wird der Eingangskondensator 41 (oder der Zwischenkreiskondensator 600 gemäß 11) auf den Spitzenwert der Wechselspannung v2 zwischen den Ausgangsanschlüssen 23, 24 aufgeladen, wenn die Schalter 42 ₁–42 ₄ ausgeschaltet sind. Damit steuert im Standbybetrieb die Betriebsarteinheit (30 in 32) die Schalter eines DC/AC-Wandlers 4, der mit einer H4-Brücke realisiert ist, so, dass sie ausgeschaltet sind.
Wenn der DC/AC-Wandler 4 mit einer Entfaltebrücke 85 realisiert ist, wie in 19 dargestellt, wird der Zwischenkreiskondensator 89 über die Freilaufelemente (in 19 nicht dargestellt) der einzelnen Schalter 85 ₁–85 ₄ auf den Spitzenwert der Eingangswechselspannung v₂ aufgeladen.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Spannungsversorgungseinheit 40 an den Eingangskondensator des DC/AC-Wandlers 4 oder an den Zwischenkreiskondensator, der dauerhaft eine Spannungsversorgung der Wandlereinheit 2 gewährleistet, angeschlossen.
Während bei der Anlaufsequenz A der Leistungswandler automatisch in den Normalbetrieb übergeht wenn ausreichend hohe Eingangsspannungen V₃ bereitgestellt werden, ist bei der Anlaufsequenz B ein zusätzliches Auslösesignal (engl.: trigger signal) notwendig, die den Betriebsartcontroller 50 informiert, dass die Leistungswandlerschaltung 1 vom Standbybetrieb in den Normalbetrieb umschalten kann. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das Auslösesignal ein Signal, das den Sonnenaufgang, und damit die Zeit, zu der erwartungsgemäß genug Sonnenenergie durch die einzelnen PV-Module erhalten wird, um erfolgreich vom Standbybetrieb zum Normalbetrieb umzuschalten, anzeigt. Das Auslösesignal kann von einer externen Quelle an den Betriebsartcontroller 50 geliefert werden oder kann in dem Betriebsartcontroller abhängig von dem speziellen Datum, der geografischen Position der PV-Module und einer Tabelle, die den Zeitpunkt des Sonnenaufgangs an der geografischen Position an unterschiedlichen Daten enthält, berechnet werden. Dieses Signal, das ein Umschalten von dem Standbybetrieb in den Normalbetrieb auslöst, wird nachfolgend als Auslösesignal oder Sonnenaufgangssignal bezeichnet.
ANLAUFSEQUENZ C
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel (Anlaufsequenz C), die Merkmale von beiden, den Anlaufsequenzen A und B enthält, lässt der Betriebsartcontroller 50 die Reihenschaltung 2 ₁–2 _n im Standbybetrieb von den Ausgangsanschlüssen 11, 12 getrennt. Außerdem sind die Wandlereinheiten 2 dazu ausgebildet, im Standbybetrieb die Eingangsspannung V3 zu den Ausgangsanschlüssen 23, 24 durchzuschalten. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird das Umschalten der Leistungswandlerschaltung 1 vom Standbybetrieb in den Normalbetrieb durch das Sonnenaufgangssignal initiiert. Auch hier kann das Umschalten vom Standbybetrieb zum Normalbetrieb das Ändern des Signalverlaufs des Synchronisationssignals S_v1 vom Standbysignalverlauf zum Normalsignalverlauf umfassen.
Es kann verschiedene Gründe für die Leistungswandlerschaltung 1 geben, vom Normalbetrieb zum Standbybetrieb umzuschalten. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der Betriebsartcontroller 50 auch dazu ausgebildet, die Leistungswandlerschaltung 1 zu veranlassen, vom Normalbetrieb zum Standbybetrieb umzuschalten, wenn der Betriebsartcontroller 50 das Auftreten einer Abschaltbedingung detektiert. Die Abschaltinformation kann von dem Betriebsartcontroller 50 zu den einzelnen Wandlereinheiten 2 auf unterschiedliche Weise übertragen werden. Wenn eine Abschaltinformation durch die einzelnen Wandlereinheiten 2 erhalten wird, werden die Wandlereinheiten deaktiviert und gehen in den Standbybetrieb über.
Wie zuvor anhand der Anlaufsequenz I erläutert wurde, kann der Betriebsartcontroller 50 dazu ausgebildet sein, die Leistungswandlerschaltung 1 nur dann anlaufen zu lassen, wenn die Ausgangsspannung v_OUT im Standbybetrieb höher ist als eine vorgegebene Referenzspannung. Wenn die Ausgangsspannung v_OUT zu gering ist, kann dies verschiedene Gründe haben. Erstens, die durch die PV-Module erhaltene Solarenergie kann zu gering sein. Zweitens, es können nicht genug Wandlereinheiten 2 in Reihe geschaltet sein.
ÜBERTRAGUNG VON ABSCHALTINFORMATION I
Gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel wird das Synchronisationssignal S_v1 dazu verwendet, die Abschaltinformation von dem Betriebsartcontroller 50 zu den einzelnen Wandlereinheiten 2 zu übertragen. Unabhängig vom Signalverlauf des Synchronisationssignals S_v1 im Normalbetrieb steuert der Betriebsartcontroller 50 die Synchronisationsschaltung 10 einfach so an, dass diese einen Standbysignalverlauf des Synchronisationssignal S_v1 erzeugt. Die Betriebsarteinheiten 30 in den einzelnen Wandlern 2 sind dazu ausgebildet, den Standbysignalverlauf zu detektieren und die zugehörige Wandlereinheit bei Detektion des Standbysignalverlauf zu detektieren. Im Standbybetrieb werden die Ausgangsströme i1 der einzelnen Wandlereinheiten 2 Null.
ÜBERTRAGUNG VON ABSCHALTINFORMATION II
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel veranlasst der Betriebsartcontroller 50 die Verbindungsschaltung 70, die Reihenschaltung von den Ausgangsanschlüssen 11, 12 zu trennen, wenn ein Umschalten vom Normalbetrieb in den Abschaltbetrieb gewünscht ist. Wenn die Reihenschaltung 2 ₁–2 _n von dem Spannungsnetz getrennt ist und wenn die Wandlereinheiten 2 immer noch im Normalbetrieb sind, bewirkt der durch jede Wandlereinheit 2 bereitgestellte Ausgangsstrom, dass die Ausgangsspannungen der einzelnen Wandlereinheiten 2 ansteigen, so dass die Gesamt-Ausgangsspannung v_OUT ansteigt. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die Wandlereinheiten 2 dazu ausgebildet, ihre Ausgangsspannung v2 zu detektieren, und sind dazu ausgebildet, in den Standbybetrieb überzugehen, wenn die Ausgangsspannung bis auf eine Überspannungsschwelle ansteigt. Gemäß einem Ausführungsbeispiel überwacht die Betriebsarteinheit 30 jeder Wandlereinheit 2 die Ausgangsspannung v2 und vergleicht die Ausgangsspannung mit der Überspannungsschwelle und schaltet die Wandlereinheit ab, wenn die Ausgangsspannung v2 die Überspannungsschwelle erreicht. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist die Überspannungsschwelle so gewählt, dass sie abhängig ist von der Sperrspannungsfestigkeit der in dem DC/AC-Wandler 4 jeder Wandlereinheit 2 verwendeten Halbleiterschalter.
Bei diesem Ausführungsbeispiel gibt es keine direkte Übertragung von Information von dem Betriebsartcontroller 50 zu den einzelnen Wandlereinheiten 2. Stattdessen wird die Schaltinformation bereitgestellt durch Erlauben, dass die Ausgangsspannungen v2 der einzelnen Wandlereinheiten 2 bis auf die Überspannungsschwelle ansteigen.
Auch in solchen Fällen, in denen das Synchronisationssignal dazu verwendet wird, die Schaltinformation zu übertragen, so dass es keine beabsichtigte Überspannung in den einzelnen Wandlereinheiten 2 gibt, kann eine Überspannung der Ausgangsspannung einer Wandlereinheit 2 auftreten, beispielsweise bei Trennen der Reihenschaltung 2 ₁–2 _n vom Spannungsnetz. Damit kann in jedem Fall ein Überspannungsschutz in den einzelnen Wandlereinheiten 2 realisiert werden.
Einige Ausführungsbeispiel von Abschaltbedingungen (Fehlern), die durch den Betriebsartcontroller detektiert werden können, sind unten erläutert. Abhängig von der Art des Fehlers, kann der Betriebsartcontroller 50 versuchen, die Leistungswandlerschaltung 1 nach einer bestimmten Zeit wieder zu starten, oder kann die Leistungswandlerschaltung ausgeschaltet lassen.
NIEDRIGER AUSGANGSSTROM
Gemäß einem Ausführungsbeispiel schaltet die Leistungswandlerschaltung vom Normalbetrieb in den Standbybetrieb, wenn der Ausgangsstrom unter eine vorgegebene Stromschwelle absinkt. Dieser Übergang wird durch den Betriebsartcontroller 50 initiiert, der den Ausgangsstrom i_OUT basierend auf einer Information, die er von der Messeinheit 600 erhält, mit der Stromschwelle vergleicht. Die Stromschwelle ist beispielsweise aus einem Bereich zwischen 0,2A und 0,5A ausgewählt.
UNTERSPANNUNGSBEDINGUNG
Eine andere Art von Fehler kann auftreten, wenn die durch jede der Wandlereinheiten 2 erhaltene Solarenergie gering ist. In diesem Fall kann der Ausgangsstrom i_OUT der Reihenschaltung mit den einzelnen Wandlereinheiten 2 möglicherweise einen nicht-sinusförmigen Signalverlauf besitzen, so dass der Signalverlauf des Ausgangsstroms i_OUT dem Signalverlauf der externen Wechselspannung v₁ folgt, wenn der Momentanwert der Ausgangsspannung v₁ gering ist, und dass der Ausgangsstrom i_OUT bei höheren Momentanwerten des Ausgangsstroms auf einem konstanten Wert gehalten wird oder sogar absinkt. Diese Art von Fehler kann durch den Betriebsartcontroller 50 detektiert werden durch Vergleichen des Signalverlaufs der Ausgangsspannung v_OUT beziehungsweise der externen Wechselspannung v₁ und des Ausgangsstroms i_OUT. Wenn diese Art von Fehler durch den Betriebsartcontroller 50 detektiert wird, initiiert der Betriebsartcontroller 50 eine der oben erläuterten Abschaltsequenzen, um die Leistungswandlerschaltung 1 in den Standbybetrieb zu schalten.
PHASENDIFFERENZ
Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der Betriebsartcontroller 50 dazu ausgebildet, eine Phasendifferenz zwischen einer Phase der externen Wechselspannung v₁ und dem Ausgangsstrom i_OUT zu messen. Wenn diese Phasendifferenz größer ist als eine gewünschte Phasendifferenz, nämlich die durch das Synchronisationssignal S_v1 und/oder die durch das Phasensignal S_φ definierte Phasendifferenz, sind zwei unterschiedliche, durch den Betriebsartcontroller 50 initiierte Vorgehensweisen möglich. Wenn die Phasendifferenz zwischen dem Ausgangsstrom i_OUT und der externen Wechselspannung v₁ unterhalb einer ersten Phasendifferenzschwelle ist, kann die Phasendifferenz des Synchronisationssignals S_v1 relativ zu der externen Wechselspannung v₁ geändert werden, um die Phasendifferenz zwischen dem Ausgangsstrom i_OUT und der externen Wechselspannung v₁ wieder einzustellen. Wenn allerdings die Phasendifferenz oberhalb der Phasendifferenzschwelle ist, kann der Betriebsartcontroller 50 die Leistungswandlerschaltung 1 unter Verwendung einer der zuvor erläuterten Abschaltsequenzen abschalten.
Die Auswertung der Phasendifferenz kann insbesondere in solchen Fällen relevant sein, in denen das Synchronisationssignal S_v1 nur beim oder vor dem Start des Normalbetriebs der Leistungswandlerschaltung oder nur zu bestimmten Zeitpunkten während des Normalbetriebs der Leistungswandlerschaltung verfügbar ist und in denen ein kontinuierliches Synchronisationssignal S_v1' aus dem Synchronisationssignal S_v1 erzeugt wird.
SONNENUNTERGANG
Ähnlich dazu, die Leistungswandlerschaltung unter Verwendung eines Auslösesignals bei Sonnenaufgang zu veranlassen, einzuschalten, kann ein entsprechendes Auslösesignal bei Sonnenuntergang dazu verwendet werden, die Leistungswandlerschaltung abzuschalten.
AUTOMATISCHES ABSCHALTEN
Wenn beispielsweise die durch einige der PV-Module erhaltene Solarenergie wesentlich geringer ist als die durch andere Module erhaltene Solarenergie, nimmt die Ausgangsspannung der an die PV-Module angeschlossenen Wandlereinheiten 2, die eine niedrigere Solarenergie erhalten, ab, während die Ausgangsspannung der anderen Wandlereinheiten 2 ansteigt. Dieser Mechanismus wurde zuvor im Detail erläutert. Wenn mehrere PV-Module vorhanden sind, die eine wesentlich niedrigere Solarenergie erhalten als andere Module, kann die an die Ausgangsanschlüsse 11, 12 angelegte externe Wechselspannung v₁ zu einer Überspannung an den Ausgängen der anderen Wandlereinheiten 2 führen. Die Wandlereinheiten 2, bei denen eine Überspannung vorhanden ist, können Abschalten, was zu einer Überspannung an den Ausgängen der anderen Wandlereinheiten 2 führt, die dann abgeschaltet werden. Dies geht weiter, bis jede der Wandlereinheiten 2 abgeschaltet ist. Wenn die Wandlereinheiten 2 abgeschaltet sind, wird der Ausgangsstrom null. In diesem Fall schalten die einzelnen Wandlereinheiten automatisch ab, so dass keine Abschaltinformation von dem Betriebsartcontroller 50 zu den einzelnen Wandlereinheiten 2 übertragen werden muss. Ein Absinken des Ausgangsstroms auf null wird durch den Betriebsartcontroller 50 detektiert, der dann die Synchronisationsschaltung 10 veranlassen kann, einen Standbysignalverlauf des Synchronisationssignals S_v1 zu erzeugen.
Der Betriebsartcontroller 50 kann nicht nur dazu ausgebildet sein, den Betrieb der Leistungswandlerschaltung 1 zu überwachen, sondern kann auch dazu ausgebildet sein, das Spannungsnetz, insbesondere die externe Wechselspannung v₁, zu überwachen, um die Leistungswandlerschaltung 1 abzuschalten, wenn eine Fehler detektiert wird.
ANTI-ISLANDING
Eine erste Art von Netzfehler, der auftreten kann, ist „islanding“. In diesem Fall besitzt das Spannungsnetz eine hohe Eingangsimpedanz an den Eingangsanschlüssen 7, 12. Dieser Fehler kann dadurch detektiert werden, dass die Reihenschaltung mit den Wandlereinheiten 2 veranlasst wird, einen konstanten Ausgangsstrom i_OUT oder einen Ausgangswechselstrom i_OUT mit einer Frequenz, die sich von der Frequenz der externen Wechselspannung v₁ unterscheidet, zu erzeugen. Wie zuvor erläutert wurde, kann die Frequenz des Ausgangsstroms i_OUT (die Null ist, wenn der Ausgangsstrom i_OUT konstant ist) über das Synchronisationssignal S_v1 eingestellt werden.
Um das Vorhandensein eines Islanding-Fehlers zu testen, kann der Betriebsartcontroller 50 dazu ausgebildet sein, die Synchronisationsschaltung 10 zu veranlassen, das Synchronisationssignal mit einer von der Frequenz der externen Wechselspannung v₁ unterschiedlichen Frequenz zu erzeugen. In einem Testbetrieb, in dem der Betriebsartcontroller 50 den Ausgangsstrom i_OUT wie zuvor erläutert, ändert, vergleicht der Betriebsartcontroller 50 den Signalverlauf des Ausgangsstroms i_OUT mit dem Signalverlauf der an den Ausgangsanschlüssen 11, 12 verfügbaren externen Wechselspannung v₁. Wenn der Signalverlauf der externen Spannung v₁ dem Signalverlauf des Ausgangsstroms i_OUT folgt, besitzt das Spannungsnetz eine hohe Eingangsimpedanz (oder wurde beabstandet zu den Ausgangsanschlüssen 11, 12 sogar abgeschaltet). In diesem Fall schaltet der Betriebsartcontroller die Leistungswandlerschaltung 1 ab.
UNTERBRECHUNG DER NETZSPANNUNG
Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der Betriebsartcontroller 50 dazu ausgebildet, die externe Wechselspannung v₁ zu überwachen, und ist dazu ausgebildet, die Leistungswandlerschaltung 1 abzuschalten, wenn die externe Wechselspannung v₁ abgeschaltet oder unterbrochen ist.
FAULT RIDE THROUGH
Gemäß einem Ausführungsbeispiel schaltet der Betriebsartcontroller 50 die Leistungswandlerschaltung 1 nicht sofort ab, wenn die externe Wechselspannung v₁ unterbrochen ist, sondern veranlasst die Reihenschaltung für eine spezifizierte Zeitdauer, wie beispielsweise einige Millisekunden (ms) einen Ausgangswechselstrom i_OUT zu erzeugen. Der Betriebsartcontroller 50 schaltet die Leistungswandlerschaltung 1 ab, wenn die externe Wechselspannung v₁ nach dieser spezifizierten Zeitdauer nicht wieder vorhanden ist. Die Betriebsart, in der ein Ausgangswechselstrom i_OUT bereitgestellt wird, obwohl die externe Wechselspannung v₁ unterbrochen wurde, außer Phase ist, niedriger als üblich ist, gestört ist, kurzgeschlossen ist, und so weiter, wird als „Fault Ride Through“ bezeichnet.
Im Fault-Ride-Through-Betrieb kann die Synchronisationsinformation gemäß der die einzelnen Wandlereinheiten 2 ihre Ausgangsströme i1 erzeugen, auf verschiedene Weise bereitgestellt werden. Ein Ausführungsbeispiel, bei dem die Synchronisationsinformation nur zu Beginn des Normalbetriebs übertragen wird und bei dem ein kontinuierliches Synchronisationssignal (in dem Signalgenerator 20) in den einzelnen Wandlereinheiten 2 erzeugt wird, muss keine zusätzliche Synchronisationsinformation im Fault-Ride-Through-Betrieb bereitgestellt werden. Wenn die einzelnen Wandlereinheiten 2 allerdings ein kontinuierliches Synchronisationssignal erfordern und wenn das Synchronisationssignal im Normalbetrieb aus der externen Wechselspannung v₁ erzeugt wird, macht die Synchronisationsschaltung 10 im Fault-Ride-Through-Betrieb weiter, ein kontinuierliches Synchronisationssignal basierend auf der Frequenz- und Phaseninformation des zuvor im Normalbetrieb erzeugten Synchronisationssignals, das heißt, bevor eine Unterbrechung der externen Wechselspannung v₁ detektiert wurde, zu erzeugen.
BLINDLEISTUNGSERZEUGUNG
Die Leistungswandlerschaltung 1 kann sogar dazu verwendet werden, die Spannung des Spannungsnetzes zu stabilisieren.
Bezugnehmend auf die vorangehende Erläuterung besitzt der durch die Reihenschaltung der einzelnen Wandlereinheiten 2 erzeugte Ausgangsstrom i_OUT eine durch das Synchronisationssignal S_v1 definierte Frequenz und Phase. Die Frequenz und Phase des Synchronisationssignals S_v1 kann durch den Betriebsartcontroller 50 eingestellt werden. Im Normalbetrieb wird das Synchronisationssignal S_v1 üblicherweise so erzeugt, dass die in dem Synchronisationssignal S_v1 enthaltende Frequenzinformation der Frequenz der externen Wechselspannung v₁ entspricht und die Phaseninformation der Phase der externen Wechselspannung v₁ entspricht. In diesem Fall ist der Ausgangsstrom i_OUT in Phase mit der externen Wechselspannung v₁.
Es kann allerdings Situationen geben, in denen es wünschenswert ist, eine Phasendifferenz zwischen dem Ausgangsstrom i_OUT und der externen Wechselspannung v₁ zu haben, um Blindleistung an das Spannungsnetz zu liefern, um die Spannung des Spannungsnetzes zu stabilisieren. Diese Phasendifferenz kann auf einfache Weise eingestellt werden durch geeignetes Einstellen der in dem Synchronisationssignal S_v1 enthaltenen Phaseninformation. Gemäß einem Ausführungsbeispiel erhält der Betriebsartcontroller 50 ein externes Signal von einem Versorger, wobei dieses externe Signal eine gewünschte Phasendifferenz zwischen dem Ausgangsstrom i_OUT und der externen Spannung v₁ umfasst. Das externe Signal kann über herkömmliche Kommunikationskanäle, wie beispielsweise Funkkanäle, Spannungsleitungen oder das Internet an den Betriebsartcontroller übertragen werden.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel misst der Betriebsartcontroller 50 die durch die Leistungswandlerschaltung 1 an das Spannungsnetz gelieferte Ausgangsleistung und stellt die Phasendifferenz zwischen dem Ausgangsstrom i_OUT und der externen Wechselspannung v₁ abhängig von der Ausgangsleistung ein. Gemäß einem Ausführungsbeispiel steigt die Phasendifferenz an, um die an das Netz gelieferte Blindleistung zu erhöhen, wenn die durch die Leistungswandlerschaltung 1 bereitgestellte Ausgangsleistung ansteigt.
