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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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[Gebiet der Erfindung]
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Technologie zum Reduzieren von Drehmomentwelligkeiten in einem bürstenlosen Motor, und im Speziellen auf eine Technologie, die bei Anwendung auf einen bürstenlosen Motor, der als Antriebsquelle einer elektrischen Servolenkvorrichtung eingesetzt werden soll, effektiv ist.
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[Verwandter Stand der Technik]
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In vergangenen Jahren hat die Verwendung eines sogenannten Innenraumpermanentmagneten-(IPM)-Typ Motors (hiernach als „IPM Motor” abgekürzt), in dem ein Permanentmagnet in einem Rotor eingebettet ist, als Antriebsquelle für eine elektronische Servolenkvorrichtung (hiernach als „EPS” abgekürzt) zugenommen. In dem IPM-Motor ist der Magnet in dem Rotor eingebettet. Daher ist eine Induktivitätsdifferenz zwischen einer d-Achsen-(Mittelachse des Permanentmagnets)Richtung und einer q-Achsen-(Achse, die elektrisch und magnetisch orthogonal zu der d-Achse steht)Richtung groß. Im Ergebnis wirkt in dem Rotor ein Reluktanzdrehmoment (Tr). Daher kann in dem Fall des IPM-Motors zusätzlich zu dem magnetischen Drehmoment Tm, das mit dem Permanentmagneten erzeugt wird, auch das Reluktanzdrehmoment Tr verwendet werden, also kann das Gesamtdrehmoment Tt des gesamten Motors erhöht werden. Aus dem vorstehend erwähnten Grund hat die Verwendung des IPM-Motors als Motor mit einer hohen Effizienz und einem hohen Drehmoment nicht nur für die EPS zugenommen, sondern auch für elektrische Fahrzeuge, Hybridfahrzeuge, elektrische Haushaltsgeräte wie beispielsweise einer Klimaanlage und verschiedene industrielle Maschinen.
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Im Fall des IPM-Motors wird das Gesamtdrehmoment Tt wie folgt ausgedrückt. Im Allgemeinen wird zum Maximieren eines erzeugten Drehmoments sogenannte Gesamtdrehmomentsteuerung (Steigungswinkelsteuerung) in Bezug auf denselben Strom durchgeführt. Tt = Tm + Tr
= p·φa·Iq + p·(Ld – Lq)·Id·Iq
(p: die Anzahl an Polpaaren, φa: Ankerflussverkettung, die mittels Permanentmagnet erzeugt wird, Ld: d-Achseninduktivität, Lq: q-Achseninduktivität, Id: d-Achsenstrom, Iq: q-Achsenstrom)
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Mit der Gesamtdrehmomentsteuerung wird ein Winkel β (Stromphasenwinkel) zwischen Id und Iq so gesteuert, dass ein Drehmoment mit maximaler Effizienz erzeugt wird in Bezug auf einen Ankerstrom. Im Ergebnis wird ein Vorgang mit hoher Effizienz und hohem Drehmoment durchgeführt.
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In dem IPM-Motor verändert sich jedoch, wenn der Ankerstrom größer wird, ein Verhältnis des magnetischen Drehmoments Tm zu dem Reluktanzdrehmoments Tr in dem Gesamtdrehmoment Tt, im Speziellen hat Tr die Tendenz, zuzunehmen. In diesem Fall ist der Stromwert hoch. Dementsprechend nehmen die Effekte einer Ankerreaktion zu. Im Ergebnis wird die Drehmomentwelligkeit im Vergleich zu dem Fall mit einem niedrigen Strom größer. Die Drehmomentwelligkeit nimmt insbesondere, wenn das Reluktanzdrehmoment 10% überschreitet, zu. Im Ergebnis übersteigt die Drehmomentwelligkeitsrate 5%, was als Obergrenzwert für die EPS festgesetzt ist.
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Daher wurden verschiedene Methoden zum Reduzieren der Drehmomentwelligkeit in dem IPM-Motor vorgeschlagen. Eine Motorsteuereinrichtung, die in der veröffentlichten
japanischen Patentanmeldung Nr. 2004-64909 beschrieben ist, ermittelt die Drehmomentwelligkeit beispielsweise durch Berechnung, um einen Strombefehlswert zum Erzeugen eines Drehmoments mit einer gegenüber derjenigen der Drehmomentwelligkeit gegenteiligen Phase zu berechnen. Dann wird der durch die Berechnung ermittelte Strom dem Motor zum Reduzieren der Drehmomentwelligkeit zugeführt. In der in vorstehend erwähnten Publikation beschriebenen Einrichtung wird eine Drehmomentwelligkeit infolge eines Grundwellenstroms in einem d-q-Koordinatensystem und eine harmonische Komponente der Ankerflussverkettung, die mit dem Permanentmagneten erzeugt wird, durch Drehmomentwelligkeitsberechnungsmittel berechnet. Danach wird mit einem Drehmomentwelligkeitsreduktions-Harmonischer-Strom-Befehlswertgenerator ein harmonischer Strombefehlswert zum Erzeugen eines Drehmoments mit einer gegenüber derjenigen der Drehmomentwelligkeit gegenteiligen Phase mit dem Drehmomentwelligkeitsberechnungsmittel berechnet. Dann wird der harmonische Strom auf Basis des harmonischen Strombefehlswerts in einem harmonischen Stromsteuerkreis gesteuert, sodass die Drehmomentwelligkeit des Motors reduziert wird.