AKTIVES REDUZIEREN DER LEISTUNG
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel ist der Betriebsartcontroller 50 dazu ausgebildet, die Frequenz der externen Wechselspannung zu detektieren, und ist dazu ausgebildet, die Ausgangsleistung der Leistungswandlerschaltung 1 zu reduzieren, wenn die Frequenz eine Frequenzschwelle erreicht, wie beispielsweise 50,2Hz oder 60,3Hz, die oberhalb eines Sollwerts liegt, wie beispielsweise 50Hz oder 60Hz. Die Frequenz einer Netzspannung kann ansteigen, wenn mehr Leistung an das Netz abgegeben wird, als durch Verbraucher, die an das Netz angeschlossen sind, verbraucht wird.
Die Ausgangsleistung der Leistungswandlerschaltung 1 kann durch Regeln der Eingangsspannung V3 der einzelnen Wandlereinheiten 2 geregelt werden. Dies wurde zuvor in Verbindung mit der „ANLAUFSEQUENZ A“ erläutert. Die Information, dass eine Reduktion der Ausgangsleistung der einzelnen Wandlereinheiten 2 notwendig ist, kann von dem Betriebsartcontroller 50 über den gleichen Kanal, über den das Synchronisationssignal S_v1 überragen wird, von dem Betriebsartcontroller 50 an die einzelnen Wandlereinheiten 2 übertragen werden.
NEUSTART
Bezugnehmend auf die vorangehende Erläuterung kann es Betriebsszenarien geben, bei denen die Leistungswandlerschaltung 1 abgeschaltet wird, nachdem ein Fehler aufgetreten ist. Nachdem die Leistungswandlerschaltung 1 abgeschaltet wurde, kann die Leistungswandlerschaltung unter Verwendung einer der zuvor erläuterten Anlaufsequenzen neu gestartet werden. Nachfolgend bedeutet „Neu-Starten“ der Leistungswandlerschaltung 1 das Verwendung einer der Anlaufsequenzen, um die Leistungswandlerschaltung 1 wieder zu starten.
Wenn die Leistungswandlerschaltung 1 beispielsweise aufgrund eines Fehlers des Spannungsnetzes abgeschaltet wurde, kann der Betriebsartcontroller 50 dazu ausgebildet sein, die externe Wechselspannung v₁ zu überprüfen, und kann dazu ausgebildet sein, die Leistungswandlerschaltung 1 neu zu starten, nachdem die Netzspannung v₁ wieder normal ist. Der Betriebsartcontroller 50 kann dazu ausgebildet sein, Die Netzspannung in regelmäßigen Zeitintervallen zu überprüfen, wie beispielsweise jede Minute, jede fünf Minuten, und so weiter.
Wenn die Leistungswandlerschaltung 1 beispielsweise wegen einer Unterspannungsbedingung, wegen eines automatischen Abschaltens, oder wegen einer Phasendifferenz abgeschaltet wurde, kann der Betriebsartcontroller dazu ausgebildet sein, die Leistungswandlerschaltung nach einer vorgegebenen Zeitdauer, wie beispielsweise eine Minute, zwei Minuten, und so weiter, neu zu starten.
Selbstverständlich kann das Auftreten eines Fehlers auch während des Anlaufens detektiert werden, so dass es sogar möglich ist, die Leistungswandlerschaltung 1 abzuschalten, bevor die Normalbetriebsart erreicht wurde.
Bezugnehmend auf die vorangehende Erläuterung kann der Ausgangsstrom i1 der einzelnen Wandlereinheiten 2 gemäß einem vorgegebenen Zeitprofil während der Anlaufphase erhöht werden. Das Stromprofil kann ein fest vorgegebenes Stromprofil sein. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel ist das Profil des Ausgangsstroms i1 während des Anlaufens abhängig von der Abschalt-Historie begrenzt, das heißt abhängig davon, ob die Leistungswandlerschaltung 1 aufgrund eines Fehlers abgeschaltet wurde. Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird der Ausgangsstrom langsamer erhöht (gemäß einem flacheren Stromprofil), wenn die Leistungswandlerschaltung 1 wegen einer Unterspannungsbedingung, wegen eines automatischen Abschaltens oder wegen einer Phasendifferenz abgeschaltet wurde. Wenn der Neustart fehlschlägt, weil ein Fehler während der Anlaufphase aufgetreten ist, kann nach einem nächsten Neustart ein noch flacheres Stromprofil verwendet werden. Ein „flacheres Stromprofil“ ist ein Profil, bei dem der Strom langsamer ansteigt.
Bei den zuvor erläuterten Ausführungsbeispielen wird das Synchronisationssignal S_v1 durch die Synchronisationsschaltung 10 bereitgestellt, wobei die Synchronisationsschaltung 10 dazu ausgebildet ist, das Synchronisationssignal S_v1 abhängig von der externen Wechselspannung v₁, beispielsweise im Normalbetrieb, oder unabhängig von der externen Wechselspannung, beispielsweise wenn ein Fehler aufgetreten ist, zu erzeugen.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel, das in 35 dargestellt ist, umfasst die Synchronisationsschaltung 10 Synchronisationseinheiten 10 ₁, 10 ₂, 10 _n, wobei jede Synchronisationseinheit 10 ₁, 10 ₂, 10 _n an die Ausgangsanschlüsse einer Wandlereinheit 2 ₁, 2 ₂, 2 _n angeschlossen ist, dazu ausgebildet ist, die Ausgangsspannung v2₁, v2₂, v2_n der zugehörigen Wandlereinheit 2 ₁, 2 ₂, 2 _n zu messen, ein Synchronisationssignal abhängig von jeder der gemessenen Ausgangsspannungen zu erzeugen und ein Synchronisationssignal an jede der Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n auszugeben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel sind die einzelnen Synchronisationssignale proportional zu den Ausgangsspannungen v2₁, v2₂, v2_n, so dass die einzelnen Synchronisationseinheiten 10 ₁, 10 ₂, 10 _n als Spannungsmesseinheiten ausgebildet sein können.
Ein Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit 2, die in der Leistungswandlerschaltung 1 gemäß 35 verwendet werden kann, ist in 36 dargestellt. Die Wandlereinheit 2 gemäß 36 basiert auf der im Detail anhand von 32 erläuterten Wandlereinheit 2. Bei der Wandlereinheit 2 gemäß 36 ist das Synchronisationssignal S_v1 ein Spannungsmesssignal, das durch Messen der Ausgangsspannung v2 der Wandlereinheit 2 erhalten wird. Das Funktionsprinzip der Wandlereinheit 2 gemäß 36 ist unten erläutert.
Zu Erläuterungszwecken sei angenommen, dass die Leistungswandlerschaltung 1 im Standbybetrieb ist. Im Standbybetrieb ist die Leistungswandlerschaltung 1 an die Ausgangsanschlüsse 11, 12 (vergleiche 35) angeschlossen, so dass die externe Wechselspannung v₁ an die Reihenschaltung mit den einzelnen Wandlereinheiten 2 angelegt wird. Im Standbybetrieb, wenn die Ausgangsleistung der Leistungswandlerschaltung 1 Null ist, funktionieren die Ausgangskapazitäten (C in der Wandlereinheit 2 gemäß 36) in den einzelnen Wandlereinheiten 2 als kapazitive Spannungsteiler, so dass die Spannungen v2 an den Ausgängen der einzelnen Wandlereinheiten 2 in Phase mit der externen Wechselspannung v₁ sind. Die Anlaufsequenz, die verwendet wird, um die einzelnen Wandlereinheiten 2 anlaufen zu lassen, entspricht der zuvor erläuterten Anlaufsequenz B, mit folgenden Unterschieden.
Zu Beginn der Anlaufsequenz oder vor Beginn der Anlaufsequenz wird das Synchronisationssignal S_v1 für eine kurze Zeitdauer, wie beispielsweise einige Perioden des Synchronisationssignal S_v1, das zu diesem Zeitpunkt ein sinusförmiges Signal ist, das in Phase mit der externen Wechselspannung v₁ ist, dem Signalgenerator 20 zur Verfügung gestellt. Der Signalgenerator 20 synchronisiert das Synchronisationssignal S_v1 und erzeugt dann autonom das kontinuierliche Synchronisationssignal S_v1' während der Anlaufphase und im Normalbetrieb nach der Anlaufphase. Der Signalgenerator 20 kann wie zuvor anhand von 29 erläutert realisiert sein.
Bezugnehmend auf 36 kann die Betriebsarteinheit 30 die Zeitdauer steuern, während der das Synchronisationssignal S_v1 dem Signalgenerator 20 zur Verfügung gestellt wird. Dies ist schematisch dadurch dargestellt, dass ein Schalter 301 zwischen die Synchronisationseinheit (in 36 nicht dargestellt) und den Signalgenerator 20 geschaltet ist, wobei der Schalter durch die Betriebsarteinheit gesteuert ist. Allerdings dient dies eher zum Veranschaulichen des Betriebs als der Realisierung. Selbstverständlich können viele verschiedene Maßnahmen verwendet werden, um das Synchronisationssignal zur Verfügung zu stellen, das für eine vorgegebene Zeitdauer vor oder nach Beginn der Anlaufsequenz abhängig von der Ausgangsspannung v2 ist.
Nachdem die Wandlerschaltung 1 den Normalbetrieb begonnen hat, kann bei dieser Wandlerschaltung der Betriebsartcontroller 50 dazu ausgebildet sein, eine Phasendifferenz zwischen dem Ausgangsstrom i1 und der externen Wechselspannung zu detektieren und die Wandlerschaltung 1 abzuschalten, wenn die Phasendifferenz eine vorgegebene Schwelle übersteigt. Die Wandlerschaltung 1 kann wie zuvor in „ÜBERTRAGUNG VON ABSCHALTINFORMATION II“ abgeschaltet werden. Der Neustartmechanismus kann einem der zuvor erläuterten Neustartmechanismen entsprechen. Bei einem Neustart nach einem Abschalten wird die Wandlerschaltung 1 erneut wie zuvor erläutert auf die externe Spannung v₁ synchronisiert.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel stellt der Betriebsartcontroller 50 ein Phasenverschiebungssignal, das dem zuvor erläuterten Phasenverschiebungssignal S_φ entspricht, den Steuerschaltungen 5 der einzelnen Wandlereinheiten 2 zur Verfügung. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Betriebsartcontroller 50 dazu ausgebildet, das Phasenverschiebungssignal S_φ anzupassen, wenn die Phasendifferenz zwischen dem Ausgangsstrom i_OUT und der externen Spannung v₁ oberhalb einer ersten Phasendifferenzschwelle und unterhalb einer zweiten Phasendifferenzschwelle liegt, um einen weiteren Anstieg der Phasendifferenz zu verhindern. Außerdem ist der Betriebsartcontroller 50 dazu ausgebildet, die Wandlerschaltung abzuschalten, um einen Neustart zu erzwingen, wenn die Phasendifferenz oberhalb der zweiten Phasendifferenzschwelle liegt.
37 veranschaulicht noch eine weitere Topologie einer Wandlereinheit 2 zum Erzeugen einer Ausgangswechselspannung v2 aus einer Eingangsgleichspannung V3. Wie die anderen zuvor erläuterten Wandlereinheiten können die Ausgänge 23, 24 der Wandlereinheit 2 gemäß 37 in Reihe mit den Ausgangsanschlüssen anderer entsprechender Wandlereinheiten geschaltet werden, um eine zuvor erläuterte Leistungswandlerschaltung 1 zu bilden. In 37 ist nur die Topologie einer Wandlereinheit 2 gezeigt, Steuerschaltungen (wie beispielsweise die zuvor erläuterten Steuerschaltungen 5) sind nicht dargestellt.
Bezugnehmend auf 37 umfasst die Wandlereinheit 2 eine erste Stufe 210, die eine Kombination einer Entfaltebrücke und eines Tiefsetzstellers ist.
Die erste Stufe 210 umfasst zwei Halbbrücken, die jeweils einen ersten Schalter 211, 213 und einen zweiten 212, 214 umfassen. Die erste Stufe 210 umfasst außerdem ein erstes induktives Speicherelement 215 und ein zweites induktives Speicherelement 216. Das erste induktive Speicherelement 215 ist an den Ausgang der ersten Halbbrücke angeschlossen, und das zweite induktive Speicherelement 216 ist an den Ausgang der zweiten Halbbrücke angeschlossen, wobei der Ausgang jeder Halbbrücke durch einen Schaltungsknoten gebildet ist, der den ersten und zweiten Schaltern, die die jeweilige Halbbrücke bilden, gemeinsam ist. Die erste Stufe 210 ist an die Eingangsanschlüsse 21, 22 angeschlossen, die dazu ausgebildet sind, die Versorgungsspannung V3 von einer Gleichspannungsquelle 3 (in 37 nicht dargestellt) zu erhalten. Die Schalter 211–214 der zwei Halbbrücken können unabhängig voneinander durch eine Ansteuerschaltung 230 ein- und ausgeschaltet werden, die Ansteuersignale S211, S212, S213, S214 erzeugt, die von den einzelnen Schaltern 211–214 erhalten werden. Das Funktionsprinzip der ersten Stufe 210 ist weiter unten erläutert.
Die Wandlereinheit 2 umfasst außerdem eine zweite Stufe 220, die zwischen die induktiven Speicherelemente 215, 216 der ersten Stufe und die Ausgangsanschlüsse 23, 24 der Wandlereinheit 3 geschaltet ist. Die zweite Stufe 220, die nachfolgend auch als Hochsetzstufe bezeichnet wird, umfasst einen ersten Schalter 221, der zwischen das erste induktive Speicherelement 215 und den ersten Ausgangsanschluss 23 der Wandlerstufe 2 geschaltet ist, und einen zweiten Schalter 222, der zwischen den zweiten Ausgangsanschluss 24 und einen Schaltungsknoten geschaltet ist, der dem ersten induktiven Speicherelement 215 und dem ersten Schalter 221 gemeinsam ist. Außerdem ist das zweite induktive Speicherelement 216 an dem zweiten Ausgangsanschluss 24 angeschlossen. Die Schalter 221, 222 der zweiten Stufe können unabhängig voneinander durch die Ansteuerschaltung 230 angesteuert werden, die Ansteuersignale S221, S222 erzeugt, die von den einzelnen Schaltern 221, 222 erhalten werden. Bezugnehmend auf 37 kann jeder der Schalter 211–214 und 221, 222 der ersten und zweiten Stufe 210, 220 eine Freilaufdiode umfassen (die in 37 ebenfalls dargestellt ist) die parallel zu einem Schaltelement geschaltet ist. In der zweiten Stufe 220 werden allerdings aufgrund der bipolaren Natur der Eingangs- und Ausgangsspannung bidirektional sperrende und leitende Schalter benötigt. Diese bidirektionalen Schalter können zwei MOSFETs umfassen, die in einer antiseriellen Konfiguration angeordnet sind. Abhängig von der Polarität der Spannung, kann einer der zwei MOSFETs dauerhaft eingeschaltet sein, so dass die Bodydiode des anderen MOSFET als Freilaufelement verwendet werden kann, die abhängig von der Polarität einer Spannung über dem einzelnen Schalter leitet, ohne dass ein weiteres Steuersignal notwendig ist.
Die Wandlereinheit 2 ist dazu ausgebildet, den Ausgangswechselstrom i1 am Ausgang 23, 24 mit einer Frequenz, Phase, und Amplitude wie durch das Referenzsignal S_REF, das von der Ansteuerschaltung 230 erhalten wird, definiert zu erzeugen. Dieses Referenzsignal S_REF kann wie zuvor erläutert, erzeugt werden.
Das Funktionsprinzip der Wandlereinheit 2 wird nachfolgend erläutert. Zu Erläuterungszwecken sei angenommen, dass der zu erzeugende Ausgangsstrom i1 ein sinusförmiger Strom ist und dass die Ausgangsspannung v2 eine sinusförmige Spannung mit einer Amplitude, die höher als die Eingangsgleichspannung V3 ist, ist. Das Erzeugen einer Periode der sinusförmigen Ausgangsspannung v2 umfasst sechs Phasen, nämlich (A) eine erste Phase bei der der Momentanwert der Ausgangsspannung v2 positiv und kleiner als die Eingangsspannung V3 ist; (B) eine zweite Phase, in der der Momentanwert der Ausgangsspannung v2 positiv und höher als die Eingangsspannung V3 ist; (C) eine dritte Phase, in der der Momentanwert der Ausgangsspannung v2 positiv und erneut kleiner als die Eingangsspannung V3 ist; (D) eine vierte Phase, in der der Momentanwert der Ausgangsspannung v2 negativ ist und einen Betrag besitzt, der kleiner ist als die Eingangsspannung V3; eine fünfte Phase (E), in derer Momentanwert der Ausgangsspannung v2 negativ ist und einen Betrag besitzt, der höher ist als die Eingangsspannung V3; und eine sechste Phase (F), in der der Momentanwert der Ausgangsspannung v2 negativ ist und erneut einen Betrag besitzt, der kleiner ist als die Eingangsspannung V3. In der ersten Phase (A) wird der Ausgangsstrom i1 über den ersten Schalter 211 der ersten Halbbrücke geregelt, der durch die Ansteuerschaltung 230 im PWM-Betrieb angesteuert wird. Der erste Schalter 221 der zweiten Stufe 220 ist in dieser Phase eingeschaltet, während der zweite Schalter 222 der zweiten Stufe 220 ausgeschaltet ist. Der erste Schalter 213 der zweiten Halbbrücke ist in der ersten Phase dauerhaft aus und der zweite Schalter 214 der zweiten Halbbrücke ist dauerhaft ein. Der zweite Schalter 212 der ersten Halbbrücke funktioniert als Freilaufelement in solchen Zeitdauern, in denen der erste Schalter 211 aus ist. Hierzu übernimmt die Freilaufdiode den Freilaufstrom. Der Schalter 212 kann parallel zu der leitenden Bodydiode eingeschaltet werden.
In der ersten Phase (A) funktioniert die Wandlereinheit 2 als Tiefsetzsteller. Die Amplitude des Ausgangsstroms i1 wird über den Duty-Cycle des ersten Schalters 111 in dieser Phase geregelt. Die Amplitude der Ausgangsspannung ist durch die externe Spannung v₁ (in 37 nicht dargestellt) definiert.
In der zweiten Phase (B) sind der erste Schalter 211 der ersten Halbbrücke und der zweite Schalter 214 der zweiten Halbbrücke ein, während der zweite Schalter 212 der ersten Halbbrücke und der erste Schalter 213 der zweiten Halbbrücke aus sind. Der zweite Schalter 221 der zweiten Stufe 120 wird im PWM-Betrieb angesteuert, und der erste Schalter 221 funktioniert als Freilaufelement während solcher Zeitdauern, während der der zweite Schalter 122 aus ist. Die Amplitude des Ausgangsstroms i1 wird über den Duty-Cycle des zweiten Schalters 222 geregelt. In der zweiten Phase (B) funktioniert die Wandlereinheit 2 als Hochsetzsteller, wobei jedes Mal, wenn der zweite Schalter 222 der zweiten Stufe 220 ein ist, Energie in dem ersten induktiven Speicherelement 215 gespeichert wird. Diese Energie wird an den Ausgang mit den Ausgangsanschlüssen 23, 24 übertragen, nachdem der zweite Schalter 222 ausgeschaltet wurde.
Das Funktionsprinzip in der dritten Phase (C) entspricht dem Funktionsprinzip in der ersten Phase (A).
In der vierten Phase (D) wird der Ausgangsstrom i1 über den ersten Schalter 213 der zweiten Halbbrücke, der im PWM-Betrieb angesteuert wird, geregelt. Der erste Schalter 221 der zweiten Stufe ist ein, während der zweite Schalter 222 in dieser Phase aus ist. Außerdem ist der erste Schalter 211 der ersten Halbbrücke in dieser Phase aus, der zweite Schalter 212 der ersten Halbbrücke ist ein und der zweite Schalter 214 der zweiten Halbbrücke funktioniert als Freilaufelement während solcher Zeitdauern, während der der erste Schalter 213 aus ist. In der vierten Phase (D) funktioniert die Wandlereinheit 2 als Tiefsetzsteller, die einen negativen Ausgangsstrom i1 bereitstellt. Die Amplitude des Ausgangsstroms i1 wird über dem Duty-Cycle des ersten Schalters 213 der zweiten Halbbrücke geregelt.
In der fünften Phase (E) sind der erste Schalter 213 der zweiten Halbbrücke und der zweite Schalter 212 der ersten Halbbrücke ein, während der zweite Schalter 214 der zweiten Halbbrücke und der erste Schalter 211 der ersten Halbbrücke aus sind. Der zweite Schalter 222 der zweiten Stufe 120 wird im PWM-Betrieb angesteuert, und der erste Schalter 221 funktioniert als Freilaufelement während solcher Zeitdauern, während der der zweite Schalter 221 aus ist. Die Amplitude des Ausgangsstroms i1 wird über den Duty-Cycle des zweiten Schalters 222 geregelt. In der fünften Phase (E) funktioniert, wie in der zweiten Phase, die Wandlereinheit 2 als Hochsetzsteller.
Das Funktionsprinzip in der sechsten Phase (F) entspricht dem Funktionsprinzip in der vierten Phase.
Die Ansteuerschaltung 230 kann ein Eingangsspannungssignal S_V3, das die Eingangsspannung V3 repräsentiert, und ein Ausgangsspannungssignal S_v2, das die Ausgangsspannung v2 repräsentiert, erhalten. Basierend auf diesen Signalen detektiert die Ansteuerschaltung 230 ob die Ausgangsspannung v2 positiv oder negativ ist und ob der Momentanwert der Ausgangsspannung v2 höher oder niedriger als die Eingangsspannung ist. Basierend auf dieser Detektion betreibt die Ansteuerschaltung 230 die Wandlereinheit 2 in einem von dem Tiefsetzbetrieb und dem Hochsetzbetrieb. In jeder dieser Phasen ist der gewünschte Pegel des Ausgangsstroms i1 durch das Spannungssteuersignal S_REF definiert. Dieses Signal kann ein Wechselsignal sein, um einen Ausgangswechselstrom zu erzeugen und kann beispielsweise, wie zuvor erläutert, abhängig von einem Ausgangsstromsignal S_i1 und einem Synchronisationssignal S_v1 erzeugt werden. In jedem Fall ist eine Schaltfrequenz der Schalter, die im PWM-Betrieb betrieben werden, wesentlich höher als eine Frequenz des Referenzsignals. Die Schaltfrequenz kann einige 10kHz oder einige 100kHz betragen, während das Referenzsignal einige 10Hz, wie beispielsweise 50Hz oder 60Hz haben kann. Die Frequenz des Referenzsignals S_REF kann variieren, um in der Lage zu sein, die Frequenz des Ausgangsstroms i1 korrekt zu regeln.
Bei jedem der zuvor erläuterten Ausführungsbeispiele, bei denen die Leistungswandlerschaltung 1 einen Ausgangswechselstrom an eine Last liefert, liefert jede Wandlereinheit einen Wechselstrom io1. Hierzu umfasst jede Wandlereinheit 2, insbesondere der DC/AC-Wandler 4 in jeder Wandlereinheit 2 eine H4-Brücke mit zwei Halbbrücken (vergleiche beispielsweise die H4-Brücke mit der ersten Halbbrücke 42 ₁, 42 ₂ und der zweiten Halbbrücke 42 ₃, 42 ₄ in 6).
38 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung 1, in der die Komplexität der einzelnen Wandlereinheiten 2 reduziert werden kann. Bei diesem Ausführungsbeispiel erhalten die einzelnen Wandlereinheiten 2 ein Synchronisationssignal S_v1'', das ein gleichgerichtetes Wechselsignal ist, anstelle eines Wechselsignals. Alles andere, das zuvor im Zusammenhang mit dem Synchronisationssignal S_v1 beschrieben wurde, gilt für das Synchronisationssignal S_v1'' entsprechend.
Wie die zuvor erläuterten Wandlereinheiten 2 sind die Wandlereinheiten 2 gemäß 38 dazu ausgebildet, ihre Ausgangsströme i1 mit einer Frequenz und Phase zu erzeugen, die durch das Synchronisationssignal S_v1'' definiert sind. Gemäß einem Ausführungsbeispiel erzeugt die Synchronisationsschaltung 10 das Synchronisationssignal S_v1'' abhängig von einer externen Spannung v₁, die an die Ausgangsanschlüsse 11, 12 angelegt wird. Insbesondere kann die Synchronisationsschaltung 10 das Synchronisationssignal S_v1'' so erzeugen, dass das Synchronisationssignal S_v1'' eine Frequenz und eine Phase besitzt, die abhängig ist von einer Gleichgerichteten der externen Spannung v1. Wenn die externe Spannung v1 beispielsweise einen sinusförmigen Signalverlauf besitzt, dann besitzt das Synchronisationssignal S_v1'' den Signalverlauf eines gleichgerichteten sinusförmigen Signals. Das Synchronisationssignal S_v1'' kann in Phase mit der gleichgerichteten externen Spannung v1'' sein, oder es kann eine Phasendifferenz zwischen dem Synchronisationssignal S_v1'' und der gleichgerichteten externen Spannung v1'' vorhanden sein.
39 veranschaulicht schematisch Zeitverläufe einer externen Spannung v1 mit einem sinusförmigen Signalverlauf, der zugehörigen gleichgerichteten Spannung v1'' und des Synchronisationssignals S_v1''. Bei dem in 39 dargestellten Ausführungsbeispiel ist das Synchronisationssignal S_v1'' in Phase mit der gleichgerichteten externen Spannung v1''. Dies ist jedoch nur ein Beispiel, es ist ebenfalls möglich, dass eine Phasendifferenz zwischen diesen Signalen S_v1'', v1'' vorhanden ist. 39 veranschaulicht außerdem einen Zeitverlauf des Ausgangsstroms i1 einer der Wandlereinheiten 2. Dieser Ausgangsstrom i1 kann eine Frequenz und eine Phase besitzen, die durch das Synchronisationssignal S_v1'' definiert ist, so dass der Ausgangsstrom i1 einer Wandlereinheit dem Signalverlauf eines gleichgerichteten sinusförmigen Signals besitzt. Im eingeschwungenen Zustand besitzt ein Gesamt-Ausgangsstrom i_OUT-REC der Reihenschaltung mit Wandlereinheiten den Signalverlauf des Ausgangsstroms i1 der einzelnen Wandlereinheiten 2.
Bezugnehmend auf 38 erhält eine Entfaltebrücke 300, die zwischen die Reihenschaltung mit den Wandlereinheiten und die Ausgangsanschlüsse 11, 12 geschaltet ist, den durch die Reihenschaltung mit Wandlereinheiten bereitgestellten Ausgangsstrom i_OUT-REC und wandelt (entfaltet) diesen Ausgangsstrom i_OUT-REC, der den Signalverlauf eines gleichgerichteten Wechselsignals (wie beispielsweise eines gleichgerichteten sinusförmigen Signals besitzt) in einen Ausgangsstrom i_OUT, der den Signalverlauf eines Wechselsignals besitzt (wie beispielsweise eins sinusförmigen Signals). Der Ausgangsstrom i_OUT wird an den Ausgangsanschlüssen 11, 12 ausgegeben.
Bezugnehmend auf 40, die ein Ausführungsbeispiel der Entfaltebrücke 300 zeigt, kann die Entfaltebrücke 300 eine Brückenschaltung mit zwei Halbbrücken, ähnlich der zuvor anhand von 19 erläuterten Brückenschaltung 85, umfassen. In 40 bezeichnet das Bezugszeichen 231 den ersten Ausgangsanschluss der ersten Wandlereinheit 2 ₁ (in 40 nicht gezeigt) und das Bezugszeichen 232 bezeichnet den Ausgangsanschluss der n-ten Wandlereinheit 2 _n (in 40 nicht gezeigt). Diese Anschlüsse werden als erste beziehungsweise zweite Anschlüsse der Reihenschaltung mit Wandlereinheiten bezeichnet. Die Entfalteschaltung wandelt den Ausgangsstrom i_OUT-REC der Reihenschaltung in den Ausgangswechselstrom i_OUT. Hierzu nimmt die Entfaltebrücke 300 abwechselnd einen ersten Schaltzustand und einen zweiten Schaltzustand an. Im ersten Schaltzustand ist der erste Anschluss 231 der Reihenschaltung an den ersten Ausgangsanschluss 11 angeschlossen und der zweite Ausgangsanschluss 24 _n der Reihenschaltung ist an den zweiten Ausgangsanschluss 12 angeschlossen, und im zweiten Schaltzustand ist der erste Anschluss 231 der Reihenschaltung an den zweiten Ausgangsanschluss 12 angeschlossen und der zweite Ausgangsanschluss 24 _n der Reihenschaltung ist an den ersten Ausgangsanschluss 12 angeschlossen. Die Entfaltebrücke wechselt den Schaltzustand zu Beginn jeder Periode des Synchronisationssignals S_v1''. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 38 beginnt eine neue Periode des Synchronisationssignals jedes Mal dann, wenn das Synchronisationssignal S_v1'' auf null absinkt.
Bezugnehmend auf 40 kann die Entfalteschaltung 300 eine erste und eine zweite Halbbrücke umfassen, die jeweils einen ersten Schalter 301, 303 und einen zweiten Schalter 302, 304 aufweist. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die zwei Halbbrücken zwischen Ausgangsanschlüsse 23 ₁, 24 _n der Wandlereinheit-Reihenschaltung geschaltet. Ein Ausgangsanschluss der ersten Halbbrücke 301, 302 ist an den ersten Ausgangsanschluss 11 angeschlossen und ein Ausgangsanschluss der zweiten Halbbrücke 303, 304 ist an den zweiten Ausgangsanschluss 12 angeschlossen. Bei dieser Entfalteschaltung sind im ersten Schaltzustand der erste Schalter 301 der ersten Halbbrücke und der zweite Schalter 304 der zweiten Halbbrücke eingeschaltet und die anderen Schalter 302, 303 sind ausgeschaltet, und im zweiten Schaltzustand sind der zweite Schalter 302 der ersten Halbbrücke und der erste Schalter 303 der zweiten Halbbrücke eingeschaltet und die anderen Schalter 301, 304 sind ausgeschaltet. Eine Steuerschaltung 310 erhält das Synchronisationssignal S_v1'' und steuert die einzelnen Schalter derart, dass die Entfalteschaltung 300 abhängig von dem Synchronisationssignal S_v1'' abwechselnd den ersten und zweiten Schaltzustand annimmt, und einen Ausgangswechselstrom i_OUT aus dem durch die Wandlereinheit-Reihenschaltung bereitgestellten gleichgerichteten Ausgangswechselstrom i_OUT-REC zu erzeugen.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel erzeugt die Synchronisationsschaltung 10 das Synchronisationssignal S_v1'' abhängig von der externen Spannung v1. In diesem Fall kann die Synchronisationsschaltung 10 die externe Spannung v1 erhalten, oder kann die gleichgerichtete externe Spannung v1'' erhalten (wie in 38 in gestrichelten Linien dargestellt ist). Bei diesem Ausführungsbeispiel kann die Steuerschaltung 310 der Entfaltebrücke die externe Spannung v1 (oder ein Signal, das die externe Spannung repräsentiert) anstelle des Synchronisationssignals S_v1'' erhalten, um die Entfaltebrücke zu steuern. Bei diesem Ausführungsbeispiel betreibt die Steuerschaltung 310 die Entfaltebrücke 300 im ersten Schaltzustand während positiver Halbzyklen der externen Spannung v1 und im zweiten Schaltzustand während negativer Halbzyklen der externen Spannung v1.
Bezugnehmend auf 38 wandelt die Entfaltebrücke 300 nicht nur den Ausgangsstrom i1_OUT-REC der Reihenschaltung in den Ausgangsstrom i1_OUT der Leistungswandlerschaltung, sondern wandelt auch (richtet gleich) die externe Spannung v1 und legt die gleichgerichtete externe Spannung v1'' an die Reihenschaltung mit den Wandlereinheiten 2 (und optional die Synchronisationsschaltung 10) an.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel erzeugt die Synchronisationsschaltung 10 das Synchronisationssignal S_v1'' basierend auf einer anderen Information als die externe Spannung v1. Dies kann in solchen Fällen notwendig werden, in denen die Spannung v1 zwischen den Anschlüssen 11, 12 keine externe Spannung (Netzspannung) ist, so dass es für die Leistungswandlerschaltung 1 notwendig wird, auch die Frequenz dieser Spannung v1 zu definieren. Dies kann beispielsweise dann notwendig werden, wenn die Leistungswandlerschaltung 1 in einem Inselnetz arbeitet.
In der Leistungswandlerschaltung 1 gemäß 38 müssen die einzelnen Wandlereinheiten 2 nur in der Lage sein, einen Ausgangsstrom i1 mit einer Polarität, und nicht einen Ausgangsstrom, der periodisch zwischen einer positiven und einer negativen Polarität wechselt, zu erzeugen. Dies erlaubt, die Topologie der DC/AC-Wandler 4 in jeder der Wandlereinheiten zu vereinfachen. Im Zusammenhang mit der vorliegenden Beschreibung wird der Begriff „DC/AC-Wandler“ im Zusammenhang mit zuvor erläuterten Wandlern 4 verwendet, die einen Ausgangswechselstrom aus einem Eingangsgleichstrom bzw. einer Eingangsgleichspannung erzeugen. Allerdings wird der Begriff „DC/AC-Wandler“ auch im Zusammenhang mit Wandlern verwendet, die einen Ausgangsstrom mit einer periodisch variierenden Amplitude und mit nur einer Polarität erzeugen, wie beispielsweise einen Ausgangsstrom, der den Signalverlauf eines gleichgerichteten sinusförmigen Signals besitzt.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der DC/AC-Wandler 4 in jeder der Wandlereinheiten mit einer Tiefsetzsteller-, einer Hochsetz-Tiefsetz-Steller-, oder einer Tiefsetz-Hochsetzstellertopologie ausgebildet. Ein Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit, die einen DC/AC-Wandler 4 mit einer Tiefsetztopologie 4 besitzt, ist in 41 dargestellt. Bezugnehmend auf 41 ist der DC/AC-Wandler 4 zwischen dem Eingang mit dem ersten und zweiten Eingangsanschluss 21, 22 und den Ausgang mit den Ausgangsanschlüssen 23, 24 der Wandlereinheit 2 gekoppelt. Optional ist ein DC/DC-Wandler 6 zwischen den Eingang 21, 22 der Wandlereinheit 2 und den DC/AC-Wandler 4 geschaltet. Dieser DC/DC-Wandler 6 und die zugehörige Steuerschaltung 7 kann einem der zuvor erläuterten DC/DC-Wandler 6 entsprechen.
Der DC/AC-Wandler 4 gemäß 41 kann aus einem der zuvor erläuterten DC/AC-Wandler 4 mit einer H4-Brücke erhalten werden durch Weglassen des dritten Schalters 42 ₃ und des induktiven Speicherelements 44 ₂ und durch Ersetzen des vierten Schalters 42 ₄ durch einen Kurzschluss. Bezugnehmend auf 41 umfasst der Tiefsetzsteller eine Halbbrücke mit einem High-Side-Schalter 401 und einem Low-Side-Schalter 402, die in Reihe geschaltet sind. Die Halbbrücke erhält die Eingangsspannung V3 oder die Zwischenkreisspannung V6 (wenn die Wandlereinheit 2 den DC/DC-Wandler 6 umfasst). Ein induktives Speicherelement 403 ist zwischen einen Ausgang der Halbbrücke und den Ausgang 22, 23 der Wandlereinheit 2 geschaltet. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist induktive Speicherelement 404 zwischen den Ausgang der Halbbrücke 401, 402 und den ersten Ausgangsanschluss 23 geschaltet.
In dem DC/AC-Wandler 4 gemäß 31 wird der High-Side-Schalter 401 im PWM-Betrieb durch eine Ansteuerschaltung 404 derart angesteuert, dass der Ausgangsstrom i1 einen Signalverlauf besitzt, der durch ein Referenzsignal S_REF definiert ist, das von der Ansteuerschaltung 404 erhalten wird. Das Referenzsignal S_REF wird durch die Steuerschaltung 5 abhängig von dem Synchronisationssignal S_v1'' und einem Ausgangsstromsignal S_i1, das den Ausgangsstrom i1 repräsentiert, erzeugt. Gemäß einem Ausführungsbeispiel erzeugt die Steuerschaltung 5 das Referenzsignal S_REF derart, dass der DC/AC-Wandler den Ausgangsstrom i1 so erzeugt, dass er in Phase mit dem Synchronisationssignal S_v1'' ist.
In dem DC/AC-Wandler 4 gemäß 31 funktioniert der Low-Side-Schalter 402 als Freilaufelement, das den Strom durch das induktive Speicherelement 403 übernimmt, wenn der High-Side-Schalter 401 ausgeschaltet ist. Dieser Low-Side-Schalter 402 kann ein Freilaufelement enthalten (das in 41 ebenfalls dargestellt ist). Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der Low-Side-Schalter 402 durch eine Freilaufdiode ersetzt.
Der DC/AC-Wandler 4 kann als Tiefsetzsteller ausgebildet sein, wenn der Pegel der Ausgangsspannung v2 immer kleiner ist als der Pegel der Eingangsspannung V3 beziehungsweise die Zwischenkreisspannung V60. Wenn der maximale Pegel der Ausgangsspannung v2 des DC/AC-Wandlers höher ist als der Pegel der Eingangsspannung V3 beziehungsweise der Zwischenkreisspannung V60, kann der DC/AC-Wandler mit einer von einer Hochsetz-Tiefsetzstellertopologie und einer Tiefsetz-Hochsetzstellertopologie ausgebildet sein.
Ein Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit 2 mit einem DC/AC-Wandler 4, der eine Hochsetz-Tiefsetzstellertopologie besitzt, ist in 42 dargestellt, und ein Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit 2 mit einem DC/AC-Wandler 4, der eine Tiefsetz-Hochsetzstellertopologie besitzt, ist in 43 dargestellt. In den 42 und 43 ist ein optionaler DC/DC-Wandler 6 zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 geschaltet und der DC/AC-Wandler 4 ist nicht dargestellt. Während die Wandlereinheiten gemäß der 42 und 43 mit einem DC/DC-Wandler 6 ausgebildet sind, erhält der DC/AC-Wandler 4 die Zwischenkreisspannung V6 anstelle der Eingangsspannung V3.
Bezugnehmend auf 42 umfasst der DC/AC-Wandler 4 eine Hochsetzstufe mit einem ersten induktiven Speicherelement 411, ersten und zweiten Schaltern 412, 413 und einem kapazitiven Speicherelement 414. Eine Reihenschaltung mit dem ersten induktiven Speicherelement 411 und dem ersten Schalter 412 erhält die Eingangsspannung V3. Eine Reihenschaltung mit dem zweiten Schalter 413 und dem kapazitiven Speicherelement 414 ist parallel zu dem ersten Schalter 412 geschaltet. Die Hochsetzstufe erzeugt eine hochgesetzte Spannung V414 über dem kapazitiven Speicherelement 414.
Die Hochsetzstufe funktioniert wie ein herkömmlicher Hochsetzsteller und kann dazu ausgebildet sein, eine konstante hochgesetzte Spannung V414 an dem kapazitiven Speicherelement 414 zu erzeugen. In diesem Fall steuert eine erste Ansteuerschaltung 418 die ersten und zweiten Schalter 412, 413 über Ansteuersignale S412, S413 derart an, dass die hochgesetzte Spannung V414 konstant ist. Hierzu kann die erste Ansteuerschaltung 480 ein Hochsetzspannungssignal (engl.: boost voltage signal) S_V414, das die hochgesetzte Spannung 414 repräsentiert, erhalten. Insbesondere kann die erste Ansteuerschaltung 418 den ersten Schalter 412 in einem PWM-Betrieb ansteuern, wobei Energie in dem ersten induktiven Speicherelement 411 jedes Mal dann gespeichert wird, wenn der erste Schalter 412 eingeschaltet ist. Ein Duty-Cycle eines PWM-Ansteuersignals S412, das von dem ersten Schalter erhalten wird, kann abhängig von der hochgesetzten Spannung oder genauer, abhängig von einem Fehler zwischen der hochgesetzten Spannung V414 und einer gewünschten Sollspannung variieren. Der zweite Schalter 413 funktioniert als Freilaufelement, der den Strom durch das induktive Speicherelement 411 übernimmt und das kapazitive Speicherelement 414 jedes Mal dann auflädt, wenn der erste Schalter 412 ausgeschaltet ist.
Bezugnehmend auf 42 umfasst der DC/AC-Wandler 4 außerdem eine Tiefsetzstufe mit einem dritten Schalter 415, einem zweiten Schalter 416 und einem zweiten induktiven Speicherelement 417. Die Tiefsetzstufe besitzt eine Topologie, die der Topologie des DC/AC-Wandlers gemäß 41 entspricht, wobei der dritte Schalter 415 dem High-Side-Schalter 401 gemäß 41 entspricht, der vierte Schalter 416 dem Low-Side-Schalter 401 gemäß 41 entspricht und das zweite induktive Speicherelement 417 dem induktiven Speicherelement 403 gemäß 41 entspricht.
Eine zweite Ansteuerschaltung 419, die der anhand von 41 erläuterten Ansteuerschaltung 404 entsprechen kann, steuert die Schalter 415, 416 der Tiefsetzstufe über Ansteuersignale S415, S416 an. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Tiefsetzstufe dazu ausgebildet, einen Ausgangsstrom i1 mit einem Signalverlauf, der durch das Referenzsignal S_REF definiert ist, aus der durch die Hochsetzstufe bereitgestellten hochgesetzten Spannung V414 zu erzeugen. Wie bei den zuvor erläuterten Ausführungsbeispielen wird das Referenzsignal S_REF durch die Steuerschaltung 5 ausgegeben.
Während in dem DC/AC-Wandler 4 gemäß 42 die Hochsetzstufe und die Tiefsetzstufe gleichzeitig betrieben werden, arbeitet der DC/AC-Wandler 4 mit der Tiefsetz-Hochsetz-Topologie, der in 43 dargestellt ist, entweder als Hochsetzsteller (im Hochsetzbetrieb) oder arbeitet als Tiefsetzsteller (im Tiefsetzbetrieb). Bezugnehmend auf 43 umfasst der DC/AC-Wandler 4 eine Reihenschaltung mit einem ersten Schalter 421 und einem zweiten Schalter 422, die zwischen die Eingangsanschlüsse 23, 24 geschaltet ist, und eine Reihenschaltung mit einem dritten Schalter 423 und einem vierten Schalter 424, die zwischen die Ausgangsanschlüsse geschaltet ist. Ein induktives Speicherelement 425 ist zwischen einem ersten Schaltungsknoten, der den ersten und zweiten Schaltern 421, 422 gemeinsam ist, und einen zweiten Schaltungsknoten, der den dritten und vierten Schaltern 423, 424 gemeinsam ist, geschaltet. Dieser DC/AC-Wandler kann aus der Wandlereinheit 2 gemäß 37 durch Weglassen der zweiten Halbbrücke 213, 214 und des zweiten induktiven Speicherelements 216 und durch Verbinden des zweiten Eingangs 22 mit dem zweiten Ausgang 24 erhalten werden.
Eine Ansteuerschaltung 426 steuert die einzelnen Schalter derart, dass der DC/AC-Wandler 4 entweder im Tiefsetzbetrieb oder im Hochsetzbetrieb betrieben wird. Das Funktionsprinzip des DC/AC-Wandlers 4 gemäß 43 entspricht dem Funktionsprinzip der Wandlereinheit 2 in den Betriebsphasen (A) bis (C), wobei diese Wandlereinheit in den Phasen (A) und (C) im Tiefsetzbetrieb arbeitet und in Phase (B) im Hochsetzbetrieb arbeitet.