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Die in der veröffentlichten
Japanischen Patentanmeldung Nr. 2004-64909 beschriebene Einrichtung kann tatsächlich Drehmomentwelligkeiten reduzieren. Die Rechenlast ist jedoch extrem hoch. Im Speziellen wird nach der Koordinatentransformation einer sinusförmigen Welle einer induzierten Spannung in das d-q-Koordinatensystem, der harmonische Strombefehlswert zum Erzeugen des Drehmoments mit der gegenüber derjenigen der Drehmomentwelligkeit gegenteiligen Phase durch Berechnung ermittelt. Daher wird einem Berechnungselement eine große Last aufgebürdet. Im Falle der EPS im Speziellen ist der Strom über einen breiten Bereich zu verwenden und verändert sich darüber hinaus instantan. Um die vorstehend beschriebene Berechnung in der vorstehend beschriebenen Einrichtung jedes Mal durchzuführen wird ein Prozessor mit einer extrem hohen Durchgangsrate benötigt. Eine solche Berechnung ist theoretisch möglich, aber in der Praxis schwierig.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Motorsteuerverfahren und eine Motorsteuereinrichtung bereitzustellen, die dazu ausgebildet sind, eine Drehmomentwelligkeit eines bürstenlosen Motors zu reduzieren, ohne einem Prozessor eine hohe Rechenlast aufzubürden.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Steuerverfahren für einen bürstenlosen Motor bereitgestellt, mit: einem Stator, der eine Ankerwicklung mit einer Vielzahl an Phasen einschließt, die dazu führt, dass eine zwischen Wendeln induzierte Spannung eine sinusförmige Wellenform aufweist; und einem Rotor, in dem Permanentmagnete eingebettet sind, wobei der Rotor auf einer Innenseite des Stators vorgesehen ist, sodass er drehbar ist, wobei der Rotor durch ein magnetisches Drehmoment, das infolge einer magnetischen Anziehungskraft zwischen den Permanentmagneten erzeugt wird, und ein Reluktanzdrehmoment, das auf Basis einer Induktivitätsdifferenz in einem magnetischen Pfad erzeugt wird, von dem bürstenlosen Motor gedreht wird, wobei das Steuerverfahren für einen bürstenlosen Motor aufweist: Berechnen von Grundwellenströmen, die Wicklungsstromwerte angeben, die zu einem in dem bürstenlosen Motor auszugebendem Maximaldrehmoment führen, in Übereinstimmung mit einem Lastzustand des bürstenlosen Motors; Berechnen einer ersten harmonischen Komponente mit einer gegenteiligen Phase, mit derselben Amplitude und derselben Periode wie einer Amplitude und einer Periode einer Drehmomentwelligkeit für das magnetische Drehmoment auf Basis eines Korrekturkennfelds, das eine Beziehung zwischen Phasenströmen der Ankerwicklung und einem Parameter, der zur Berechnung der ersten harmonischen Komponente verwendet wird, angibt; Berechnen einer zweiten harmonischen Komponente mit einer gegenteiligen Phase, mit derselben Amplitude und derselben Periode wie einer Amplitude und einer Periode einer Drehmomentwelligkeit für das Reluktanzdrehmoment, das in einem Zustand, in dem die erste harmonische Komponente überlagert ist, erzeugt wird, auf Basis des Korrekturkennfelds, das eine Beziehung zwischen den Phasenströmen der Ankerwicklung und einem Parameter, der zum Berechnen der zweiten harmonischen Komponente verwendet wird, angibt; und den Grundwellenströmen jeweils Überlagern der ersten harmonischen Komponente und der zweiten harmonischen Komponente zum Korrigieren eines der Ankerwicklung zuzuführenden Stroms.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung werden Stromkorrekturwerte, die die Drehmomentwelligkeit für das magnetische Drehmoment und die Drehmomentwelligkeit für das Reluktanzdrehmoment verringern können, durch Verwendung eines vorgegebene Korrekturkennfelds festgesetzt, während die Maximaldrehmomentsteuerung durchgeführt wird. In diesem Korrekturkennfeld sind die Beziehungen zwischen den Phasenstromwerten und Korrekturparametern gespeichert. Der Prozessor greift auf das Korrekturkennfeld auf Basis des detektierten Stromwerts zu, um die Parameter zu ermitteln. Auf diese Weise ist es nicht länger notwendig, dass der Prozessor kontinuierlich die Drehmomentwelligkeit berechnet und anschließend den Befehlswert zum Verringern der Drehmomentwelligkeit berechnet. Somit wird in dem bürstenlosen Motor die Last am Prozessor zum Zeitpunkt der Motorsteuerung signifikant reduziert, während die Drehmomentwelligkeit unterdrückt wird. Im Ergebnis kann die Drehmomentwelligkeit des bürstenlosen Motors reduziert werden, ohne dass ein Hochleistungsprozessor eingesetzt wird, und somit können Systemkosten reduziert werden.
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Bei dem vorstehend erwähnten Steuerverfahren für einen bürstenlosen Motor kann das Korrekturkennfeld einschließen: ein harmonisches Koeffizientenkennfeld, das eine Beziehung zwischen den Phasenströmen der Ankerwicklung und der Amplitude der ersten harmonischen Komponente und eine Beziehung zwischen den Phasenströmen der Ankerwicklung und der Amplitude der zweiten harmonischen Komponente angibt; und ein Phasenanpassungskennfeld, das eine Beziehung zwischen den Phasenströmen der Ankerwicklung und einer Phasenverschiebung zwischen einer Drehmomentwelligkeitswellenform und der ersten harmonischen Komponente angibt, und eine Beziehung zwischen den Phasenströmen der Ankerwicklung und einer Phasenverschiebung zwischen einer Drehmomentwelligkeitswellenform und der zweiten harmonischen Komponente. Ferner kann als erste harmonische Komponente BsinN(θ + β) festgesetzt werden, wobei B ein harmonischer Amplitudenkoeffizient, N eine positive ganze Zahl, θ ein Drehwinkel in elektrischem Winkel, und β eine Phasenverschiebung ist, die zu dem Grundwellenstrom Iqb in einer q-Achsenrichtung zu addieren ist. Als zweite harmonische Komponente kann AsinN(θ + α) festgesetzt werden, wobei A ein harmonischer Amplitudenkoeffizient, N eine positive ganze Zahl, θ ein Drehwinkel in elektrischem Winkel und α eine Phasenverschiebung ist, die zu dem Grundwellenstrom Idb in einer d-Achsenrichtung zu addieren ist. Das harmonische Koeffizientenkennfeld kann eine Beziehung zwischen Phasenströmen der Ankerwicklung und dem harmonischen Amplitudenkoeffizienten und eine Beziehung zwischen den Phasenströmen der Ankerwicklung und dem harmonischen Amplitudenkoeffizienten β speichern, und das Phasenanpassungskennfeld kann eine Beziehung zwischen den Phasenströmen der Ankerwicklung und der Phasenverschiebung α und eine Beziehung zwischen den Phasenströmen der Ankerwicklung und der Phasenverschiebung β speichern.
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Ferner können den Grundwellenströmen in einem Hochlastbereich, in dem eine Drehmomentwelligkeitsrate im bürstenlosen Motor 5% übersteigt, der erste harmonische Koeffizient und der zweite harmonische Koeffizient jeweils überlagert werden. Zusätzlich kann der bürstenlose Motor als Antriebsquelle für eine elektrische Servolenkvorrichtung verwendet werden.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung ist weiterhin eine Steuereinrichtung für einen bürstenlosen Motor vorgesehen, die einschließt: einen Stator mit einer Ankerwicklung und einer Vielzahl von Phasen, die dazu führt, dass eine induzierte Spannung zwischen Wendeln eine sinusförmige Wellenform aufweist; und einen Rotor, in dem Permanentmagnete eingebettet sind, wobei der Rotor auf einer Innenseite des Stators vorgesehen ist, sodass er drehbar ist, wobei der bürstenlose Motor den Rotor mit einem magnetischen Drehmoment dreht, das durch eine magnetische Anziehungskraft der Permanentmagnete und ein Reluktanzdrehmoment erzeugt wird, das auf Basis einer Induktivitätsdifferenz in einem magnetischen Pfad erzeugt wird, wobei die Steuereinrichtung für den bürstenlosen Motor einschließt: einen Stromsensor zum Detektieren von Phasenströmen der Ankerwicklung; einen Grundstromberechnungsabschnitt zum Berechnen von Grundwellenströmen, die Wicklungsstromwerte angeben, die die Ausgabe eines Maximaldrehmoments in dem bürstenlosen Motor erzeugen, in Übereinstimmung mit einem Lastzustand des bürstenlosen Motors; ein Korrekturkomponentenberechnungsabschnitt zum Berechnen einer ersten harmonischen Komponente mit einer gegenteiligen Phase, mit derselben Amplitude und derselben Periode wie eine Amplitude und eine Periode einer Drehmomentwelligkeit für das magnetische Drehmoment, und eine zweite harmonische Komponente mit einer gegenteiligen Phase, mit derselben Amplitude und derselben Periode wie eine Amplitude und eine Periode einer Drehmomentwelligkeit für das Reluktanzdrehmoment, das in einem Zustand, in dem die erste harmonische Komponente überlagert wird, erzeugt wird, auf Basis von Phasenstromwerten, die mit einem Stromsensor detektiert werden; ein Korrekturkennfeld, das Beziehungen zwischen den Phasenströmen und Parametern, die zum Berechnen der ersten harmonischen Komponente und der zweiten harmonischen Komponente verwendet werden, angibt; und ein Stromkorrekturabschnitt zum den Grundwellenströmen jeweiligen Überlagern der ersten harmonischen Komponente und der zweiten harmonischen Komponente, die mit dem Korrekturkomponentenberechnungsabschnitt berechnet werden, zum Korrigieren eines der Ankerwicklung zuzuführenden Stroms.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die erste harmonische Komponente, die die Drehmomentwelligkeit für das magnetische Drehmoment verringern kann, und die zweite harmonische Komponente, die die Drehmomentwelligkeit für das Reluktanzdrehmoment verringern kann, unter Verwendung des vorgegebenen Korrekturkennfelds durch den Korrekturkomponentenberechnungsabschnitt berechnet, während die Grundwellenströme zu dem Zeitpunkt der Maximaldrehmomentsteuerung durch den Grundstromberechnungsabschnitt berechnet werden. In dem Korrekturkennfeld werden die Beziehungen zwischen den Phasenstromwerten und den Korrekturparametern gespeichert. Der Korrekturkomponentenberechnungsabschnitt greift auf das Korrekturkennfeld auf Basis der detektierten Stromwerte zu, um die Parameter so festzulegen, um die erste harmonische Komponente und die zweite harmonische Komponente zu berechnen. Der Stromkorrekturabschnitt korrigiert die Grundwellenströme auf Basis der ersten harmonischen Komponente und der zweiten harmonischen Komponente. Im Ergebnis ist es nicht länger notwendig, dass die Steuereinrichtung ständig die Drehmomentwelligkeit berechnet und anschließend den Befehlswert zum Verringern der Drehmomentwelligkeit berechnet. Daher wird in dem bürstenlosen Motor die Last am Prozessor zu dem Zeitpunkt der Motorsteuerung signifikant reduziert, während die Drehmomentwelligkeit unterdrückt wird.