Wenn der DC/AC-Wandler gemäß 43 im Tiefsetzbetrieb ist, ist der dritte Schalter 423 dauerhaft ein und der vierte Schalter 424 ist dauerhaft aus. Außerdem wird der erste Schalter 421 derart im PWM-Betrieb angesteuert, dass der Ausgangsstrom i1 einen Signalverlauf besitzt, der durch das durch die Steuerschaltung 426 erhaltene Referenzsignal S_REF definiert ist. Der zweite Schalter 422 funktioniert als Freilaufelement in solchen Zeitdauern, in denen der erste Schalter 421 ausgeschaltet ist. Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird der zweite Schalter 422 durch ein Freilaufelement, wie beispielsweise eine Diode, ersetzt.
Im Hochsetzbetrieb ist der erste Schalter 421 dauerhaft eingeschaltet und der zweite Schalter 422 ist dauerhaft ausgeschaltet. Im Hochsetzbetrieb betreibt die Steuerschaltung 426 den vierten Schalter 424 in einem PWM-Betrieb derart, dass der Ausgangsstrom i1 einen Signalverlauf besitzt, der durch das Referenzsignal S_REF definiert ist. Der dritte Schalter 423 funktioniert als Freilaufelement. Optional ist der dritte Schalter 423 durch eine Diode ersetzt.
Bezugnehmend auf 43 erhält die Ansteuerschaltung 426 außer dem Referenzsignal S_REF ein Ausgangsspannungssignal S_v2, das einen Momentanwert der Ausgangsspannung v2 repräsentiert, und ein Eingangsspannungssignal S_v3, das die Eingangsspannung repräsentiert. Die Ansteuerschaltung 426 ist dazu ausgebildet, den DC/AC-Wandler 4 immer dann im Tiefsetzbetrieb zu betreiben, wenn das Ausgangsspannungssignal S_v2 und das Eingangsspannungssignal S_v3 anzeigen, dass die Eingangsspannung v3 höher ist als der Momentanwert der Ausgangsspannung v2. Andernfalls betreibt die Ansteuerschaltung 426 den DC/AC-Wandler 4 im Hochsetzbetrieb.
Bei den zuvor erläuterten Ausführungsbeispielen der Leistungswandlerschaltung 1 sind die Eingangsanschlüsse 21, 22 der einzelnen Wandlereinheiten 2, an die die Gleichspannungsquellen 3 angeschlossen sind, nicht galvanisch von den Ausgangsanschlüssen 11, 12 isoliert, an denen der Ausgangsstrom i1_OUT verfügbar ist. Allerdings kann insbesondere bei solchen Applikationen, bei denen ein hohes Verhältnis zwischen der Amplitude der Spannung v1 am Ausgang und den Spannungen V3 an den Eingängen vorhanden ist, eine galvanische Isolation wünschenswert sein. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist ein Spannungsnetz, das den Ausgangsstrom i1_OUT erhält, ein Mittelspannungsnetz, das eine Spannung v1 mit einer Amplitude zwischen etwa 10kV und etwa 20kV bereitstellt, während die einzelnen Gleichspannungsquellen 3 Ausgangsversorgungsspannungen von einigen 10V oder einigen 100V ausgeben. In diesem Fall kann eine galvanische Isolation zwischen den Eingängen 21, 22 und den Ausgängen 11, 12 notwendig sein.
Es gibt verschiedene unterschiedliche Konzepte, um eine galvanische Isolation zwischen den Eingängen 21, 22 und den Ausgängen 11, 12 zur Verfügung zu stellen. Zwei Hauptkonzepte sind unten anhand der 44 und 45 erläutert.
44 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung 1, die wenigstens einen Transformator umfasst. Bei dieser Leistungswandlerschaltung 1 umfassen die einzelnen Wandlereinheiten 2 (das Bezugszeichen „2“ bezeichnet eine beliebige der Wandlereinheiten 2 ₁–2 _n gemäß 44) jeweils einen DC/DC-Wandler 6 und einen DC/AC-Wandler 4, wie zuvor anhand von 11 erläutert. Zur Vereinfachung der Darstellung sind Steuerschaltungen der DC/DC-Wandler 6 und der DC/AC-Wandler 4 in 44 nicht dargestellt. Jeder der DC/DC-Wandler 6 ist zwischen eine Gleichspannungsquelle 3 und einen DC/AC-Wandler 4 geschaltet und umfasst einen Transformator 69, der eine galvanische Isolation zwischen der Gleichspannungsquelle und den Ausgangsanschlüssen 11, 12 gewährleistet. Spezielle Ausführungsbeispiele der DC/DC-Wandler 6 sind unten erläutert.
Obwohl die einzelnen DC/DC-Wandler gemäß 44 so bezeichnet sind, dass jeder einen Transformator aufweist, ist es auch möglich, dass zwei oder mehr DC/DC-Wandler 6 einen Transformator gemeinsam haben. Jeder der DC/DC-Wandler 6 gibt eine Zwischenkreisspannung aus, die durch den zugehörigen DC/AC-Wandler 4 erhalten wird.
Die einzelnen DC/AC-Wandler 4 können wie zuvor erläutert realisiert sein. Optional ist eine Entfaltebrücke 300 zwischen die Reihenschaltung mit den Wandlereinheiten 2 bzw. die Reihenschaltung mit den DC/AC-Wandlern 4 und die Ausgangsanschlüsse 11, 12 geschaltet (wie zuvor anhand von 38 erläutert). Die Entfaltebrücke 300 kann weggelassen werden, wenn die einzelnen Wandlereinheiten 2 jeweils einen Wechselstrom i2 ausgeben, und die Entfaltebrücke 300 ist zwischen die Reihenschaltung mit den Wandlereinheiten 2 und die Ausgangsanschlüsse geschaltet, wenn die einzelnen Wandlereinheiten 2 jeweils einen gleichgerichteten Wechselstrom i1 ausgeben. 45 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung 1, die wenigstens einen Transformator aufweist. In dieser Leistungswandlerschaltung 1 umfasst jede der einzelnen Wandlereinheiten einen DC/AC-Wandler 4, wobei jeder DC/AC-Wandler 4 einen Transformator 69 aufweist. Spezielle Ausführungsbeispiele der DC/AC-Wandler 4 gemäß 45 sind unten anhand von Zeichnungen erläutert.
Bezugnehmend auf 45 ist der Eingang jedes DC/AC-Wandlers 4 an eine Gleichspannungsquelle 3 gekoppelt. Optional ist in jeder Wandlereinheit 2 ein DC/DC-Wandler 6 zwischen die Gleichspannungsquelle 3 und den DC/AC-Wandler 4 geschaltet. Die einzelnen DC/DC-Wandler 6, die jeweils eine Zwischenkreisspannung V6 ausgeben, können wie zuvor anhand der 12 bis 18 erläutert, realisiert sein. Zur Vereinfachung der Darstellung sind Steuerschaltungen der DC/AC-Wandler 4 und der optionalen DC/DC-Wandler 6 in 45 nicht dargestellt.
Die DC/AC-Wandler 4 können dazu ausgebildet sein, entweder einen Wechselstrom i1 auszugeben, oder einen gleichgerichteten Wechselstrom auszugeben. Im ersten Fall kann die Reihenschaltung mit den DC/AC-Wandlern 4 an die Ausgangsanschlüsse 11, 12 angeschlossen sein, während im zweiten Fall eine Entfaltebrücke (in 45 in gestrichelten Linien dargestellt) den gleichgerichteten Wechselstrom erhält und einen Wechselstrom an die Ausgangsanschlüsse 11, 12 ausgibt. Spezielle Ausführungsbeispiele der DC/AC-Wandler 4 sind unten anhand von Zeichnungen erläutert.
Einige beispielhafte Ausführungsbeispiele der DC/DC-Wandler 6, die jeweils einen Transformator aufweisen und die in der anhand von 44 erläuterten Leistungswandlerschaltung 1 verwendet werden können, sind nachfolgend anhand der 46 bis 50 erläutert.
46 zeigt eine Grundtopologie eines DC/DC-Wandlers 6 mit einem Transformator 69, der eine Primärwicklung 69 _P und eine Sekundärwicklung 69 _S aufweist. Der DC/DC-Wandler 6 umfasst eine Schalt-Schaltung 621, die die Eingangsspannung V3 erhält und eine pulsweitenmodulierte Spannung V69_P an die Primärwicklung 69 _P des Transformators 69 anlegt. Optional ist ein Eingangskondensator 63, der dem zuvor erläuterten Eingangskondensator 63 entspricht, zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 geschaltet. Die Sekundärwicklung 69 _S ist induktiv mit der Primärwicklung 69 _P gekoppelt und ist an eine Gleichrichterschaltung 622 angeschlossen. Die Gleichrichterschaltung 622 umfasst den Zwischenkreiskondensator 60 und ist dazu ausgebildet, die Zwischenkreisspannung V60 aus einer Spannung V69_S über der Primärwicklung zu erzeugen. Der DC/DC-Wandler 6 kann dazu ausgebildet werden, wenigstens eine von der Eingangsspannung V3 und der Zwischenkreisspannung V60 zu regeln. Lediglich zu Erläuterungszwecken sei angenommen, dass der DC/DC-Wandler 6 dazu ausgebildet ist, die Eingangsspannung V3 zu regeln. In diesem Fall erhält die Schalt-Schaltung 621 das Eingangsspannungsreferenzsignal S_REF-V3, das zuvor erläutert wurde. Ein MPP-Tracker (in 44 nicht dargestellt) kann das Eingangsspannungsreferenzsignal S_REF-V3 ausgeben. Die Schalt-Schaltung 621 kann dazu ausgebildet sein, die Eingangsspannung durch geeignetes Einstellen eines Duty-Cycle der an die Primärwicklung 69 _P angelegten PWM-Spannung V69_P zu regeln.
Optional ist eine Hochsetzstufe 623 (in 64 in gestrichelten Linien dargestellt) zwischen den Eingang 21, 22 und die Schalt-Schaltung 621 geschaltet. Die Hochsetzstufe 623 ist dazu ausgebildet, eine hochgesetzte Spannung V623 auszugeben, die höher ist als die Eingangsspannung V3 und die durch die Schalt-Schaltung 621 erhalten wird. Die Hochsetzstufe 623 kann eine herkömmliche Hochsetzstellertopologie aufweisen. Wenn eine Hochsetzstufe 623 zwischen den Eingang 21, 22 und die Schalt-Schaltung 621 geschaltet ist, kann die Hochsetzstufe 623 das Eingangsspannungsreferenzsignal S_REF-V3 erhalten und kann dazu ausgebildet sein, die Eingangsspannung V3 zu regeln.
Vier speziellere Ausführungsbeispiele von DC/DC-Wandlern 6, die jeweils eine Grundtopologie besitzen, wie sie anhand von 46 erläutert wurde, sind unten anhand der 47 bis 50 erläutert. Jede dieser Topologien kann einen Eingangskondensator aufweisen, der anhand von 46 erläutert wurde. Allerdings ist ein solcher Eingangskondensator in den 47 bis 50 nicht dargestellt. Außerdem umfasst jede dieser Topologien optional eine zwischen den Eingang 21, 22 und die Schalt-Schaltung 621 geschaltete Hochsetzstufe. Allerdings ist eine solche Hochsetzstufe in den 47 bis 50 nicht dargestellt. 47 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers 6 mit einem Transformator 69, der eine Primärwicklung 69 _P und eine Sekundärwicklung 69 _S aufweist. Der DC/DC-Wandler 6 gemäß 47 besitzt eine Topologie, die als Two-Transistor-Forward-(TTF)-Topologie bekannt ist. Die Primärwicklung 69 _P und die Sekundärwicklung 69 _S besitzen gleiche Wicklungssinne bei dieser Art von DC/DC-Wandler 6. Die Primärwicklung 69 _P ist zwischen einen ersten Schalter 506 ₁ und einen zweiten Schalter 506 ₂ der Schalt-Schaltung 621 geschaltet, wobei diese Reihenschaltung mit den Schaltern 506 ₁, 506 ₂ und der Primärwicklung zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 zum Erhalten der Eingangsgleichspannung V3 geschaltet ist. Ein Schaltungsknoten, der dem ersten Schalter 506 ₁ und der Primärwicklung 69 _P gemeinsam ist, ist über ein erstes Gleichrichterelement 507 ₁, wie beispielsweise eine Diode, an den zweiten Eingangsanschluss 22 gekoppelt. Außerdem ist ein Schaltungsknoten, der der Primärwicklung 69 _P und dem zweiten Schalter 506 ₂ gemeinsam ist, über ein zweites Gleichrichterelement 507 ₂, wie beispielsweise eine Diode an den ersten Eingangsanschluss 21 gekoppelt.
In der Gleichrichterschaltung 622 ist eine Reihenschaltung mit einem dritten Gleichrichterelement 504, einem induktiven Speicherelement 508 und dem Zwischenkreiskondensator 60 parallel zu der Sekundärwicklung 69 _S geschaltet. Der Zwischenkreiskondensator 60 ist zwischen die Ausgangsanschlüsse 61, 62 des DC/DC-Wandlers, wo die Zwischenkreisspannung V60 verfügbar ist, geschaltet. Ein viertes Gleichrichterelement 505 ist parallel zu der Reihenschaltung mit dem induktiven Speicherelement 508 und dem Zwischenkreiskondensator 60 geschaltet.
Bezugnehmend auf 47 erzeugt eine Ansteuerschaltung 510 ein Ansteuersignal S506 für die ersten und zweiten Schalter 506 ₁, 506 ₂, die synchron ein- und ausgeschaltet werden. Das Ansteuersignal S506 ist ein pulsweitenmoduliertes (PWM) Ansteuersignal mit einem Duty-Cycle, der abhängig ist von dem Eingangsspannungsreferenzsignal S_REF-V3 und dem Eingangsspannungssignal S_V3, das die Eingangsspannung V3 repräsentiert. Die Ansteuerschaltung 510 ist dazu ausgebildet, den Duty-Cycle des Ansteuersignals S506 so einzustellen, dass ein Spannungspegel der Eingangsspannung V3 einem durch das Referenzsignal S_REF-V3 repräsentierten Spannungspegel entspricht.
Das Funktionsprinzip des DC/DC-Wandlers 6 gemäß 47 ist wie folgt. Jedes Mal, wenn die ersten und zweiten Schalter 506 ₁, 506 ₂ eingeschaltet sind, ist die Primärwicklung 69 _P zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 geschaltet und ein Strom fließt durch die Primärwicklung 69 _P. Die Polarität einer Spannung V69_S über der Sekundärwicklung 69 _S ist wie in 47 angegeben, wenn die Eingangsspannung V3 eine Polarität besitzt, wie sie in 47 angegeben ist. Diese Spannung bewirkt einen Strom durch das dritte Gleichrichterelement 504, das induktive Speicherelement 508 und den Zwischenkreiskondensator 60. Wenn die Schalter 506 ₁, 506 ₂ ausgeschaltet werden, fließt der Strom durch die Primärwicklung 69 _P aufgrund der zwei Gleichrichterelemente 507 ₁, 507 ₂ weiter. Allerdings ist die Polarität der Spannung V69S über der Sekundärwicklung 69 _S invertiert, so dass ein Strom durch das erste Gleichrichterelement 504 Null wird und ein durch das induktive Speicherelement 508 induzierter Strom durch das zweite Gleichrichterelement 505 fließt. Ein zeitweiliger Anstieg des Duty-Cycle des Ansteuersignals S506 bei einer gegebenen, durch die Gleichspannungsquelle V3 bereitgestellten Eingangsleistung führt zu einem Anstieg des Eingangsstroms I3 und ein Absinken der Eingangsspannung V3 und ein Absinken des Duty-Cycle führt zu einem Absinken des Eingangsstroms I3 und einem Ansteigen der Eingangsspannung V3.
In dem DC/DC-Wandler 6 gemäß 47, ebenso wie in den anderen DC/DC-Wandlern 6, die oben und unten erläutert sind, können Gleichrichterelemente, die durch ein Diodensymbol repräsentiert sind, als Dioden realisiert sein. Allerdings ist es auch möglich, diese Gleichrichterelemente als Synchrongleichrichter (SR), die ein Schaltelement aufweisen, wie beispielsweise einen MOSFET, zu realisieren.
48 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel des DC/DC-Wandlers 6. Der DC/DC-Wandler 6 gemäß 48 umfasst eine Phase-Shift-Zero-Voltage-Switching-(ZVS)-Vollbrücken-Topologie. Bezugnehmend auf 48 umfasst die Schalt-Schaltung 621 zwei Halbbrücken, die jeweils einen High-Side-Schalter 605 ₁, 606 ₁ und einen Low-Side-Schalter 605 ₂, 606 ₂ aufweisen, die zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 zum Erhalten der Eingangsspannung V3 geschaltet sind. Eine Reihenschaltung mit einem induktiven Speicherelement 610 und der Primärwicklung 69 _P des Transformators 69 ist zwischen Ausgangsanschlüsse der zwei Halbbrücken geschaltet. Der Transformator 69 umfasst eine Sekundärwicklung mit einem Mittenabgriff, woraus zwei Sekundärwicklungsabschnitte 69 _S1, 69 _S2 resultieren. Jeder dieser ersten und zweiten Sekundärwicklungsabschnitte 69 _S1, 69 _S2 ist induktiv mit der Primärwicklung 69 _P gekoppelt. Die Primärwicklung 69 _P und die Sekundärwicklung 69 _S1, 69 _S2 besitzen identische Wicklungssinne.
Die Gleichrichterschaltung 622 umfasst eine Reihenschaltung mit einem induktiven Speicherelement 611 und dem Zwischenkreiskondensator 60. Der erste Sekundärwicklungsabschnitt 69 _S1 ist über ein erstes Gleichrichterelement 607 in Reihe zu dieser Reihenschaltung 611, 60 gekoppelt, und der zweite Sekundärwicklungsabschnitt 69 _S2 ist über ein zweites Gleichrichterelement 609 in Reihe zu der Reihenschaltung 611, 60 gekoppelt. Ein drittes Gleichrichterelement 612 ist parallel zu der Reihenschaltung mit dem induktiven Speicherelement 611 und dem Zwischenkreiskondensator 60 geschaltet. Genauer, ein induktives Speicherelement 611 ist über das erste Gleichrichterelement 607 an den ersten Sekundärwicklungsabschnitt 69 _S1 und über das zweite Gleichrichterelement 609 an den zweiten Sekundärwicklungsabschnitt 69 _S2 angeschlossen. Ein Mittenabgriff der Sekundärwicklung 69 _S1, 69 _S2 ist an den Schaltungsknoten des Zwischenkreiskondensators 60 angeschlossen, der von dem induktiven Speicherelement 611 weg zeigt. Dieser Schaltungsknoten entspricht dem zweiten Ausgangsanschluss 62.
Die Schalter 605 ₁, 605 ₂, 606 ₁, 606 ₂ der Halbbrücken werden durch eine Ansteuerschaltung 609 abhängig von dem Eingangsspannungsreferenzsignal S_REF-V3 und der Eingangsspannung S_V3 derart ein- und ausgeschaltet, dass der Pegel der Eingangsspannung V3 dem durch das Referenzsignal S_REF-V3 repräsentierten Pegel entspricht. In 48 bezeichnen die Bezugszeichen S605₁, S605₂, S606₁, S606₂ Ansteuersignale, die durch die Ansteuerschaltung 609 für die einzelnen Schalter 605 ₁, 605 ₂, 606 ₁, 606 ₂ erzeugt werden. Die einzelnen Schalter 605 ₁, 605 ₂, 606 ₁, 606 ₂ werden entsprechend eines Ansteuerschemas zyklisch ein- und ausgeschaltet. Gemäß diesem Ansteuerschema umfasst jeder Zyklus vier unterschiedliche Phasen. In einer ersten Phase sind der High-Side-Schalter 605 ₁ der ersten Halbbrücke und der Low-Side-Schalter 606 ₂ der zweiten Halbbrücke eingeschaltet. Dadurch fließt ein Strom I69_P durch das erste induktive Speicherelement 610 und die Primärwicklung 69 _P. Spannungen V69_S1, V69_S2 über den Sekundärwicklungsabschnitten 69 _S1, 69 _S2 besitzen Polaritäten, wie sie in 48 angegeben sind, wenn die Eingangsspannung V3 eine Polarität besitzt, wie sie in 48 angegeben ist. Die Spannung V69_S1 über dem ersten Sekundärwicklungsabschnitt 69 _S1 bewirkt einen Strom I607 durch das erste Gleichrichterelement 607, das zweite induktive Speicherelement 611 und das kapazitive Speicherelement 608, während das zweite Gleichrichterelement 609 sperrt.
In einer zweiten Phase ist der High-Side-Schalter 605 ₁ der ersten Halbbrücke eingeschaltet und der High-Side-Schalter 606 ₁ der zweiten Halbbrücke ist eingeschaltet. Es kann eine Verzögerungszeit zwischen dem Ausschalten des Low-Side-Schalters 605 ₂ der ersten Halbbrücke und dem Einschalten des High-Side-Schalters 606 ₁ der zweiten Halbbrücke vorhanden sein. Während dieser Verzögerungszeit kann ein Freilaufelement (nicht dargestellt) das parallel zu dem High-Side-Schalter 606 ₁ geschaltet ist, den Strom übernehmen. Die Schalter 605 ₁, 605 ₂, 606 ₁, 606 ₂ können als Leistungstransistoren, insbesondere als Leistungs-MOSFETs ausgebildet sein. Leistungs-MOSFETs umfassen eine integrierte Bodydiode, die als Freilaufelement dienen kann.