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Bei der vorstehend erwähnten Steuereinrichtung für einen bürstenlosen Motor kann das Korrekturkennfeld einschließen: ein harmonisches Koeffizientenkennfeld, das eine Beziehung zwischen den Phasenströmen der Ankerwicklung und der Amplitude der ersten harmonischen Komponente und eine Beziehung zwischen den Phasenströmen der Ankerwicklung und der Amplitude der zweiten harmonischen Komponente angibt; und ein Phasenanpassungskennfeld, das eine Beziehung zwischen den Phasenströmen der Ankerwicklung und einer Phasenverschiebung zwischen einer Drehmomentwelligkeitswellenform und der ersten harmonischen Komponente, und eine Beziehung zwischen den Phasenströmen der Ankerwicklung und einer Phasenverschiebung zwischen einer Drehmomentwelligkeitswellenform und der zweiten harmonischen Komponente angibt. Ferner kann der bürstenlose Motor als Antriebsquelle für eine elektrische Servolenkvorrichtung verwendet werden.
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Andererseits wird gemäß der vorliegenden Erfindung ferner eine elektrische Servolenkvorrichtung bereitgestellt, die als Antriebsquelle einen bürstenlosen Motor verwendet, der aufweist: einen Stator, der eine Ankerwicklung mit einer Vielzahl an Phasen einschließt, die dazu führt, dass eine induzierte Spannung zwischen Wendeln eine sinusförmige Wellenform aufweist; und einen Rotor, in dem Permanentmagnete eingebettet sind, wobei der Rotor auf einer Innenseite des Stators vorgesehen ist, sodass er drehbar ist, wobei der bürstenlose Motor den Rotor mit einem magnetischen Drehmoment dreht, das infolge einer magnetischen Anziehungskraft der Permanentmagnete und einem Reluktanzdrehmoment erzeugt wird, das auf Basis einer Induktivitätsdifferenz in einem magnetischen Pfad erzeugt wird, wobei die elektrische Servolenkvorrichtung dazu ausgebildet ist: Berechnen von Grundwellenströmen, die Wicklungsstromwerte angeben, die die Ausgabe eines Maximaldrehmoments in dem bürstenlosen Motor erzeugen, in Übereinstimmung mit einem Lastzustand des bürstenlosen Motors; Berechnen einer ersten harmonischen Komponente mit einer gegenteiligen Phase, mit derselben Amplitude und derselben Periode wie eine Amplitude und eine Periode einer Drehmomentwelligkeit für das magnetische Drehmoment auf Basis eines Korrekturkennfelds, das eine Beziehung zwischen Phasenströmen der Ankerwicklung und einem Parameter, der zum Berechnen der ersten harmonischen Komponente eingesetzt wird, angibt; Berechnen einer zweiten harmonischen Komponente mit einer gegenteiligen Phase, mit derselben Amplitude und derselben Periode wie eine Amplitude und eine Periode einer Drehmomentwelligkeit für das Reluktanzdrehmoment, das in einem Zustand erzeugt wird, in dem die erste harmonische Komponente überlagert ist, auf Basis eines Korrekturkennfelds, das eine Beziehung zwischen den Phasenströmen der Ankerwicklung und einem Parameter, der zum Berechnen der zweiten harmonischen Komponente verwendet wird, angibt; und den Grundwellenströmen jeweiliges Überlagern der ersten harmonischen Komponente und der zweiten harmonischen Komponente zum Korrigieren eines der Ankerwicklung zuzuführenden Stroms.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung werden in der elektrischen Servolenkvorrichtung die Stromkorrekturwerte, die die Drehmomentwelligkeit für das magnetische Drehmoment und die Drehmomentwelligkeit für das Reluktanzdrehmoment verringern können, unter Verwendung des vorgegebenen Korrekturkennfelds festgesetzt, während die Maximaldrehmomentsteuerung durchgeführt wird. In dem Korrekturkennfeld werden die Beziehungen zwischen den Phasenstromwerten und den Korrekturparametern gespeichert. Der Prozessor greift auf das Korrekturkennfeld auf Basis der detektierten Stromwerte zum Ermitteln der Parameter zu. Auf diese Weise ist es nicht länger notwendig, dass der Prozessor ständig die Drehmomentwelligkeit berechnet und anschließend den Befehlswert zum Verringern der Drehmomentwelligkeit berechnet. Daher ist in dem bürstenlosen Motor die Last am Prozessor zu dem Zeitpunkt der Motorsteuerung signifikant reduziert, während die Drehmomentwelligkeit unterdrückt wird. Darüber hinaus wird die Drehmomentwelligkeit auf einen vorgegeben Wert oder weniger reduziert (z. B. 5% oder weniger), zum Verbessern des Lenkgefühls. Im Ergebnis kann das Lenkgefühl verbessert werden, ohne dass ein Hochleistungsprozessor verwendet wird. Daher können die Systemkosten des EPS reduziert werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
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1 ist eine erklärende Ansicht, die eine Konfiguration einer EPS, die einen bürstenlosen Motor verwendet, illustriert;
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2 ist eine Schnittansicht, die eine Konfiguration eines bürstenlosen Motors (6P9S) illustriert, der in der in 1 illustrierten EPS verwendet wird;
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3 ist eine erklärende Ansicht, die eine Konfiguration eines Statorkerns illustriert;
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4 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Steuereinrichtung in der EPS, die in 1 illustriert ist, illustriert;
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5 sind erklärende Graphen, die Drehmomentwelligkeiten von Tm und Tr zeigen;
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6 sind erklärende Graphen, die eine Verarbeitung zum Verringern der Drehmomentwelligkeit für Tm zeigen;
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7 sind erklärende Graphen, die ein Verfahren zum Verringern der Drehmomentwelligkeit für Tr zeigen;
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8 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einem Phasenstromwert und jedem aus Idb, Iqb, Id' und Iq' zeigt;
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9 ist ein Graph, der Beziehungen zwischen den Phasenstromwerten und jedem von α und β zeigt;
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10 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen dem Phasenstromwert und einer Drehmomentwelligkeitsrate für jeden Steuermodus zeigt;
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11 ist eine Schnittansicht, die eine Konfiguration eines bürstenlosen Motors (10P12S), auf den die vorliegende Erfindung angewendet ist, zeigt;
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12 ist ein erklärender Graph, der die Drehmomentwelligkeit in dem in 11 illustrierten bürstenlosen Motor (10P12S) in mechanischem Winkel zeigt; und
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13 ist ein erklärender Graph, der Drehmomentwelligkeiten in dem in 11 illustrierten bürstenlosen Motor (10P12S) in elektrischem Winkel zeigt.
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BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Im Folgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen im Detail beschrieben.
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(1. Ausführungsform)
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1 ist eine erklärende Ansicht, die eine Konfiguration einer EPS, die einen bürstenlosen Motor verwendet, illustriert. Steuerverarbeitung nach der vorliegenden Erfindung wird in der EPS, die in 1 illustriert ist, durchgeführt. Eine elektrische Servolenkvorrichtung (EPS) 1, die in 1 illustriert ist, ist eine Lenkstranghilfe-Typus-Einrichtung zum Anwenden einer Betriebshilfskraft auf eine Lenkwelle 2. In der EPS 1 wird ein bürstenloser Motor 3 (hiernach als „Motor 3” abgekürzt) als Leistungsquelle eingesetzt.
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Ein Lenkrad 4 ist an der Lenkwelle 2 befestigt. Eine auf das Lenkrad 4 wirkende Steuerkraft wird auf eine Spurstange 6 durch ein Ritzel und eine Zahnstange (beide nicht gezeigt), die in einem Lenkgetriebe 5 vorgesehen sind, übertragen. Räder 7 sind jeweils mit beiden Enden der Spurstange 6 verbunden. Die Spurstange 6 wird gemeinsam mit einer Bedienung des Lenkrads 4 zum horizontalen Steuern der Räder 7 durch Gelenkarme (nicht gezeigt) oder dergleichen betätigt.
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In der EPS 1 ist ein Hilfsmotorabschnitt 8, der ein Steuerkrafthilfsmechanismus ist, an der Lenkwelle 2 vorgesehen. Gemeinsam mit dem Motor 3 sind in dem Hilfsmotorabschnitt 8 ein Geschwindigkeitsreduktionsmechanismusabschnitt 9 und ein Drehmomentsensor 11 vorgesehen. In dem Geschwindigkeitsreduktionsmechanismusabschnitt 9 sind eine Schnecke und ein Schneckenrad (beide nicht gezeigt) vorgesehen. Die Drehung des Motors 3 wird auf die Lenkwelle 2 übertragen, nachdem die Drehung durch den Geschwindigkeitsreduktionsmechanismusabschnitt 9 abgebremst wird. Der Motor 3 und der Drehmomentsensor 11 sind mit einer Steuereinrichtung (ECU) 12 verbunden.