In der zweiten Phase sind die Spannung über der Primärwicklung 69 _P und die Spannungen V69_S1, V69_S2 über den Sekundärwicklungen 69 _S1, 69 _S2 Null. Der Strom durch das induktive Speicherelement 611 fließt weiter, wobei das dritte Gleichrichterelement 610 den Strom durch das induktive Speicherelement 611 und das kapazitive Speicherelement 608 übernimmt.
In der dritten Phase sind der High-Side-Schalter 606 ₁ der zweiten Halbbrücke und der Low-Side-Schalter 605 ₂ der ersten Halbbrücke eingeschaltet. Die Spannung V69_S1, V69_S2 über den Sekundärwicklungsabschnitten 69 _S1, 69 _S2 besitzen Polaritäten, die entgegengesetzt zu den in 48 dargestellten Polaritäten sind. In diesem Fall fließt ein Strom durch den zweiten Sekundärwicklungsabschnitt 69 _S2, das zweite Gleichrichterelement 609, das induktive Speicherelement 611 und das kapazitive Speicherelement 608.
In der vierten Phase ist der Low-Side-Schalter 605 ₂ der ersten Halbbrücke ausgeschaltet und der High-Side-Schalter 605 ₁ der ersten Halbbrücke ist eingeschaltet. Die Spannung über der Primärwicklung 69 _P und die Spannungen über den Sekundärwicklungsabschnitten 69 _S1, 69 _S2 werden Null. Der Strom durch das zweite induktive Speicherelement 611 und das kapazitive Speicherelement 608 fließt weiter, wobei das dritte Gleichrichterelement 609 einen Strompfad für diesen Strom bereitstellt.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist ein Timing des Einschaltens und des Ausschaltens der einzelnen Schalter 605 ₁, 605 ₂, 606 ₁, 606 ₂ der Halbbrücken so, dass wenigstens einige der Schalter eingeschaltet und/oder ausgeschaltet sind, wenn die Spannung über dem jeweiligen Schalter Null ist. Dies ist bekannt als Zero-Voltage-Switching (ZVS).
Wie bei den zuvor erläuterten DC/DC-Wandlern 6 kann die Eingangsspannung V3 derart geregelt werden, dass der Pegel der Eingangsspannung V3 dem durch das Referenzsignal S_REF-V3 repräsentierten Pegel entspricht. Die Eingangsspannung V3 kann insbesondere durch Einstellen von Zeitdauern der ersten und dritten Phasen geregelt werden, wobei ein Anstieg dieser Zeitdauern (abhängig von dem Eingangsspannungssignal S_V3 und dem Referenzsignal S_REF-V3) zu einem Anstieg des Eingangsstroms I3 führt, so dass bei einer gegebenen, durch die Gleichspannungsquelle 3 (in 48 nicht dargestellt) bereitgestellten Eingangsleistung die Eingangsspannung V3 absinkt. Entsprechend steigt die Eingangsspannung V3 an, wenn die Zeitdauern der ersten und dritten Phasen zunehmen.
49 veranschaulicht einen DC/DC-Wandler 6 gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel. Der DC/DC-Wandler 6 gemäß 49 ist als Sperrwandler ausgebildet. Bezugnehmend auf 49 umfasst die Schalt-Schaltung 621 des DC/DC-Wandlers 6 ein Schaltelement 701, das in Reihe zu der Primärwicklung 69 _P des Transformators 69 geschaltet ist. Die Reihenschaltung mit der Primärwicklung 69_P und dem Schaltelement 701 ist zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 geschaltet, wo die Eingangsspannung V3 verfügbar ist. Die Gleichrichterschaltung 622, die an die Sekundärwicklung 69 _S des Transformators 69 angeschlossen ist, umfasst eine Reihenschaltung mit einem Gleichrichterelement 701 und dem Zwischenkreiskondensator 60. Der Zwischenkreiskondensator 60 ist zwischen die Ausgangsanschlüsse 61, 62 des DC/DC-Wandlers 6 geschaltet.
Bezugnehmend auf 49 umfasst der DC/DC-Wandler 6 außerdem eine Ansteuerschaltung 702, die dazu ausgebildet ist, ein PWM-Ansteuersignal S701 auszugeben, das durch das Schaltelement 701 erhalten wird.
Das grundsätzliche Funktionsprinzip des DC/DC-Wandlers 6 ist wie folgt:
Jedes Mal, wenn das Schaltelement 701 eingeschaltet wird, wird Energie magnetisch in dem Luftspalt des Transformators 69 gespeichert. Die Primärwicklung 69 _P und die Sekundärwicklung 22 _S besitzen entgegengesetzte Wicklungssinne, so dass ein Strom durch die Sekundärwicklung 69 _S Null ist, wenn das Schaltelement 711 eingeschaltet ist. Wenn das Schaltelement 711 ausschaltet, wird die in dem Transformator 69 gespeicherte Energie an die Sekundärwicklung 69 _S übertragen und bewirkt einen Strom von der Sekundärwicklung 69 _S über das Gleichrichterelement 713 zu dem Zwischenkreiskondensator 60 der Gleichrichterschaltung 622. Abhängig vom speziellen Typ der Ansteuerschaltung 712 kann wenigstens einer der Betriebsparameter des DC/DC-Wandlers 2 eingestellt werden. Dies ist unten weiter im Detail erläutert.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird – wie bei den zuvor erläuterten DC/DC-Wandlern 6 – die Eingangsspannung V3 derart geregelt, dass der Pegel der Eingangsspannung V3 dem durch das Referenzsignal S_REF-V3, das durch die Ansteuerschaltung 712 erhalten wird, repräsentierten Pegel entspricht. Die Eingangsspannung V3 kann geregelt werden durch Einstellen des Duty-Cycles des PWM-Ansteuersignals S711, wobei ein Anstieg des Duty-Cycles zu einem Anstieg des Eingangsstroms I3 führt, so dass bei einer gegebenen, durch die Gleichspannungsquelle 3 (in 47 nicht dargestellt) Eingangsleistung die Eingangsspannung V3 absinkt. Entsprechend steigt die Eingangsspannung V3 an, wenn der Duty-Cycle ansteigt.
50 veranschaulicht einen DC/DC-Wandler 6 gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel, der eine LLC-Resonanz-Topologie aufweist. Bezugnehmend auf 50 umfasst die Schalt-Schaltung 621 des DC/DC-Wandlers 6 eine Halbbrücke mit einem High-Side-Schalter 805 ₁ und einem Low-Side-Schalter 805 ₂, die zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 geschaltet ist, um die Eingangsgleichspannung V3 zu erhalten. Die Schalt-Schaltung 621 umfasst außerdem eine Reihen-LLC-Schaltung mit einem kapazitiven Speicherelement 806, einem induktiven Speicherelement 807 und der Primärwicklung 69 _P des Transformators 69. Diese Reihen-LLC-Schaltung ist parallel zu dem Low-Side-Schalter 805 ₂ geschaltet. Ein weiteres induktives Speicherelement 808 ist parallel zu der Primärwicklung 69 _P geschaltet.
Der Transformator 69 umfasst einen Mittenabgriff, der zu zwei Sekundärwicklungsabschnitten führt, nämlich einem ersten Sekundärwicklungsabschnitt 69 _S1 und einem zweiten Sekundärwicklungsabschnitt 69 _S2, die an die Primärwicklung 69 _P gekoppelt sind und die jeweils denselben Wicklungssinn wie die Primärwicklung 69 _P aufweisen. In der Gleichrichterschaltung 622 ist der erste Sekundärwicklungsabschnitt 69 _S1 über ein erstes Gleichrichterelement 809 an den ersten Ausgangsanschluss 61 gekoppelt und der zweite Sekundärwicklungsabschnitt 69 _S2 ist über ein zweites Gleichrichterelement 810 an den ersten Ausgangsanschluss 61 gekoppelt. Ein Schaltungsknoten, der den ersten und zweiten Sekundärwicklungsabschnitten 69 _S1, 69 _S2 gemeinsam ist, ist an den zweiten Ausgangsanschluss 62 gekoppelt. Der Zwischenkreiskondensator 60 ist zwischen die Ausgangsanschlüsse 61, 62 gekoppelt. Die Zwischenkreisspannung V6 ist zwischen den Ausgangsanschlüssen 61, 62 verfügbar.
In 50 bezeichnen die Bezugszeichen S805₁, S805₂ Ansteuersignale, die durch die Schalter 805 ₁, 805 ₂ der Halbbrücke erhalten werden. Diese Ansteuersignale S805₁, S805₂ werden durch eine Ansteuerschaltung 812 gemäß dem Eingangsspannungssignal S_V3 und dem Referenzsignal S_REF-V3 derart erzeugt, dass der Pegel der Eingangsspannung V3 einem durch das Referenzsignal S_REF-V3 repräsentierten Pegel entspricht.
Das Funktionsprinzip des DC/DC-Wandlers gemäß 50 ist wie folgt. Die Ansteuerschaltung 812 schaltet den High-Side-Schalter 805 ₁ und den Low-Side-Schalter 805 ₂ abwechselnd ein- und aus. Dies bewirkt einen Wechselstrom durch die Primärwicklung 69 _P des Transformators 69. Dieser Wechselstrom wird auf die Sekundärseite übertragen. Wenn der Wechselstrom durch die Primärwicklung 69 _P eine erste Richtung besitzt, fließt ein Strom auf der Sekundärseite durch den ersten Sekundärwicklungsabschnitt 69 _S1 und das erste Gleichrichterelement 809 zu dem Zwischenkreiskondensator 60 bzw. den Ausgangsanschlüssen 61, 62. Wenn der Strom durch die Primärwicklung 69 _P eine entgegengesetzte zweite Richtung besitzt, fließt der Strom auf der Sekundärseite durch den zweiten Sekundärwicklungsabschnitt 69 _S2 und das zweite Gleichrichterelement 810 zu dem Zwischenkreiskondensator 60 bzw. den Ausgangsanschlüssen 61, 62.
Die Reihen-LLC-Schaltung besitzt zwei Resonanzfrequenzen, nämlich eine erste Resonanzfrequenz und eine zweite Resonanzfrequenz, die niedriger als die erste Resonanzfrequenz ist. Um die Eingangsleistung des DC/DC-Wandlers 6 zu regeln (und dadurch die Eingangsspannung V3 zu regeln) betreibt die Ansteuerschaltung 812 die ersten und zweiten Schalter 805 ₁, 805 ₂ mit einer Frequenz, die üblicherweise zwischen der ersten und der zweiten Resonanzfrequenz und nahe der ersten Resonanzfrequenz liegt, wobei durch eine Variation der Schaltfrequenz die Güte der LLC-Schaltung variiert werden kann. Durch Variieren der Güte kann die Eingangsleistung, und damit die Eingangsspannung V3 des DC/DC-Wandlers 6 eingestellt werden.
Obwohl eine TTF-Topologie, eine Phase-Shift-ZVS-Topologie, eine Sperrwandlertopologie und eine Halbbrücken-LLC-Topologie in Detail erläutert wurden, ist die Realisierung der DC/DC-Wandler 6 nicht auf diese Topologien beschränkt. Andere herkömmliche DC/DC-Wandlertopologien, die einen Transformator aufweisen, wie beispielsweise eine Ein-Transistor-Durchfluss-Topologie (engl.: single transistor forward topology), eine Vollbrücken-LLC-Topologie oder eine Durchflusstopologie mit aktiver Klemmung (engl.: active clamp forward topology) können ebenso verwendet werden. Diese Topologien sind allgemein bekannt, so dass diesbezüglich keine weiteren Erläuterungen notwendig sind. Außerdem könnten die einzelnen DC/DC-Wandler 6 als interleaved DC/DC-Wandler realisiert werden. Ein interleaved DC/DC-Wandler umfasst wenigstens zwei der zuvor erläuterten Topologien, wobei diese Topologien parallel geschaltet sind, um gemeinsam die Eingangsgleichspannung V3 zu erhalten, wobei die einzelnen parallel geschalteten Topologien zeitlich versetzt aktiviert werden.
Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 44 erhält jede Wandlereinheit eine Gleichspannung V3 von einer Gleichspannungsquelle 3. Der Pegel der Gleichspannung V3 ist abhängig von dem speziellen Typ der Gleichspannungsquelle. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfassen die einzelnen Gleichspannungsquellen 3 jeweils einen String mit mehreren PV-Modulen, die in Reihe geschaltet sind, um einen Spannungspegel zwischen einigen 10V und einigen 100V bereitzustellen. In diesem Fall kann die Leistungswandlerschaltung 1 dazu ausgebildet sein, an ein Mittelspannungsnetz gekoppelt zu werden, das Spannungen zwischen 10kV und 20kV bereitstellt.
Wenn die einzelnen DC/AC-Wandler 4 dazu ausgebildet sind, einen gleichgerichteten Wechselstrom i1 zu erzeugen, ist eine Entfaltebrücke 300 zwischen die Reihenschaltung mit den DC/AC-Wandlern 4 und dem Ausgang 11 geschaltet, wie anhand von 44 erläutert. Die Topologie der Entfaltebrücke 300 kann der Topologie der Entfaltebrücke 300 gemäß 40 entsprechen, wobei die einzelnen Schalter 301–304 so gewählt sind, dass sie in der Lage sind, der Spannung zwischen den Ausgangsanschlüssen 11, 12 zu widerstehen. Gemäß einem Ausführungsbeispiel sind diese Schalter 301–304 als Thyristoren realisiert.
Eine Leistungswandlerschaltung 1, die dazu ausgebildet ist, an ein Mittelspannungsnetz gekoppelt zu werden, kann Wandlereinheiten 2 mit einer beliebigen der zuvor anhand der 46 bis 50 erläuterten Topologien umfassen. Gemäß einem speziellen Ausführungsbeispiel umfasst jede Wandlereinheit 2 eine DC/DC-Wandler 6 mit einer Hochsetzstufe 623 (vergleiche 46) und mit einem anhand von 48 erläuterten PS-ZVS-Wandler. Ein Verhältnis zwischen der Eingangsspannung V3 und der hochgesetzten Spannung V623 (vergleiche 46), die durch die Hochsetzstufe 623 bereitgestellt wird, ist beispielsweise zwischen 1,2:1 und 10:1. Bezugnehmend auf das anhand von 45 erläuterte Konzept sorgen die DC/AC-Wandler 4 in den einzelnen Wandlereinheiten 2 für eine galvanische Isolation zwischen den Eingängen 21, 22, an die die Gleichspannungsquellen 3 angeschlossen sind, und dem Ausgang 11, 12. Das heißt, jeder der zuvor erläuterten DC/AC-Wandler 4 kann durch einen DC/AC-Wandler 4 mit einem Transformator ersetzt werden.
Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 19 kann beispielsweise der Wandler 80 mit der Tiefsetzstellertopologie durch einen Wandler 80 mit einer Sperrwandlertopologie, die einen Transformator aufweist, ersetzt werden. Ein DC/AC-Wandler 4, der in dieser Weise modifiziert ist, ist in 51 dargestellt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der DC/AC-Wandler 4 an die Eingangsanschlüsse 21, 22 angeschlossen, die die Eingangsspannung V3 erhalten. Wie allerdings anhand von 45 erläutert wurde, ist es ebenfalls möglich, einen DC/DC-Wandler 6 zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 und den DC/AC-Wandler 4 zu schalten. In diesem Fall erhält der DC/AC-Wandler 4 die Zwischenkreisspannung (in 51 nicht dargestellt) anstelle der Eingangsspannung V3.
Der Wandler 80 gemäß 51 umfasst eine herkömmliche Sperrwandlertopologie, die eine Reihenschaltung mit einer Primärwicklung 84 _P eines Transformators und einem an die Eingangsanschlüsse 21, 22 gekoppelten Schaltelement 83 aufweist. Außerdem ist eine Gleichrichterschaltung mit einem Gleichrichterelement 86 und einem optionalen Ausgangskondensator 89 an eine Sekundärwicklung 84 _S des Transformators angeschlossen. Die Sekundärwicklung 84 _S ist induktiv mit der Primärwicklung 84 _P gekoppelt.
Das Funktionsprinzip des Wandlers 80 gemäß 51 entspricht dem Funktionsprinzip des Wandlers 80 gemäß 19. Das heißt, der Schalter 83 erhält ein PWM-Ansteuersignal von der Ansteuerschaltung 87 derart, dass ein Signalverlauf des Ausgangsstroms i80 des Wandlers einen Verlauf besitzt, der durch das Referenzsignal S_REF, das durch die Ansteuerschaltung 87 erhalten wird, definiert ist. Die Steuerschaltung 5 erzeugt das Referenzsignal S_REF abhängig von dem Synchronisationssignal S_v1 und dem Ausgangsstromsignal S_i1 derart, dass eine vorgegebene Phasendifferenz zwischen dem Ausgangsstrom und dem Synchronisationssignal S_v1 vorhanden ist. Der Wandler 80 erzeugt den Ausgangsstrom i80 so, dass er den Signalverlauf eines gleichgerichteten Wechselstroms besitzt.
Die anderen Merkmale der Wandlereinheit 2 gemäß 51 entsprechen der anhand von 19 erläuterten Wandlereinheit 2. Das heißt, eine Entfaltebrücke 85 erhält den Ausgangsstrom i80 von dem Wandler 80 und erzeugt einen Ausgangswechselstrom i1 aus dem gleichgerichteten Strom i80.
In einer Leistungswandlerschaltung, die mit mehreren Wandlereinheiten realisiert ist, wie in 51 dargestellt, besitzt jede Wandlereinheit 2 eine Entfaltebrücke 85. Allerdings ist es entsprechend dem anhand von 38 erläuterten Ausführungsbeispiel und wie anhand von 45 erläutert ebenfalls möglich, jede der einzelnen Wandlereinheiten 2 nur mit dem Wandler 80 zu realisieren und nur eine Entfaltebrücke (300 in 38) für eine Reihenschaltung mit mehreren Wandlereinheiten 2 vorzusehen. Dies entspricht dem Realisieren der Wandlereinheiten 2 ₁–2 _n jeweils mit einem Sperrwandler entsprechend dem Sperrwandler 80 gemäß 51.
Allerdings ist das Realisieren des Wandlers mit einer Sperrwandlertopologie nur ein Beispiel. Dieser Wandler 80 könnte mit einer anderen zuvor erläuterten Wandlertopologie, die einen Transformator aufweist, realisiert sein. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel (nicht dargestellt) besitzen die einzelnen DC/AC-Wandler 4 eine Cycloinverter-Topologie, wie sie beschrieben ist in Trubitsyn, et al., "High-Efficiency Inverter for Photovoltaik Applications," IEEE, Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2010, Seiten 2803–2810.
52 veranschaulicht noch ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung 1. Die Leistungswandlerschaltung 1 umfasst eine DC/DC-Stufe mit mehreren DC/DC-Wandlern, die nur einen Transformator 69 gemeinsam haben. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel umfasst der Transformator 69 m Primärwicklungen 69 _P1–69 _Pm und n Sekundärwicklungen 69 _S1–69 _Sn, die induktiv gekoppelt sind. Jede der Primärwicklungen 69 _P1–69 _Pm ist an eine Schalt-Schaltung 621 ₁–621 _m gekoppelt, wobei jede der Schalt-Schaltungen 621 ₁–621 _m an einen Eingang mit Eingangsanschlüssen 21 ₁, 21 _m, 22 ₁, 22 _m gekoppelt ist. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist jede der Schalt-Schaltungen 621 ₁–621 _m an eine verschiedene Gleichspannungsquelle angeschlossen. Dies ist jedoch nur ein Beispiel. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel (nicht dargestellt) sind zwei oder mehr Schalt-Schaltungen an eine gemeinsame Gleichspannungsquelle angeschlossen. Bezugnehmend auf 50 ist eine Gleichrichterschaltung 622 ₁–622 _n an jede der Sekundärwicklungen 69 _S1–69 _Sn angeschlossen. Jede Gleichrichterschaltung 622 ₁–622 _n ist dazu ausgebildet, eine Zwischenkreisspannung V6₁–V6_n aus einer Spannung über der zugehörigen Sekundärwicklung 69 _S1–69 _Sn zu erzeugen. Jeder der mehreren DC/AC-Wandler 4 ₁–4 _n, deren Ausgänge in Reihe geschaltet sind, erhält eine der Zwischenkreisspannungen V6₁–V6_n, wobei die einzelnen DC/AC-Wandler 4 ₁–4 _n zusammen den Ausgangsstrom i1 ausgeben. Optional ist eine Entfaltebrücke 300 zwischen die Reihenschaltung mit den DC/AC-Wandlern 4 ₁–4 _n und die Ausgangsanschlüsse 11, 12 geschaltet.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die Anzahl m der Schalt-Schaltungen 621 ₁–621 _m und die Anzahl n der gleichrichtenden Schaltungen 622 ₁–622n nicht gleich, wobei m < n. Es ist jedoch auch möglich, die Leistungswandlerschaltung 1 mit derselben Anzahl von Schalt-Schaltungen 621 ₁–621 _m und gleichrichtenden Schaltungen 622 ₁–622 _n (m = n) oder mit weniger gleichrichtenden Schaltungen 622 ₁–622 _n als Schalt-Schaltungen 621 ₁–621 _m (m > n) zu erzeugen.
Die einzelnen DC/AC-Wandler 4 ₁–4 _n können mit einer der zuvor erläuterten DC/AC-Wandlertopologien realisiert werden. Das Steuerschema der DC/AC-Wandler 4 kann den zuvor erläuterten Steuerschemata entsprechen.
In der Leistungswandleranordnung gemäß 50 bildet jede der Schalt-Schaltungen 621 ₁–621 _m mit einer der Gleichrichterschaltungen 622 ₁–622 _n einen DC/DC-Wandler. Die einzelnen Schalt-Schaltungen 621 ₁–621 _m und die zugehörigen Gleichrichterschaltungen 622 ₁–622 _n können mit einer der zuvor anhand der 47 bis 50 erläuterten Topologien realisiert werden, wobei die Topologie der einzelnen Gleichrichterschaltungen 622 ₁–622 _n an die Topologie der Schalt-Schaltungen 621 ₁–621 _m angepasst ist. Das heißt, die Schalt-Schaltungen 621 ₁–621 _m besitzen eine Topologie entsprechend einer der zuvor erläuterten DC/DC-Wandlertopologie und die Gleichrichterschaltung besitzt eine Topologie entsprechend der selben DC/DC-Wandlertopologie.