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Wenn das Lenkrad 4 zum Drehen der Lenkwelle 2 bedient wird, wird der Drehmomentsensor 11 betätigt. Da ECU 12 liefert dem Motor 3 entsprechend elektrische Leistung auf Basis eines Drehmoments, dass durch den Drehmomentsensor 11 detektiert wird. Wenn der Motor 3 betätigt wird, wird dessen Drehung durch den Geschwindigkeitsreduktionsmechanismusabschnitt 9 auf die Lenkwelle 2 übertragen, um auf diese eine Lenkhilfskraft auszuüben. Die Lenkwelle 2 wird durch die Lenkhilfskraft und eine manuelle Lenkkraft gedreht. Die Drehbewegung der Lenkwelle 2 wird durch Zahnstange-und-Ritzelkopplung innerhalb des Lenkgetriebes 5 in eine lineare Bewegung der Zahnstange übertragen zum Ausführen der Lenkbetätigung der Räder 7.
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2 ist eine Schnittansicht, die eine Konfiguration des Motors 3 illustriert. Wie in 2 illustriert, ist der Motor 3 ein bürstenloser Motor des Innenläufer-Typs mit einem auf der Außenseite vorgesehenen Stator 21 und einem auf der Innenseite vorgesehenen Rotor 22. Der Stator 21 weist ein Gehäuse 23, einen an einer Innenumfangsseite des Gehäuses 23 befestigten Statorkern 24, und Wicklungen 25 auf, die um den Statorkern 24 gewickelt sind. Das Gehäuse 23 ist aus Eisen oder dergleichen aufgebaut und weist eine zylindrische Form mit einem geschlossenen Ende auf. Eine aus synthetischem Harz aufgebaute Klammer 30 ist an einem Öffnungsabschnitt des Gehäuses 23 befestigt. Der Statorkern 24 hat eine Konfiguration, bei der eine große Anzahl an Stahlplatten laminiert sind. Eine Vielzahl an Zähnen sind an der Innenumfangsseite des Statorkerns vorgesehen, sodass sie davon ausgehend hervorstehen. Der Statorkern 24 ist schräg, sodass eine Wellenform einer induzierten Spannung der Wicklung 25 eine sinusförmige Welle wird. Alternativ dazu kann die Schrägung auf der Rotorseite 22 ausgebildet sein.
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3 ist eine erklärende Ansicht, die eine Konfiguration des Statorkerns 24 illustriert. Der Statorkern 24 schließt einen ringförmigen Jochabschnitt 26 und Zähne 27 auf, die so geformt sind, dass sie von dem Jochabschnitt 26 in einer nach innen gerichteten Richtung hervorstehen. Die Anzahl der vorgesehenen Zähne 27 ist neun. Schlitze 28 (neun an der Zahl) sind jeweils zwischen den Zähnen 27 ausgebildet. Daher hat der Motor 3 eine 9-Schlitzkonfiguration. Eine zusätzliche Nut 20 ist an einem distalen Ende von jedem der Zähne 27 ausgebildet. Die Wicklungen 25 sind um die entsprechenden Zähne 27 in konzentrierter Wicklung gewickelt. Die Wicklungen 25 sind in dem jeweiligen Schlitzen 28 untergebracht. Die Wicklungen 25 sind in drei Phasen verbunden, d. h. U-, V- und W-Phasen in Stirn-Verbindungen. Die Wicklungen 25 sind mit einer Batterie (nicht gezeigt) mit einer Zuführleitung 29 verbunden. Phasenströme (U, V und W), die jeweils eine harmonische Komponente enthalten und eine trapezförmige Wellenform aufweisen, werden den Wicklungen 25 zugeführt.
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Der Rotor 22 ist auf der Innenseite des Stators 21 vorgesehen. Der Rotor 22 hat eine Konfiguration, in der eine Drehwelle 31, ein Rotorkern 32 und Magnete 33 koaxial angeordnet sind. An einem Außenumfang der Drehwelle 31 ist der Rotorkern 32, der eine zylindrische Form aufweist und eine große Anzahl an laminierten Stahlplatten einschließt, befestigt. Sechs Schlitze, die sich in einer axialen Richtung der Drehwelle 31 durch den Rotorkern erstrecken, sind an dem Rotorkern 32 vorgesehen. Die Magnete 33 sind in den jeweiligen Schlitzen vorgesehen. Der Motor 3 hat eine IPM-Motorstruktur. Sechs Magnete 33 sind entlang der Umfangsrichtung vorgesehen. Der Motor 3 hat eine 6-Pol, 9-Schlitz (6P9S) Konfiguration.
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Ein Endabschnitt der Drehwelle 31 ist durch ein Lager 35 drehbar gelagert. Der andere Endabschnitt der Drehwelle 31 ist durch ein Lager 36 drehbar gelagert. Das Lager 35 ist in einen Bodenabschnitt des Gehäuses 23 pressgepasst. Das Lager 36 ist an einer Klammer 30 befestigt. An dem Endabschnitt der Drehwelle 31 (dem linken Endabschnitt in 2), der an der Klammer 30 befestigt ist, ist ein Keilabschnitt 37 ausgebildet. Die Drehwelle 31 ist mit der Schneckenwelle des Geschwindigkeitsreduktionsmechanismusabschnitts 9 mit einem Gelenkelement (nicht gezeigt) verbunden. Die Schnecke ist auf der Schneckenwelle ausgebildet. Die Schnecke steht mit dem Schneckenrad in dem Geschwindigkeitsreduktionsmechanismusabschnitt 9 in Kämmeingriff. Das Schneckenrad ist an der Lenkwelle 2 befestigt.