53 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlerschaltung 1, die mehrere Wandlereinheiten 2 aufweist, deren Ausgänge 23, 24 in Reihe zwischen Ausgangsanschlüsse 11, 12 der Leistungswandlerschaltung 1 geschaltet sind. Die einzelnen Wandlereinheiten 2 können wie zuvor anhand der 5 bis 36 erläutert, realisiert werden und umfassen jeweils einen DC/AC-Wandler 4. Optional ist ein DC/DC-Wandler 6 zwischen den Eingang 21, 22 der einzelnen Wandlereinheit 2 und den zugehörigen DC/AC-Wandler geschaltet. Bezugnehmend auf die vorangehende Erläuterung gibt jeder der DC/AC-Wandler 4 einen Wechselstrom i1 entsprechend dem Synchronisationssignal S_v1 aus. Die Frequenz der Wechselströme ist beispielsweise 50Hz oder 60Hz und ist durch das Synchronisationssignal S_v1 definiert.
Um eine galvanische Isolation zwischen den Eingängen 21, 22 der einzelnen Wandlereinheiten 2 und dem Ausgang 11, 12 der Leistungswandlerschaltung 1 zu gewährleisten, umfasst jede Wandlereinheit 2 zusätzlich zu dem DC/AC-Wandler 4 und dem optionalen DC/DC-Wandler 6 einen Transformator 69 mit einer Primärwicklung, die an den Ausgang des zugehörigen DC/AC-Wandlers 4 gekoppelt ist, und mit einer Sekundärwicklung. Die Sekundärwicklungen der einzelnen Transformatoren 69 sind in Reihe zwischen die Ausgangsanschlüsse 11, 12 der Leistungswandlerschaltung 1 geschaltet. Die Transformatoren 69 sind Niederfrequenztransformatoren, die in der Lage sind, einen sekundärseitigen Strom (das heißt, einen Strom durch die Sekundärwicklung) zu erzeugen, der einen primärseitigen Strom (das heißt, einen Strom durch die Primärwicklung) entspricht, oder der proportional zu dem primärseitigen Strom ist. In jedem Fall ist der primärseitige Strom, der Strom der durch den zugehörigen DC/AC-Wandler ausgegeben wird.
Obwohl ein Betriebsartcontroller 50, eine Verbindungsschaltung 70 und eine Messschaltung 600 nur in den Leistungswandlerschaltungen 1 gemäß der 31 und 35 dargestellt sind, könnte ein Betriebsartcontroller 50, eine Verbindungsschaltung 70 und eine Messschaltung 600 in jeder der zuvor erläuterten Leistungswandlerschaltungen 1 ebenfalls realisiert werden.
Jede der zuvor erläuterten Schaltungen kann als analoge oder digitale Schaltung oder als gemischte Schaltung mit analogen und digitalen Schaltungsmitteln realisiert werden. Entsprechend können die zuvor erläuterten Signale analoge oder digitale Signale sein. Im Fall des Synchronisationssignals S_v1 beziehungsweise S_v1' bedeutet „kontinuierliches Synchronisationssignal“ dass das Synchronisationssignal in jeder Periode des Ausgangswechselstroms i1 verfügbar ist und einen Signalverlauf besitzt, der dem Signalverlauf des zugehörigen Ausgangsstroms i1 entspricht. 54 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit 2, die in einer der zuvor erläuterten Leistungswandlerschaltungen verwendet werden kann. Diese Wandlereinheit 2 umfasst einen DC/AC-Wandler 4. Die Wandlereinheit 2 kann außerdem einen DC/DC-Wandler 6 (in 54 in gestrichelten Linien dargestellt) umfassen, der zwischen die Eingangsanschlüsse 21, 22 der Wandlereinheit 2 und den DC/AC-Wandler 4 geschaltet ist. Der optionale DC/DC-Wandler 6 kann gemäß einer der zuvor erläuterten Ausführungsbeispiele realisiert sein und kann eine von einer nicht-isolierenden Topologie (wie beispielsweise in den 12, 14, oder 16 dargestellt) und einer isolierenden Topologie mit einem Transformator (wie beispielsweise in den 44, 47, 48, 49, 50 und 52 dargestellt) umfassen. Abhängig davon, ob die Wandlereinheit 2 den DC/DC-Wandler 6 umfasst oder nicht, erhält der DC/AC-Wandler 4 entweder die Eingangsspannung V3 von der Gleichspannungsquelle 3 (in 54 nicht dargestellt) oder die Ausgangsspannung des DC/DC-Wandlers 6 als eine Eingangsspannung V4. Diese Eingangsspannung V4 ist insbesondere eine Gleichspannung (DC-Spannung).
Der in 54 dargestellte DC/AC-Wandler 4 basiert auf dem DC/AC-Wandler 4, der in 19 dargestellt ist, auf die Bezug genommen wird. Wie der DC/AC-Wandler gemäß 19 umfasst der DC/AC-Wandler gemäß 54 eine Wandlerstufe, die dazu ausgebildet ist, einen Ausgangsstrom i80 an einem Ausgang 81, 82 gemäß einem Referenzsignal S_REF zu erzeugen. Dieser Ausgangsstrom i80 ist eine gleichgerichtete Version des Ausgangsstroms i1 des DC/AC-Wandlers 4. Wenn beispielsweise ein gewünschter Signalverlauf des Ausgangsstroms i1 ein sinusförmiger Signalverlauf ist, dann wird der Ausgangsstrom i80 der Wandlerstufe 80 gemäß dem Referenzsignal S_REF so erzeugt, dass er den Signalverlauf einer gleichgerichteten Sinuskurve (einen Signalverlauf, der den Betrag einer Sinuskurve repräsentiert) besitzt. Das Referenzsignal S_REF kann gemäß einem der zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiele erzeugt werden, bei denen ein Referenzsignal mit einem Signalverlauf eines gleichgerichteten Wechselsignals bereitgestellt wird.
Bezugnehmend auf 54 ist die Wandlerstufe 80 mit einer invertierenden Tiefsetz-Hochsetz-Topologie realisiert. Die Eingangsspannung V4, die an einem Eingang der Wandlerstufe 80 erhalten wird, und die Ausgangsspannung v80, die am Ausgang 81, 82 der Wandlerstufe 80 bereitgestellt wird, sind auf den ersten Ausgangsknoten 81 bezogen und besitzen entgegengesetzte Polaritäten. Dies unterscheidet sich von der in 19 dargestellten Wandlerstufe 80, bei der die Eingangsspannung V3 und die Ausgangsspannung v80 auf den zweiten Ausgangsknoten 82 bezogen sind und die selbe Polarität besitzen. Der Ausgangsstrom i80 der in 54 dargestellten Wandlerstufe 80 besitzt eine Stromflussrichtung entgegengesetzt zu den durch Pfeile in 54 gezeigten Richtungen.
55 veranschaulicht schematisch Zeitverläufe der Eingangsspannung V4, des Ausgangsstroms i80 und der Ausgangsspannung v80 der Wandlerstufe 80 und des Referenzsignals S_REF. Grundsätzlich entsprechen die in 55 dargestellten Signalverläufe den in 20 dargestellten Signalverläufen, mit dem Unterschied, dass die Ausgangsspannungen v80 bei den Ausführungsbeispielen, die in den 19 und 54 dargestellt sind, entgegengesetzte Polaritäten besitzen und dass die Ausgangsströme i80 bei den in den 19 und 54 dargestellten Ausführungsbeispielen entgegengesetzte Polaritäten besitzen.
Bezugnehmend auf 54 erhält eine Entfaltebrücke 85, die entsprechend dem in 19 dargestellten Ausführungsbeispiel realisiert sein kann, den Ausgangsstrom i80 und die Ausgangsspannung v80 von der Wandlerstufe 80 und liefert den Ausgangsstrom i1 und die Ausgangsspannung v2 an den Ausgang 23, 24 der Wandlereinheit 2 beziehungsweise des DC/AC-Wandlers 4. Optional ist ein EMI-Filter 88 zwischen die Entfaltebrücke 85 und den Ausgang 23, 24 gekoppelt. Dieses EMI-Filter kann gemäß dem in 19 dargestellten Ausführungsbeispiel realisiert sein.
Wie die anhand von 19 erläuterte Entfaltebrücke 85 ist die in 54 dargestellte Entfaltebrücke 85 dazu ausgebildet, in einem von zwei unterschiedlichen Betriebszuständen betrieben zu werden. In einem ersten Betriebszustand gibt die Entfaltebrücke 85 den Ausgangsstrom i80 und die Ausgangsspannung v80 an den Ausgang 23, 24 beziehungsweise das EMI-Filter 88 weiter, und in einem zweiten Betriebszustand invertiert die Entfaltebrücke 85 den Ausgangsstrom i80 beziehungsweise die Ausgangsspannung v80. Bezugnehmend auf das in 19 dargestellte Ausführungsbeispiel kann der erste Betriebszustand erhalten werden durch Einschalten des ersten Schalters 85 ₁ und des vierten Schalters 85 ₄ und durch Ausschalten des zweiten Schalters 85 ₂ und des dritten Schalters 85 ₃. Der zweite Betriebszustand kann erhalten werden durch Einschalten des zweiten Schalters 85 ₂ und des dritten Schalters 85 ₃ und durch Ausschalten des ersten Schalters 85 ₁ und des vierten Schalters 85 ₄. Die Entfaltebrücke 85 wird durch die Ansteuerschaltung 89 angesteuert und ändert den Betriebszustand am Beginn jedes Zyklus des Ausgangsstroms i80 beziehungsweise der Ausgangsspannung v80. Ein Zyklus des Ausgangsstroms i80 beziehungsweise der Ausgangsspannung v80 beginnt, wenn der Betrag des Ausgangsstroms i80 beziehungsweise der Ausgangsspannung v80 im Wesentlichen auf null abgesunken ist und anzusteigen beginnt.
Bezugnehmend auf 54 umfasst die Wandlerstufe 80 eine Reihenschaltung mit einem induktiven Element 84, wie beispielsweise eine Drossel, und einem Schalter 83. Die Reihenschaltung mit dem induktiven Element 84 und dem Schalter 83 erhält die Eingangsspannung V4. Ein Gleichrichterelement 86, wie beispielsweise eine Diode, ist zwischen einen Schaltungsknoten, der dem induktiven Element 84 und dem Schalter 83 gemeinsam ist, und den zweiten Ausgangsknoten 82 der Wandlerstufe 80 geschaltet. Ein Schaltungsknoten des induktiven Elements 84, der von dem Schalter 83 und dem Gleichrichterelement 86 weg zeigt, ist an der ersten Ausgangsknoten der Wandlerstufe gekoppelt. Optional ist ein Ausgangskondensator 89 zwischen die ersten und zweiten Ausgangsknoten 81, 82 gekoppelt, und ein Eingangskondensator ist zwischen Eingangsknoten, die die Eingangsspannung V4 erhalten, gekoppelt.
Der Schalter 83 der Wandlerstufe 80 erhält das Ansteuersignal S83 von einer Ansteuerschaltung 87. dieses Ansteuersignal S83 schaltet den Schalter 83 ein oder aus und wird durch eine Ansteuerschaltung 87 abhängig von einem Ausgangsstromsignal S_i80, das den Ausgangsstrom i80 repräsentiert, und dem Referenzsignal S_REF derart erzeugt, dass ein Signalverlauf des Ausgangsstroms i80 einen Signalverlauf des Referenzsignal S_REF entspricht. Das heißt, der Ausgangsstrom i80 besitzt eine Frequenz und eine Phase, die durch das Referenzsignal S_REF definiert ist. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist eine Schaltfrequenz des Ansteuersignals S83 wesentlich höher als eine durch das Referenzsignals S_REF beziehungsweise den Ausgangsstrom i80 definierte Frequenz. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist eine durch das Referenzsignal S_REF definierte Frequenz 100Hz oder 120Hz, während eine Schaltfrequenz des Ansteuersignals S83 einige 10kHz, einige 100kHz oder sogar einige MHz ist. Die in dem Referenzsignal enthaltene Frequenz- und Phaseninformation ist abhängig von der in dem Synchronisationssignal S_v1, das durch die Ansteuerschaltung 87 erhalten wird, enthaltenen Frequenz- und Phaseninformation. Während gemäß einem Ausführungsbeispiel das Referenzsignal S_REF ein kontinuierliches Signal ist, kann das Synchronisationssignal, wie anhand exemplarischer Ausführungsbeispiele zuvor erläutert wurde, ein kontinuierliches oder ein diskontinuierliches Signal sein.
Eine Betriebsweise der in 54 dargestellten Wandlerstufe ist nachfolgend erläutert. Wenn das Ansteuersignal S83 den Schalter 83 einschaltet, fließt ein durch die Eingangsspannung V4 getriebener Strom I84 durch das induktive Element 84 und den Schalter 83 in einer Richtung, die in 54 durch einen Pfeil dargestellt ist. Auf diese Weise wird Energie magnetisch in dem induktiven Element 84 gespeichert. Wenn das Ansteuersignal S83 den Schalter 83 ausschaltet, bewirkt die in dem induktiven Element 84 gespeicherte Energie, dass der Strom I84 durch das induktive Element weiter fließt, wobei der Strom I84 dann über die Ausgangsknoten 82, 81 und den optionalen Ausgangskondensator 89 durch das Gleichrichterelement 86 fließt.
56 veranschaulicht schematisch Zeitverläufe des Ansteuersignals S83, des Stroms I84 durch das induktive Element 84 und eines Stroms i80' in einen Schaltungsknoten, der dem Ausgangskondensator 89 und einem der Ausgangsknoten 81, 82 gemeinsam ist, in zwei aufeinanderfolgenden Ansteuerzyklen, wobei jeder Ansteuerzyklus ein Ein-Dauer, in der das Ansteuersignal S83 einen Ein-Pegel aufweist, der den Schalter 83 einschaltet, und eine Aus-Dauer, in der das Ansteuersignal S83 einen Aus-Pegel aufweist, der den Schalter 83 ausschaltet. Lediglich zu Erläuterungszwecken sei angenommen, dass der Ein-Pegel des Ansteuersignals S83 ein High-Pegel ist, und der Aus-Pegel des Ansteuersignals S83 ein Low-Pegel ist. Bezugnehmend auf 56 kann die Wandlerstufe 80 in einem kontinuierlichen Strombetrieb (Continuous Current Mode, CCM) betrieben werden. Bei dieser Betriebsart beginnt ein neuer Zyklus bevor der Strom I84 durch das induktive Element 84 auf null abgesunken ist, das heißt, bevor das induktive Element 84 entmagnetisiert wurde. Bezugnehmend auf 56 steigt der Strom durch das induktive Element I84 während der Ein-Periode an und sinkt der Aus-Periode ab. Der Strom i80' entspricht dem Strom durch das induktive Element 84 während der Aus-Dauer.
Der Ausgangskondensator(tiefpass-)filtert den (diskontinuierlichen) Strom i80' und liefert den Ausgangsstrom i80 an den Wandler. Der Ausgangskondensator 89 filtert insbesondere Welligkeiten, die aus dem getakteten Betrieb des Schalters 83 resultieren. Allerdings beeinflusst der Ausgangskondensator 89 den gewünschten niederfrequenten Signalverlauf des Ausgangsstroms i80, der durch das Synchronisationssignal S_v1 beziehungsweise das Referenzsignal S_REF definiert ist, nicht wesentlich.
Das Ansteuersignal S83 kann ein pulsweitenmoduliertes (PWM) Signal mit einer festen Frequenz sein, das heißt, mit einer festen Dauer T eines Ansteuerzyklus (wobei T = T_ON + T_OFF, wobei TON – Dauer und TOFF die Dauer der Aus-Dauer ist). In diesem Fall kann der Betrag des Stroms I84 durch das induktive Element 84, und damit der Betrag des Ausgangsstroms i80 durch Variieren des Duty-Cycles des Ansteuersignals S83 variiert werden, wobei der Betrag ansteigt, wenn der Duty-Cycle (vorübergehend) ansteigt und absinkt, wenn der Duty-Cycle (vorübergehend) absinkt. Die Steuerschaltung 87 ist dazu ausgebildet, den Duty-Cycle des Ansteuersignals S83 derart zu variieren, dass der Ausgangsstrom, und genauer, der Durchschnitt des Ausgangsstroms i80 in jedem Ansteuerzyklus einen Signalverlauf besitzt, der durch das Referenzsignal S_REF definiert ist.
Anders als die Wandlerstufe mit der Tiefsetztopologie, die in 19 dargestellt ist, ist die Wandlerstufe 80 mit der invertierenden Tiefsetz-Hochsetz-Topologie, die in 84 dargestellt ist, in der Lage, eine Ausgangsspannung v80 mit einem Spannungspegel, der unterhalb eines Spannungspegels der Eingangsspannung V4 ist, und mit einem Spannungspegel, der oberhalb eines Spannungspegels der Eingangsspannung V4 ist, bereitzustellen. Der Spannungspegel der Ausgangsspannung v80 ist durch den Ausgangsstrom definiert, der abhängig von dem Referenzsignal S_REF geregelt wird.
57 veranschaulicht eine Modifikation der in 54 dargestellten Wandlerstufe 80. Bei dem in 57 dargestellten Ausführungsbeispiel ist das Gleichrichterelement 86 ein aktives Gleichrichterelement, das einen Schalter 86 ₁, insbesondere einen elektronischen Schalter aufweist. Optional ist ein passives Gleichrichterelement, wie beispielsweise eine Diode, parallel zu dem Schalter 86 ₁ geschaltet. Der Schalter 86 ₁ des aktiven Gleichrichterelements 86 ist durch ein durch die Ansteuerschaltung 87 erzeugtes Ansteuersignal S86 angesteuert. Eine Art der Ansteuerung dieses Schalters ist unten weiter im Detail erläutert.
Der Schalter 83, der durch das Ansteuersignal S83 angesteuert ist, kann als herkömmlicher elektronischer Schalter realisiert sein, wie beispielsweise als MOSFET, IGBT oder GaN-HEMT. Lediglich zu Erläuterungszwecken sei angenommen, dass der elektronische Schalter 83 ein MOSFET ist, insbesondere ein n-leitender MOSFET. Bezugnehmend auf 57 umfasst der elektronische Schalter eine Ausgangskapazität C83 parallel zu einer internen Laststrecke (die in dem MOSFET eine Drain-Source-Strecke ist). Diese Ausgangskapazität C83 wird geladen, wenn der elektronische Schalter 83 ausschaltet. In der in 57 dargestellten Wandlerstufe ist eine Spannung V83 über der Ausgangskapazität C83 im Aus-Zustand des elektronischen Schalters: V83 = V3 – v80 (wenn eine Spannung über dem Gleichrichterelement 86 vernachlässigt wird.) Da die Eingangsspannung V4 und die Ausgangsspannung v80 entgegengesetzte Polaritäten besitzen, entspricht der Betrag der Spannung V83 über der Ausgangskapazität C83 dem Betrag der Eingangsspannung V3 plus dem Betrag der Ausgangsspannung v80.
Die Ausgangskapazität C83 wird entladen, wenn der elektronische Schalter 83 einschaltet. Das Laden der Ausgangskapazität C83, wenn der elektronische Schalter 83 ausschaltet, und das Entladen der Ausgangskapazität C83, wenn der elektronische Schalter 83 einschaltet, bewirkt Verluste (die als kapazitive Schaltverluste bezeichnet werden können). Die in 57 dargestellte Wandlerstufe kann wie zuvor anhand von 56 erläutert betrieben werden, wobei der Schalter 56 ₁ des aktiven Gleichrichterelements 56 eingeschaltet wird, wenn der Schalter 83 ausschaltet, und ausgeschaltet wird, wenn der Schalter 83 einschaltet.
56 zeigt Zeitverläufe, die eine Betriebsart, in der kapazitive Schaltverluste reduziert werden können, der in 57 dargestellten Wandlerstufe 80. 58 zeigt Zeitverläufe des Stroms I84 durch das induktive Element 84, des Ansteuersignals S83 des Schalters 83 und des Ansteuersignals S86 des aktiven Gleichrichterelements 86. Lediglich zu Erläuterungszwecken sei angenommen, dass ein High-Pegel des Ansteuersignals S86 den Schalter 86 ₁ des aktiven Gleichrichterelements 86 einschaltet und ein Low-Pegel des Ansteuersignals den Schalter 86 ₁ des aktiven Gleichrichterelements 86 ausschaltet.
Bezugnehmend auf 58 umfasst ein Ansteuerzyklus eine Ein-Dauer, in der der Schalter 83 eingeschaltet ist, und eine nachfolgende Aus-Dauer, in der der Schalter 83 ausgeschaltet ist. Außerdem umfasst ein Ansteuerzyklus vier unterschiedliche Phasen I–IV.
In einer ersten Phase I ist der elektronische Schalter 83 eingeschaltet und der Schalter des aktiven Gleichrichterelements 86 ist ausgeschaltet. In dieser ersten Phase I, die der Ein-Dauer entspricht, steigt der Strom I84 durch das induktive Element 84 an.