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In der Klammer 30 sind das Lager 36 und ein Drehmelder (Winkelsensor) 41 zum Detektieren einer Drehposition des Rotors 22 aufgenommen. Der Drehmelder 41 schließt einen Drehmelderstator 42, der an einer Seite der Klammer 30 befestigt ist, und einen Drehmelderrotor 43, der auf der Seite des Rotors 22 befestigt ist, ein. Eine Spule 44 ist um den Drehmelderstator 42 gewickelt. In der Spule 44 sind eine Erregerspule und eine Detektionsspule eingeschlossen. Auf der inneren Seite des Drehmelderstators 42 ist der Drehmelderrotor 43 vorgesehen. Der Drehmelderrotor 43 hat eine Konfiguration, bei der Metallplatten laminiert sind.
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Konvexe Abschnitte werden auf dem Drehmelderrotor 43 in drei Richtungen ausgebildet.
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Wenn sich die Drehwelle 31 dreht, dreht sich auch der Drehmelderrotor 43 in den Drehmelderstator 42. Auf die Erregerspule des Drehmelderstators 42 wird ein Hochfrequenzsignal angewendet. Durch die Annäherung und Trennung der konvexen Abschnitte verändert sich eine Phase der Signalausgabe der Detektionsspule. Durch den Vergleich zwischen dem detektierten Signal und einem Referenzsignal wird eine Drehposition des Rotors 22 detektiert. Dann wird der Strom auf die Wicklung 25 auf Basis der Drehposition des Rotors 22 geschaltet, entsprechend um den Rotor 22 zur Drehung anzutreiben.
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In der vorstehend beschriebenen EPS 1 bewegt sich die Zahnstange, wenn das Lenkrad 4 zum Drehen der Lenkwelle 2 betätigt wird, zum Ausführen der Lenkbetätigung in einer mit der Drehung übereinstimmenden Richtung. Durch das Bedienen des Lenkrads 4 wird der Drehmomentsensor 11 betätigt. Elektrische Leistung wird den Wicklungen 25 von einer Batterie (nicht gezeigt) durch eine Zuführleitung 29 in Übereinstimmung mit dem Drehmoment, dass mit dem Drehmomentsensor 11 detektiert worden ist, bereitgestellt. Wenn die elektrische Leistung den Wicklungen 25 bereitgestellt wird, wird der Motor 3 zum Drehen der Drehwelle 31 und der Schneckenwelle betätigt. Die Drehung der Schneckenwelle wird durch das Schneckenrad auf die Lenkwelle 2 zum Unterstützen der Lenkkraft übertragen.
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4 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Steuereinrichtung 50 für das EPS 1 illustriert. In der Steuereinrichtung 50 wird ein Steuerverfahren nach der vorliegenden Erfindung ausgeführt. Wie vorstehend beschrieben, wird der Antrieb der EPS 1 auf Basis des mit dem Drehmomentsensor 11 detektierten Werts und der Drehpositionsinformation des Rotors 22, die durch den Drehmelder 41 detektiert wird, gesteuert. Wie in 4 illustriert, wird dem Motor 3 als der Winkelsensor der Drehmelder 41 bereitgestellt. Die Drehposition des Rotors wird von dem Drehmelder 41, einem Strombefehlsabschnitt 51 als Rotor-Drehpositionsinformation eingegeben. Gemeinsam mit dem Betrieb des Lenkrads 4 wird von dem Drehmomentsensor 11 ein Drehmomentwert, der eine Last für den Motor 3 wird, als Motorlastinformation an den Strombefehlsabschnitt 51 eingegeben. In einem Stadium vor dem Strombefehlsabschnitt 51 ist ein Rotorumdrehungsberechnungsabschnitt 61 vorgesehen. Der Rotorumdrehungsberechnungsabschnitt 61 berechnet die Anzahl an Umdrehungen des Rotors 22 auf Basis der Rotor-Drehpositionsinformation. Die Rotorumdrehungsinformation wird von dem Rotorumdrehungsberechnungsabschnitt 61 auch dem Strombefehlsabschnitt 51 eingegeben.
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Der Strombefehlsabschnitt 51 schließt einen Grundstromberechnungsabschnitt 52 ein. Der Grundstromberechnungsabschnitt 52 führt auf Basis der detektierten Werte, wie dem Drehmomentwert und der Rotorumdrehung, eine Berechnungsverarbeitung zum Berechnen einer Grundstrommenge, die dem Motor 3 bereitzustellen ist, durch. Der Grundstromberechnungsabschnitt 52 berechnet die Menge an Strom, die dem Motor 3 zuzuführen ist, aus der Rotordrehpositionsinformation des Drehmelders 41, der Rotorumdrehungsinformation und der Motorlastinformation. Der Grundstromberechnungsabschnitt 52 berechnet Grundwellenströme Idb und Iqb aus Id und Iq, mit denen ein maximales Drehmoment ermittelt werden kann, als die Menge an zuzuführendem Strom, für eine d-Achse (eine Komponente in einem kartesischen Koordinatensystem, die nicht zu dem Drehmoment beiträgt) und eine q-Achse (eine Komponente in einem kartesischen Koordinatensystem, die zu dem Drehmoment beiträgt).