Eine zweite Phase II beginnt, wenn der elektronische Schalter 83 ausschaltet und das aktive Gleichrichterelement 56 den Strom von dem induktiven Element 84 übernimmt. Gemäß einem Ausführungsbeispiel schaltet der Schalter 86 ₁ des aktiven Gleichrichterelements 86 ein, wenn der Schalter 83 ausschaltet. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst das aktive Gleichrichterelement 86 den Schalter 861 und das passive Gleichrichterelement 86 ₂ und zwischen dem Ausschalten des elektronischen Schalters 83 und dem Einschalten des Schalters des aktiven Gleichrichterelements 86 ist eine Totzeit vorhanden, so dass das passive Gleichrichterelement 86 ₁ den Strom während der Totzeit übernimmt. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das aktive Gleichrichterelement 86 als MOSFET mit einer integrierten Bodydiode ausgebildet, wobei die Bodydiode in diesem Fall als das passive Gleichrichterelement funktioniert.
Bezugnehmend auf 58 nimmt der Strom I84 durch das induktive Element 84 während der zweiten Phase II ab. Eine dritte Phase III beginnt, wenn der Strom I84 auf null abgesunken ist, das heißt, wenn das induktive Element 84 vollständig entmagnetisiert wurde. Zu diesem Zeitpunkt ändert der Strom I84 durch das induktive Element 84 seine Stromflussrichtung, wobei dieser Strom I84 durch die in dem Ausgangskondensator 89 gespeicherte Energie gespeist wird. In dieser dritten Phase III ist der Schalter 86 ₁ des aktiven Gleichrichterelements 86 eingeschaltet.
Der Schalter 86 ₁ des aktiven Gleichrichterelements 86 wird am Ende der dritten Phase III und dem Beginn der vierten Phase IV ausgeschaltet. Während dieser vierten Phase IV fließt der Strom I84 durch das induktive Element 84 weiter, wobei der Strom in dieser Phase IV durch das induktive Element 84, die Ausgangskapazität C83 des elektronischen Schalters 83 und den Eingang 21, 22 fließt und die Ausgangskapazität C83 des elektronischen Schalters 83 entlädt. Die Ausgangskapazität C83 wurde vollständig entladen, wenn die Spannung V83 über der Ausgangskapazität im Wesentlichen Null ist. Zu diesem Zeitpunkt wird der elektronische Schalter 83 wieder eingeschaltet, so dass ein neuer Ansteuerzyklus beginnt. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist eine Dauer der dritten Phase III so gewählt, dass der Strom I84 durch das induktive Element 84 zu dem Zeitpunkt im Wesentlichen Null ist, zu dem die Spannung V83 über dem Ausgangskondensator C83 im Wesentlichen Null ist. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel ist die Dauer der dritten Phase III länger als bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel, so dass weiterhin ein Strom I84 zu dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung über dem Ausgangskondensator C83 auf null abgesunken ist, durch das induktive Element 84 fließt.
In dem anhand von 58 erläuterten Betriebszustand schaltet der elektronische Schalter 83 ein, wenn die Spannung über dem elektronischen Schalter 83 im Wesentlichen Null ist, so dass kapazitive Schaltverluste sehr gering sein können.
59 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Wandlereinheit 2. Dieser Wandlereinheit basiert auf der in 54 dargestellten Wandlereinheit 2 und unterscheidet sich von der in 54 dargestellten Wandlereinheit dadurch, dass die Entfaltebrücke 85 fehlt. Diese Wandlereinheit 2 kann in einer in 38 dargestellten Leistungswandlerschaltung verwendet werden, die eine zentrale Entfaltebrücke aufweist. Der Betrieb der Wandlerstufe 80 der in 59 dargestellten Wandlereinheit 2 entspricht dem Betrieb der in 54 dargestellten Wandlerstufe 80. Die in 59 dargestellte Wandlerstufe 80 kann wie anhand der 57 und 58 erläutert, modifiziert werden.
Die zuvor erläuterten Ausführungsbeispiele betreffen eine einphasige Leistungswandlerschaltung, also eine Leistungswandlerschaltung, die dazu ausgebildet ist, über den Ausgang 11, 12 einen einphasigen Ausgangsstrom an ein einphasiges Spannungsnetz zu liefern. Allerdings ist das Konzept des In-Reihe-Schaltens von mehreren Wandlereinheiten 2 ₁–2 _n, wobei jede Wandlereinheit dazu ausgebildet ist, einen Ausgangswechselstrom gemäß einem Synchronisationssignal S_v1 zu erzeugen, nicht darauf beschränkt, in einer einphasigen Leistungswandlerschaltung verwendet zu werden, sondern kann auch in einer mehrphasigen Leistungswandlerschaltung verwendet werden, wie beispielsweise einer 3-phasigen Leistungswandlerschaltung.
60 veranschaulicht schematisch ein Ausführungsbeispiel einer 3-phasigen Leistungswandlerschaltung. Diese 3-phasige Leistungswandlerschaltung umfasst drei einphasige Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T, wobei jede dieser einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T wie die zuvor erläuterte einphasige Leistungswandlerschaltung realisiert sein kann. In 60 ist eine einphasige Leistungswandlerschaltung 1 _R dieser drei einphasigen Leistungswandlerschaltungen im Detail dargestellt, die zwei anderen einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _S, 1 _T sind nur schematisch dargestellt. Die Topologie des in 60 dargestellten einphasigen Wandlers 1 _R entspricht der Topologie der in 1 dargestellten einphasigen Leistungswandlerschaltung, auf welche Bezug genommen wird. Anstelle der in 1 gezeigten Topologie kann für den einphasigen Wandler 1 _R auch die in 23 gezeigte Topologie verwendet werden. In dem in 60 gezeigten einphasigen Wandler 1 _R und dem in 1 gezeigten einphasigen Wandler 1 bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Merkmale, wobei die Bezugszeichen in 60 zusätzlich einen Index „R“ umfassen. Beispielsweise haben die Leistungswandlereinheiten in dem in 1 gezeigten einphasigen Wandler 1 die Bezugszeichen 2 ₁–2 _n, während die entsprechenden Leistungswandlereinheiten in dem in 60 gezeigten einphasigen Wandler 1 _R die Bezugszeichen 2 _R1–2 _Rn haben. Die einzelnen Wandlereinheiten 2 _R1–2 _Rn des in 60 gezeigten einphasigen Wandlers 1 _R können gemäß einem der zuvor erläuterten Ausführungsbeispiele realisiert sein.
Die 3-phasige Leistungswandlerschaltung ist dazu ausgebildet, an ein 3-phasiges Spannungsnetz gekoppelt zu werden. Wie in 60 dargestellt, kann dieses 3-phasige Spannungsnetz drei Phasen R, S, T und einen Nullleiter N umfassen (wobei die drei Phasen R, S, T und der Nullleiter schematisch dargestellt sind). Bezugnehmend auf 61 kann das 3-phasige Spannungsnetz auch nur drei Phasen R, S, T umfassen.
Bezugnehmend auf 60 umfasst jede der drei einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T einen Ausgang, wobei jeder dieser Ausgänge zwei Ausgangsknoten 11 _R, 12 _R, 11 _S, 12 _S, beziehungsweise 11 _T, 12 _T aufweist. Jede der einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T ist dazu ausgebildet, an eine der drei Phase R, S, T und den Nullleiter gekoppelt zu werden. Hierzu ist ein erster Ausgangsanschluss 11 _R einer ersten einphasigen Leistungswandlerschaltung 1 _R an erste Phase R gekoppelt, ein erster Ausgangsanschluss 11 _S einer zweiten einphasigen Leistungswandlerschaltung 1 _S ist an eine zweite Phase S gekoppelt und ein erster Ausgangsanschluss 11 _T einer dritten einphasigen Leistungswandlerschaltung 1 _T ist an eine dritte Phase T gekoppelt. Zweite Ausgangsanschlüsse 12 _R, 12 _S, 12 _T der einzelnen einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T sind an den Nullleiter N gekoppelt.
Jeder der drei einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T liefert einen Ausgangsstrom i1_ROUT, i1_SOUT, i1_TOUT an die zugehörige Phase, wobei der zugehörige Ausgangsstrom i1_ROUT, i1_SOUT, i1_TOUT in zuvor erläuterter Weise abhängig von einem Synchronisationssignal erzeugt wird. Jede der drei einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T umfasst eine Synchronisationsschaltung (in 60 ist nur die Synchronisationsschaltung 10 _R der Leistungswandlerschaltung 1 _R gezeigt), die ein Synchronisationssignal bereitstellt (in 60 ist nur das Synchronisationssignal S_Rv1 der Synchronisationsschaltung 10 _R gezeigt) an die in Reihe geschaltete Wandlereinheit in den einzelnen einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T (in 60 sind nur die Leistungswandlereinheiten 2 _R1, 2 _R2, 2 _Rn der einphasigen Leistungswandlerschaltung 1 _R gezeigt). Die Synchronisationssignale in den einzelnen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T können in zuvor erläuterter Weise erzeugt werden, beispielsweise durch Messen der zugehörigen Phasenspannung v1_R, v1_S, v1_T und Erzeugen des Synchronisationssignals abhängig von der gemessenen Phasenspannung v1_R, v1_S, v1_T. Bei dem in 60 dargestellten Ausführungsbeispiel ist jede Phasenspannung v1_R, v1_S, v1_T eine Spannung zwischen einer der Phasen R, S, T und dem Nullleiter N. In einem herkömmlichen 3-phasigen Spannungsnetz sind diese Phasenspannungen v1_R, v1_S, v1_T sinusförmige Spannungen mit etwa 220V_EFFEKTIV oder 110V_EFFEKTIV und mit einer Phasendifferenz von 120° zwischen zwei Phasenspannungen.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel werden die Ausgangsströme i1_ROUT, i1_SOUT, i1_TOUT als Wechselströme, wie beispielsweise sinusförmige Ströme, mit derselben Frequenz aber unterschiedlichen Phasen erzeugt. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist eine Phasendifferenz zwischen diesen Ausgangsströmen i1_ROUT, i1_SOUT, i1_TOUT 120°. Zeitverläufe von sinusförmigen Ausgangsströmen i1_ROUT, i1_SOUT, i1_TOUT mit einer Phasendifferenz von 120° sind schematisch in 62 dargestellt. Diese Ströme sind geeignet, in ein 3-phasiges Spannungsnetz der zuvor erläuterten und in 60 dargestellten Art eingespeist zu werden.
Die einzelnen einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T können identisch realisiert werden, das heißt mit derselben Anzahl von Wandlereinheiten und mit identischen Wandlereinheiten. Es ist jedoch auch möglich, die einzelnen einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T mit unterschiedlichen Anzahlen von Leistungswandlereinheiten und/oder mit unterschiedlichen Arten von Leistungswandlereinheiten zu realisieren.
Bei dem in 61 dargestellten Ausführungsbeispiel ist der zugehörige Ausgang jeder der drei einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T an zwei der drei Phasen R, S, T gekoppelt. Insbesondere ist der Ausgang der ersten einphasigen Leistungswandlerschaltung 1 _R mit dem ersten Ausgangsknoten 11 _R an die erste Phase R und mit dem zweiten Ausgangsknoten 12 _R an die zweite Phase S gekoppelt. Der Ausgang der zweiten einphasigen Leistungswandlerschaltung 1 _S ist mit dem ersten Ausgangsknoten 11 _S an die zweite Phase S und mit dem zweiten Ausgangsknoten 12 _S an die dritte Phase T gekoppelt, und der Ausgang der dritten einphasigen Leistungswandlerschaltung 1 _T ist mit dem ersten Ausgangsknoten 11 _T an die dritte Phase T und mit dem zweiten Ausgangsknoten 12 _T an die erste Phase R gekoppelt. In 61 bezeichnet v1_RS die Spannung zwischen den ersten und zweiten Phasen R, S, welches die Spannung ist, die an den Ausgang des ersten einphasigen Wandlers 1 _R angelegt wird, v1_ST bezeichnet die Spannung zwischen den zweiten und dritten Phasen S, T, welches die Spannung ist, die an den Ausgang des zweiten einphasigen Wandlers 1 _S angelegt wird, und v_TR bezeichnet die Spannung zwischen den dritten und ersten Phasen T, R, welches die Spannung ist, die an den Ausgang des dritten einphasigen Wandlers 1 _T angelegt wird.
In einem herkömmlichen 3-phasigen Leistungsversorgungssystem sind diese Spannung v1_RS, v1_ST, v1_TR zwischen zwei Phasen sinusförmige Spannungen mit etwa 400V_RMS oder 200V_RMS und einer Phasendifferenz von 120° zwischen zwei dieser Spannung v1_RS, v1_ST, v1_TR. Der Betrieb der in 61 dargestellten 3-phasigen Leistungswandlerschaltung entspricht dem Betrieb der in 60 gezeigten 3-phasigen Leistungswandlerschaltung, mit dem Unterschied, dass die Synchronisationssignale (nur das Synchronisationssignal S_Rv1 der ersten einphasigen Leistungswandlerschaltung 1 _R ist in 61 ist in 61 dargestellt) basierend auf einer der Spannungen v1_RS, v1_ST, v1_TR zwischen zwei Phasen anstelle einer der Spannungen v1_R, v1_S, v1_T zwischen den Phasen R, S, T und dem Nullleiter N erzeugt werden können.
Wie bei dem in 60 dargestellten Ausführungsbeispiel können die Ausgangsströme i1_ROUT, i1_SOUT, i1_TOUT als Wechselströme, wie beispielsweise als sinusförmige Ströme, mit derselben Frequenz aber unterschiedlichen Phasen erzeugt werden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist eine Phasendifferenz zwischen diesen Ausgangsströmen i1_ROUT, i1_SOUT, i1_TOUT 120°. Zeitverläufe sinusförmiger Ausgangsströme i1_ROUT, i1_SOUT, i1_TOUT mit einer Phasendifferenz von 120° entsprechen den in 62 dargestellten. Diese Ströme sind geeignet, in ein 3-phasiges Spannungsnetz der zuvor erläuterten und in 61 dargestellten Art eingespeist zu werden.
In den 3-phasigen Leistungswandlerschaltungen, die in den 60 und 61 dargestellt sind, ist jede der einzelnen einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T an eine der drei Spannungsquellenschaltungen 3 _R, 3 _S, 3 _T gekoppelt. Jede dieser drei Spannungsquellenschaltungen 3 _R, 3 _S, 3 _T umfasst mehrere Spannungsquellen, wobei jede dieser Spannungsquellen an eine der Leistungswandlereinheiten gekoppelt ist. In 60 ist eine 3 _R dieser drei Spannungsquellenschaltungen 3 _R, 3 _S, 3 _T im Detail gezeigt. Diese Spannungsquellenschaltung 3 _R umfasst drei Spannungsquellen 3 _R1, 3 _R2, 3 _Rn, wobei jede dieser Spannungsquellen an den Eingang einer der Wandlereinheiten 2 _R1, 2 _R2, 2 _Rn der einphasigen Leistungswandlerschaltung 1 _R gekoppelt ist. Die anderen zwei Spannungsquellenschaltungen 3 _S, 3 _T, die in 60 nur schematisch dargestellt sind, können entsprechend realisiert werden. Die einzelnen Spannungsquellen 3 _R1–3 _Rn können gemäß der zuvor erläuterten Spannungsquelle 3 realisiert werden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfassen die einzelnen Spannungsquellen 3 _R1–3 _Rn PV-Module oder Ladungsspeicheranordnungen, wie beispielsweise Kondensatoren oder Akkumulatoren.
In den 3-phasigen Leistungswandlerschaltungen, die in den 60 und 61 dargestellt sind, erhalten die einzelnen einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T jeweils eine Eingangsleistung von einer zugehörigen Spannungsquellenschaltung 3 _R, 3 _S, 3 _T, so dass die einzelnen einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T unabhängig betrieben werden können, wobei jede dieser einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T einen Ausgangsstrom i1_ROUT, i1_SOUT, i1_TOUT an eine der drei Phasen R, S, T liefert.
63 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer 3-phasigen Leistungswandlerschaltung. Wie die in den 60 und 61 dargestellten 3-phasigen Leistungswandlerschaltungen umfasst die 3-phasige Leistungswandlerschaltung, die in 62 dargestellt ist, drei einphasige Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T, wobei jede dieser einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T mehrere in Reihe geschaltete Leistungswandlereinheiten aufweist. Der Ausgang jeder der drei einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T kann an eine der drei Phasen R, S, T eines 3-phasigen Spannungsnetzes in der in 6 gezeigten Weise gekoppelt werden, oder der Ausgang jeder der drei einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T kann an zwei der drei Phasen R, S, T eines 3-phasigen Spannungsnetzes in der in 61 gezeigten Weise gekoppelt werden. Anders als die drei einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T, die in den 60 und 61 dargestellt sind, sind die einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T, die in 63 dargestellt sind, an eine Spannungsquellenschaltung 3 _RST gekoppelt, die mehrere Spannungsquellen 3 ₁, 3 ₂, 3 _n aufweist. Diese Spannungsquellen 3 ₁, 3 ₂, 3 _n können entsprechend der zuvor erläuterten Spannungsquelle 3 realisiert sein. Jede dieser Spannungsquellen 3 ₁, 3 ₂, 3 _n ist an eine Leistungswandlereinheit in jeder der drei einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T gekoppelt.
64 zeigt eine Spannungsquelle 3 der mehreren in 63 dargestellten Spannungsquellen 3 ₁–3 _n und zeigt drei Leistungswandlereinheiten, nämlich eine erste Leistungswandlereinheit 2 _R, die in der ersten einphasigen Leistungswandlerschaltung 1 _R realisiert ist, eine zweite Leistungswandlereinheit 2 _S, die in der zweiten einphasigen Leistungswandlerschaltung 1 _S realisiert ist, und eine dritte Leistungswandlereinheit 2 _T, die in der dritten einphasigen Leistungswandlerschaltung 1 _T realisiert ist. Andere Leistungswandlereinheiten der drei einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T sind in 64 nicht dargestellt.
Jede dieser Leistungswandlereinheiten 2 _R, 2 _S, 2 _T umfasst einen Eingang mit zwei Eingangsknoten 21 _R, 22 _R, 21 _S, 22 _S, beziehungsweise 21 _T, 22 _T. Die Eingänge der einzelnen Leistungswandlereinheiten 2 _R, 2 _S, 2 _T sind an die Spannungsquelle 3 gekoppelt. Der Kondensator C3 in 63 repräsentiert einen Eingangskondensator wenigstens einer der drei Leistungswandlereinheiten 2 _R, 2 _S, 2 _T.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel sind die einzelnen Wandlereinheiten 2 _R, 2 _S, 2 _T gemäß einem der in den 44 und 45 (wo drei Wandlereinheiten 2 ₁, 2 ₂, 2 _n gezeigt sind) dargestellten Ausführungsbeispiele realisiert. Das heißt, jede der drei Wandlereinheiten 2 _R, 2 _S, 2 _T umfasst einen ersten Wandler mit einem Transformator oder umfasst eine erste Wandlereinheit mit oder ohne Transformator und eine zweite Wandlereinheit mit einem Transformator. Dies ist schematisch in den 65 und 68 dargestellt. Diese Figuren zeigen jeweils eine Wandlereinheit, die eine der in 63 dargestellten Wandlereinheiten S_R, 2 _S, 2 _T repräsentiert. Gemäß 65 kann jede der Wandlereinheiten 2 _R, 2 _S, 2 _T mit einem ersten Wandler 4 mit einer isolierenden Topologie realisiert werden, also mit einem Wandler 4, der wenigstens einen Transformator aufweist. Dieser Wandler 4 kann mit einer der zuvor erläuterten isolierenden Topologien realisiert werden. Der Wandler 4 kann beispielsweise wie in 51 dargestellt, realisiert werden und kann eine Wandlerstufe 80 mit einer Sperrwandlertopologie, einer Entfaltebrücke 85 und einem optionalen EMI-Filter 88 aufweisen. Wie anhand von 51 erläutert, erzeugt die Wandlerstufe 80 einen Ausgangsstrom i80 mit einem Signalverlauf eines gleichgerichteten Wechselsignals und die Entfaltebrücke erzeugt hieraus den Ausgangsstrom i1 mit dem Wechselsignalverlauf.
Das Realisieren der Wandlerstufe mit einer Sperrwandlertopologie ist nur ein Beispiel. Eine Wandlerstufe mit einer beliebigen anderen isolierenden Topologie kann in dem in 65 dargestellten Wandler ebenfalls verwendet werden. Solche isolierenden Topologien sind beispielsweise eine PS-ZVS-Wandlertopologie, wie sie in 48 dargestellt ist, eine LLC-Resonanz-Wandlertopologie, wie sie in 50 dargestellt ist, eine Cycloinverter-Topologie, wie sie in Trubitsyn beschrieben ist, oder eine Serien-Resonanz-Wandlertopologie (engl.: series resonant converter topology).
66 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Wandlerstufe 80 mit einer Serien-Resonanz-Wandlertopologie, die in dem in 65 dargestellten DC/AC-Wandler 4 realisiert werden kann. Die in 66 dargestellte Wandlerstufe umfasst eine Serien-Resonanz-Wandlertopologie. Diese Topologie ist ähnlich der zuvor anhand von 48 erläuterten PS-ZVS-Wandlertopologie, mit dem Unterschied, dass die in 66 dargestellte Serien-Resonanz-Wandlertopologie einen Kondensator 183 anstelle einer Spule (vergleiche Bezugszeichen 610 in 48) aufweist. Dieser Kondensator 183 und eine Primärwicklung 184 _P eines Transformators 184 bilden eine Serien-Resonanzschaltung. Ein erster Schaltungsknoten dieser Serien-Resonanzschaltung ist über eine erste Halbbrücke 181 ₁, 181 ₂ an Eingangsknoten gekoppelt, und ein zweiter Schaltungsknoten dieser Serien-Resonanzschaltung ist über eine zweite Halbbrücke 182 ₁, 182 ₂ an Eingangsknoten gekoppelt. Der Eingang der Wandlerstufe 80 ist entweder an die Spannungsquelle 3 an den Eingangsknoten 21, 22 oder den Ausgang 61, 62 des optionalen zweiten Wandlers 6 gekoppelt. Der Transformator umfasst eine Sekundärwicklung mit zwei Sekundärwicklungsabschnitten 184 _S1, 184 _S2 und einem Mittenabgriff. Ein erster Sekundärwicklungsabschnitt 184 _S1 ist über ein erstes Gleichrichterelement 185 und eine Spule, wie beispielsweise eine Drossel, an die Ausgangsknoten 81, 82 beziehungsweise den Ausgangskondensator 89 gekoppelt. Ein zweiter Sekundärwicklungsabschnitt 184 _S1 ist über ein zweites Gleichrichterelement 186, ein drittes Gleichrichterelement 188 und die Spule 187 an die Ausgangsknoten 81, 82 beziehungsweise den Ausgangskondensator 89 gekoppelt.
Eine Steuerschaltung 189 ist dazu ausgebildet, die Halbbrücken 181 ₁–182 ₂ so zu steuern, dass ein Ausgangsstrom i80 der Wandlerstufe 80 zu dem Referenzsignal S_REF korrespondiert. Das Referenzsignal S_REF ist abhängig von dem Synchronisationssignal (S_v1 in 65) und wird durch einen Controller (vergleiche beispielsweise das Bezugszeichen 5 in 51) in zuvor erläuterter Weise erzeugt. Der Ausgangsstrom i80 kann den Signalverlauf eines gleichgerichteten Wechselsignals besitzen, wobei entweder eine Entfaltebrücke in dem ersten Wandler 4 oder eine zentrale Entfaltebrücke in jeder der einphasigen Leistungswandlerschaltungen einen Ausgangsstrom mit einem Wechselsignalverlauf erzeugt.
67 veranschaulicht eine Modifikation der in 68 dargestellten Wandlerstufe 80. Die in 87 dargestellte Wandlerstufe 80 umfasst eine Primärwicklung 184 _P mit nur einem Primärwicklungsabschnitt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Sekundärwicklung 184 _S über eine Gleichrichter-Brückenschaltung, die vier Gleichrichterelemente 185 ₁, 185 ₂, 186 ₁, 186 ₂ umfasst, an die Ausgangsknoten 81, 82 beziehungsweise den Ausgangskondensator 89 gekoppelt.
Wie anhand von 51 erläutert, kann der erste Wandler (DC/AC-Wandler) 4 eine Entfaltebrücke 85 aufweisen. Es ist jedoch auch möglich, diese Entfaltebrücke in dem ersten Wandler 4 wegzulassen und eine zentrale Entfaltebrücke gemäß dem in 38 gezeigten Ausführungsbeispiel in jeder der einphasigen Leistungswandlerschaltungen 1 _R, 1 _S, 1 _T vorzusehen.
Bezugnehmend auf 65 kann jede Wandlereinheit 2 _R, 2 _S, 2 _T zusätzlich einen zweiten Wandler (DC/DC-Wandler) 6 umfassen, der dazu ausgebildet ist, aus der durch die Spannungsquelle 3 bereitgestellten Versorgungsspannung V3 eine an den DC/AC-Wandler 4 gelieferte Gleichspannung V6 zu erzeugen. Gemäß einem Ausführungsbeispiel sind die einzelnen Wandlereinheiten 2 _R, 2 _S, 2 _T, die an eine Spannungsquelle 3 gekoppelt sind, mit identischen Topologien realisiert. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel sind diese Leistungswandlereinheiten 2 _R, 2 _S, 2 _T mit unterschiedlichen Topologien realisiert.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst die Spannungsquelle 3 ein PV-Modul. In diesem Fall ist eine der Leistungswandlerschaltungen 2 _R, 2 _S, 2 _T dazu ausgebildet, die durch die einzelnen Wandlereinheiten 2 _R, 2 _S, 2 _T erhaltene Eingangsspannung V3 so zu regeln, dass das PV-Modul im MPP betrieben wird. Die Leistungswandlereinheit kann eine zweite Wandlereinheit 6 umfassen, die dazu ausgebildet ist, die Eingangsspannung V3 zu regeln.
68 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Leistungswandlereinheit, die dazu verwendet werden kann, die in 62 dargestellten Leistungswandlereinheiten 2 _R, 2 _S, 2 _T zu realisieren. Die in 68 dargestellte Leistungswandlereinheit 2 _R, 2 _S, 2 _T umfasst einen ersten Wandler 4 und einen zweiten Wandler 6, der zwischen die Spannungsquelle 3 und den ersten Wandler 4 gekoppelt ist. Der erste Wandler 4 kann gemäß einem der zuvor erläuterten Ausführungsbeispiele realisiert sein und kann einen Transformator aufweisen, oder auch nicht (kann eine isolierende Topologie besitzen, oder auch nicht). Der zweite Wandler 6 besitzt eine isolierende Topologie und umfasst einen Transformator 69. Dieser Wandler 6 kann gemäß einem der zuvor anhand der 47, 48, 49 und 50 erläuterten Ausführungsbeispiele realisiert werden.
69 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel der drei Wandlereinheiten 2 _R, 2 _S, 2 _T, die an eine Spannungsquelle 3 angeschlossen sind. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfasst jede der Wandlereinheiten 2 _R, 2 _S, 2 _T einen ersten Wandler 4 _R, 4 _S, 4 _T, der an die Ausgangskapazität C_R, C_S, C_T der entsprechenden Wandlereinheit 2 _R, 2 _S, 2 _T gekoppelt ist und der dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung V6_R, V6_S, V6_T von einem zweiten Wandler 63 _P zu erhalten. Dieser zweite Wandler 6 _3P ist den einzelnen Wandlereinheiten 2 _R, 2 _S, 2 _T gemeinsam und ist zwischen die Spannungsquelle 3 und die einzelnen Wandlereinheiten 4 _R, 4 _S, 4 _T gekoppelt. Der zweite Wandler 6 _3P ist dazu ausgebildet, die drei Eingangsspannungen V6_R, V6_S, V6_T aus der durch die Spannungsquelle 3 bereitgestellten Versorgungsspannung V3 zu erzeugen.
Die ersten Wandler 4 _R, 4 _S, 4 _T können gemäß einem der zuvor erläuterten Ausführungsbeispiele realisiert werden. Insbesondere können die einzelnen ersten Wandler 4 _R, 4 _S, 4 _T identisch realisiert werden, oder können mit unterschiedlichen Topologien realisiert werden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel sind die einzelnen ersten Wandler 4 mit einer nicht-isolierenden Topologie realisiert, wie beispielsweise der anhand der 54 und 57 erläuterten Tiefsetz-Hochsetz-Wandlertopologie.
70 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel des zweiten Wandlers 6 _3P. Bezugnehmend auf 70 ist der zweite Wandler 6 _3P als Sperrwandler mit drei Gleichrichterschaltungen 622 _R, 622 _S, 622 _T ausgebildet, wobei jede dieser Gleichrichterschaltungen 622 _R, 622 _S, 622 _T eine der drei Eingangsspannungen V6_R, V6_S, V6_T der ersten Wandler 4 _R, 4 _S, 4 _T (vergleiche 68) zwischen Ausgangsknoten 61 _R, 62 _R, 61 _S, 62 _S beziehungsweise 61 _T, 62 _T bereitstellt. Die einzelnen Gleichrichterschaltungen 622 _R, 622 _S, 622 _T sind gemäß dem in 49 dargestellten Ausführungsbeispiel realisiert. Das heißt, jede Gleichrichterschaltung umfasst ein Gleichrichterelement 713 _R, 713 _S, 713 _T, wie beispielsweise eine Diode, die in Reihe zu einem Ausgangskondensator 60 _R, 60 _S, 60 _T geschaltet ist. Die Reihenschaltung mit dem Gleichrichterelement 713 _R–713 _T und dem Ausgangskondensator 60 _R–60 _T ist parallel zu einer von drei Sekundärwicklungen 69 _SR, 69 _SS, 69 _ST eines Transformators 69 geschaltet. Die Eingangsspannung V6_R–V6_T sind über dem Ausgangskondensator 60 _R–60 _T verfügbar.
Bezugnehmend auf 70 umfasst der zweite Wandler 6 _3P außerdem eine Primärwicklung 69 _P des Transformators 69 und eine Schalt-Schaltung 621. Die Schalt-Schaltung 621 umfasst einen Schalter 711, der in Reihe zu der Primärwicklung 69 _P geschaltet ist, wobei eine Reihenschaltung mit der Primärwicklung 69 _P und dem Schalter 711 zwischen Eingangsknoten 21, 22, wo die Versorgungsspannung V3 verfügbar ist, geschaltet ist. Wie bei den zuvor erläuterten Ausführungsbeispielen ist der zweite Wandler 6 _3P dazu ausgebildet, die Eingangsspannung V3 so zu regeln, dass die Spannungsquelle 3 im MPP betrieben wird. Jede der durch die drei Gleichrichterschaltungen 622 _R–622 _S bereitgestellten Ausgangsspannung V6_R–V6_T wird durch einen der in 69 dargestellten ersten Wandler 4 _R–4 _T erhalten.
In jedem Schaltzyklus des Schalters 711 wird Energie von der Primärwicklung 69 _P zu einer der drei Sekundärwicklungen 63 _SR–69 _ST und die zugehörige Gleichrichterschaltung 622 _R–622 _T übertragen, nämlich an die Gleichrichterschaltung, die momentan die niedrigste Ausgangsspannung der drei Ausgangsspannungen V6_R, V6_S, V6_T besitzt. Das Zuführen von Energie an die Gleichrichterschaltung, die die niedrigste Ausgangsspannung besitzt, kann zu einem Anstieg dieser Ausgangsspannung führen, so dass die Ausgangsspannung einer der anderen zwei Gleichrichterschaltungen die niedrigste Ausgangsspannung wird, so dass dieser Gleichrichter, der nun die niedrigste Ausgangsspannung besitzt, versorgt wird. Dies ist ein selbstregulierender Prozess, der bewirkt, dass die Ausgangsspannungen V6_R–V6_T der einzelnen Gleichrichterschaltungen 622 _R–622 _T im Wesentlichen gleich sind.
Wie eine zuvor anhand der 1 bis 59 erläuterte einphasige Leistungswandlerschaltung kann die 3-phasige Leistungswandlerschaltung eine Verbindungsschaltung 70 aufweisen, die dazu dient, die 3-phasige Leistungswandlerschaltung an das Spannungsnetz anzuschließen, oder die 3-phasige Leistungswandlerschaltung vom Spannungsnetz zu trennen. Bezugnehmend auf 68 kann diese Verbindungsschaltung 70 vier Schalter 70 _R, 70 _S, 70 _T, 70 _N aufweisen, nämlich einen Schalter, der zwischen jede der drei Phasen R, S, T und einem zugehörigen Ausgang der 3-phasigen Leistungswandlerschaltung geschaltet ist, und einen Schalter zwischen dem Nullleiter N und den zugehörigen Ausgängen der 3-phasigen Leistungswandlerschaltung.
In einem 3-phasigen Leistungswandlersystem, wie es in 61 dargestellt ist, wo der Ausgang jeder einphasigen Leistungswandlerschaltung 1 _R–1 _T an zwei Phasen gekoppelt ist, kann bezugnehmend auf 72 die Verbindungsschaltung sechs Schalter 70 _R–71 _T umfassen, nämlich einen Schalter zwischen jeden der einzelnen Ausgangsknoten 11 _R, 11 _S, 11 _T, 12 _R, 12 _S, 12 _T und die zugehörige Phase, R, S, T.
Selbstverständlich können Merkmale der verschiedenen hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele miteinander kombiniert werden, sofern nichts anderes angegeben ist.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

Trubitsyn, et al., “High-Efficiency Inverter for Photovoltaik Applications,” IEEE, Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2010, Seiten 2803–2810 [0346]

Claims

Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung, die mehrere einphasige Leistungswandlerschaltungen (1 _R, 1 _S, 1 _T) aufweist, wobei jede einphasige Leistungswandlerschaltung aufweist: eine Wandlerreihenschaltung, die mehrere Wandlereinheiten (2 _R1, 2 _Rn) aufweist, wobei die Wandlerreihenschaltung dazu ausgebildet ist, einen Reihenschaltungsausgangsstrom auszugeben; und eine Synchronisationsschaltung (10 _R), die dazu ausgebildet ist, wenigstens ein Synchronisationssignal (S_Rv1) zu erzeugen; wobei wenigstens eine der mehreren Wandlereinheiten (2 _R1, 2 _R2, 2 _Rn) dazu ausgebildet ist, einen Ausgangsstrom derart zu erzeugen, dass eine Frequenz oder eine Phase des Ausgangsstroms abhängig ist von dem Synchronisationssignal (SR_v1).
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 1, bei der jede der mehreren Wandlereinheiten einen Eingang aufweist, der dazu ausgebildet ist, an eine Spannungsquelle gekoppelt zu werden.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 2, bei der es eine Gruppe von Wandlereinheiten gibt, die eine Wandlereinheit in jeder der einphasigen Leistungswandlerschaltung umfasst, und bei der die Wandlereinheiten der Gruppe von Wandlereinheiten dazu ausgebildet sind, an eine gemeinsame Spannungsquelle gekoppelt zu werden.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 3, bei der jede der Wandlereinheiten der Gruppe von Wandlereinheiten einen ersten Wandler aufweist, der dazu ausgebildet ist, den Ausgangsstrom auszugeben, und bei der die Gruppe von Wandlereinheiten einen zweiten Wandler aufweist, der zwischen die gemeinsame Spannungsquelle und den ersten Wandler gekoppelt ist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 4, bei der jede Wandlereinheit der Gruppe von Wandlereinheiten den zweiten Wandler aufweist, der zwischen die gemeinsame Spannungsquelle und den ersten Wandler gekoppelt ist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 5, bei der der zweite Wandler einer der Wandlereinheiten der Gruppe von Wandlereinheiten dazu ausgebildet ist, wenigstens eines von der Eingangsspannung und dem von der Spannungsquelle erhaltenen Eingangsstrom einzustellen.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 4, bei der die Gruppe der Wandlereinheiten nur einen zweiten Wandler aufweist, der zwischen die gemeinsame Spannungsquelle und den ersten Wandler in jeder der Wandlereinheiten der Gruppe von Wandlereinheiten gekoppelt ist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 4, bei der der zweite Wandler eine isolierende Topologie aufweist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 4, bei der der zweite Wandler einen Transformator aufweist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der jede einphasige Leistungswandlerschaltung dazu ausgebildet ist, eine externe Spannung zu erhalten; und bei der die Synchronisationsschaltung dazu ausgebildet ist, das Synchronisationssignal abhängig von einem Spannungspegel der externen Spannung zu erzeugen.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 10, bei der die Synchronisationsschaltung dazu ausgebildet ist, das Synchronisationssignal derart zu erzeugen, dass eine Phasendifferenz zwischen der externen Spannung und dem Synchronisationssignal vorhanden ist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach einem der Ansprüche 1–9, bei der jede einphasige Leistungswandlerschaltung dazu ausgebildet ist, eine externe Wechselspannung zu erhalten, und bei der die Synchronisationsschaltung dazu ausgebildet ist, das Synchronisationssignal als gleichgerichtetes Wechselsignal abhängig von der externen Wechselspannung zu erzeugen.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 12, bei der jede einphasige Leistungswandlerschaltung weiterhin aufweist: eine Entfalteschaltung, die dazu ausgebildet ist, an die Wandlerreihenschaltung gekoppelt zu werden und dazu ausgebildet ist, den Reihenschaltungsausgangsstrom in einen Ausgangswechselstrom zu wandeln.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Synchronisationsschaltung eine Reihenschaltung mit mehreren Messeinheiten aufweist, die an die Wandlerreihenschaltung gekoppelt ist, bei der jede Messeinheit dazu ausgebildet ist, ein Synchronisationssignal auszugeben, und bei der jede Wandlereinheit dazu ausgebildet ist, eines der durch die mehreren Messeinheiten ausgegebenen Synchronisationssignale zu erhalten.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 14, bei der das durch jede der mehreren Messeinheiten bereitgestellte Synchronisationssignal eine Spannung über der Messeinheit oder ein Bruchteil hiervon ist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Wandlereinheit einen ersten Wandler aufweist, der dazu ausgebildet ist, eine Gleichspannung zu erhalten und den Ausgangsstrom auszugeben.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 16, bei der der erste Wandler dazu ausgebildet ist, den Ausgangsstrom abhängig von einem Referenzsignal zu erzeugen und bei der das erste Referenzsignal abhängig von dem wenigstens einen Synchronisationssignal und dem Ausgangsstrom ist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 17, bei der die Wandlereinheit weiterhin eine Steuerschaltung aufweist, die dazu ausgebildet ist, das erste Referenzsignal abhängig von dem wenigstens einen Synchronisationssignal und dem Ausgangsstrom zu erzeugen.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 18, bei der der erste Wandler dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung zu erhalten und bei der die Steuerschaltung dazu ausgebildet ist, das erste Referenzsignal abhängig von der Eingangsspannung zu erzeugen.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 16, bei der der erste Wandler aufweist: eine Wandlerstufe, die dazu ausgebildet ist, die Gleichspannung zu erhalten und einen gleichgerichteten Wechselstrom auszugeben; und eine Entfalteschaltung, die dazu ausgebildet ist, den gleichgerichteten Wechselstrom zu erhalten und den Ausgangsstrom auszugeben.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 18, bei der die Wandlerstufe eine isolierende Topologie aufweist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 20, bei der Wandlerstufe eine Topologie aufweist, die aus einer Gruppe ausgewählt ist, die besteht aus: einer Sperrwandlertopologie; eine Two-Transistor-Forward-(TTF)-Wandlertopologie; eine Serien-Resonanz-Wandlertopologie; eine Phase-Shift-Zero-Voltage-Switching-(PS ZVS)-Wandlertopologie; eine LLC-Wandlertopologie; und eine Cycloinverter-Topologie.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 20, bei der die Wandlerstufe dazu ausgebildet ist, den gleichgerichteten Wechselstrom mit einer Frequenz und einer Phase zu erzeugen, die abhängig von dem Synchronisationssignal sind.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 20, bei der Wandlereinheit weiterhin aufweist: einen Eingang, der dazu ausgebildet ist, an eine Spannungsquelle gekoppelt zu werden; und einen zweiten Wandler, der zwischen den Eingang einer der Wandlereinheiten und den ersten Wandler gekoppelt ist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 24, bei der der zweite Wandler dazu ausgebildet ist, ein Eingangssignal am Eingang abhängig von einem zweiten Referenzsignal einzustellen.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 25, bei der das Eingangssignal eines von einer Eingangsspannung und einem Eingangsstrom ist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 25, die weiterhin aufweist: einen Maximum-Power-Point-Tracker, der dazu ausgebildet ist das zweite Referenzsignal abhängig von einer Eingangsspannung und einem Eingangsstrom des zweiten Wandlers zu erzeugen.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 25, bei der der erste Wandler eine Topologie aufweist, die aus einer Gruppe ausgewählt ist, die besteht aus: einer Tiefsetzstellertopologie; einer Hochsetzstellertopologie; einer Tiefsetz-Hochsetzstellertopologie; einer Hochsetz-Tiefsetzstellertopologie; und einer invertierenden Tiefsetz-Hochsetzstellertopologie.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 25, bei der der zweite Wandler eine Topologie aufweist, die aus einer Gruppe ausgewählt ist, die besteht aus: einer Sperrwandlertopologie; eine Two-Transistor-Forward-(TTF)-Wandlertopologie; eine Serien-Resonanz-Wandlertopologie; eine Phase-Shift-Zero-Voltage-Switching-(PS ZVS)-Wandlertopologie; eine LLC-Wandlertopologie; und eine Cycloinverter-Topologie.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 25, bei der der zweite Wandler wenigstens zwei parallel geschaltete Wandlerstufen aufweist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Wandlereinheit einen Ausgangskondensator aufweist, der zwischen Ausgangsanschlüsse gekoppelt ist, und bei der der Ausgangsstrom ein Strom in einem Schaltungsknoten ist, der dem Ausgangskondensator und einem der Ausgangsanschlüsse gemeinsam ist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Wandlereinheit einen Signalgenerator aufweist, der dazu ausgebildet ist, ein kontinuierliches Synchronisationssignal aus dem Synchronisationssignal zu erzeugen und den Ausgangsstrom so zu erzeugen, dass wenigstens eines von einer Frequenz und einer Phase des Ausgangsstroms abhängig von dem kontinuierlichen Synchronisationssignal ist.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 32, bei der das Synchronisationssignal ein Wechselsignal ist, bei der der Signalgenerator dazu ausgebildet ist, das Synchronisationssignal für eine vorgegebene Zeitdauer zu erhalten, eine Frequenz und eine Phase des Synchronisationssignals zu detektieren und das kontinuierliche Synchronisationssignal abhängig von der detektierten Frequenz und Phase zu erzeugen.
Mehrphasen-Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 32, bei der das Synchronisationssignal ein gepulstes Signal ist, das mehrere Signalimpulse aufweist, bei der der Signalgenerator dazu ausgebildet ist, das kontinuierliche Synchronisationssignal mit einer Frequenz und einer Phase abhängig von der Frequenz und der Phase des gepulsten Signals zu erzeugen.
Verfahren, das aufweist: Erzeugen wenigstens eines Synchronisationssignals durch eine Synchronisationsschaltung; Ausgeben eines Reihenschaltungsausgangsstroms durch wenigstens eine Wandlerreihenschaltung einer jeden von wenigstens zwei einphasigen Leistungswandlerschaltungen in einem Mehrphasenwandler, wobei die wenigstens eine Wandlerreihenschaltung mehrere Wandlereinheiten aufweist; und Ausgeben eines Ausgangsstroms durch wenigstens eine der mehreren Wandlereinheiten derart, dass wenigstens eines von einer Frequenz und einer Phase des Ausgangsstroms abhängig ist von dem Synchronisationssignal.