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Der Strombefehlsabschnitt 51 schließt auch ein Korrekturkennfeld 58 zum Verringern einer Drehmomentwelligkeit eines magnetischen Drehmoments Pm und einer Drehmomentwelligkeit eines Reluktanzdrehmoments Tr ein. Die beiden durch den Motorstrom generierten Drehmomentwelligkeiten unterscheiden sich für jeden Motor. Daher wird für jeden Motor ein zugeordnetes Korrekturkennfeld 58 bereitgestellt. Das Korrekturkennfeld 58 speichert Korrekturdaten (ein harmonisches Koeffizientenkennfeld 62 und ein Phasenanpassungskennfeld 63), die durch individuelles Untersuchen jeder der Drehmomentwelligkeiten Tm und Tr im Voraus ermittelt werden, zum Korrigieren der Grundwellenströme Idb und Iqb, um jede der Drehmomentwelligkeiten zu verringern. Die Korrekturdaten des Korrekturkennfelds 58 werden im Voraus durch ein Experiment oder eine Analyse ermittelt. Hier werden die Beziehungen zwischen den Phasenstromwerten der Wicklungen 25 und Korrekturparametern gespeichert.
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Der Strombefehlsabschnitt 51 schließt ferner einen Korrekturkomponentenberechnungsabschnitt 59 und einen Stromkorrekturabschnitt 60 ein. Der Stromwert des Motors 3, der mit dem Stromsensor 64 detektiert wird, wird zu dem Korrekturkomponentenberechnungsabschnitt 59 und dem Stromkorrekturabschnitt 60 zurückgeführt. Der Stromkorrekturabschnitt 60 korrigiert die Grundwellenströme Idb und Iqb, die im Voraus in dem Grundwellenberechnungsabschnitt 52 berechnet werden, unter Verwendung des Korrekturkennfelds 58 zum Ausgeben der korrigierten Ströme als Strombefehlswerte Id' und Iq' an einen Vektorsteuerabschnitt 53. Zu diesem Zeitpunkt erwirbt der Korrekturkomponentenberechnungsabschnitt 59 die Korrekturparameter unter Verwendung des Korrekturkennfelds 58 aus den Phasenstromwerten, die durch den Stromsensor 64 detektiert werden. Der Stromkorrekturabschnitt 60 überlagert den Grundwellenströmen Idb und Iqb vorgegebene harmonische Komponenten auf Basis der Korrekturergebnisse zum Erzeugen der Strombefehlswerte Id' und Iq'.
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Der Vektorsteuerabschnitt 52 schließt ein Proportional-Integral-(PI)Steuerabschnitt 54d für die d-Achse, einen PI-Steuerabschnitt 54q für die q-Achse, und einen Koordinatenachsenumwandlungsabschnitt (dq/UVW) 55 ein. Die Strombefehlswerte Id' und Iq' werden jeweils an die PI-Steuerabschnitte 54d und 54q eingegeben. Detektierte Stromwerte I(d) und I(q), die durch d-q-Achsenumwandlung der Motorstromwerte der drei Phasen (U, V, W) durch einen Koordinatenabschnittumwandlungsabschnitt (UVW/dq) 56 ermittelt werden, werden jeweils den PI-Steuerabschnitten 54d und 54q eingegeben. Die PI-Steuerabschnitte 54d und 54q führen jeweils auf Basis der Strombefehlswerte Id' und Iq' und der detektierten Stromwerte I(d) und I(q) PI-Berechnungsverarbeitung zum Berechnen von Spannungsbefehlswerten Vd und Vq für die d-Achse und die q-Achse aus. Die Spannungsbefehlswerte Vd und Vq werden an den Koordinatenachsenumwandlungsabschnitt 55 eingegeben, um in Spannungsbefehlswerte Vu, Vv und Vw der drei Phasen (U, V, W) umgerechnet zu werden, und werden dann ausgegeben. Die von dem Koordinatenachsenumwandlungsabschnitt 55 ausgegebenen Spannungsbefehlswerte Vu, Vv und Vw werden durch einen Wechselrichter 57 auf den Motor 3 angewendet.
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Hier wird ein Gesamtdrehmoment Tt des Motors 3, wie vorstehend beschrieben, aus gedrückt durch: Tt = Tm + Tr
= t·φa·Iq + p·(Ld – Lq)·Id·Iq
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Die Drehmomentwelligkeiten von Tm und Tr unterscheiden sich voneinander, während die Drehmomentwelligkeiten beide Iq enthalten. Daher können, selbst wenn Iq zum Verringern der Drehmomentwelligkeiten festgesetzt ist, die anderen Drehmomentwelligkeiten nicht verringert werden. Zudem enthält Tr auch Id. Daher ist es extrem schwer, Tm und Tr zum Zeitpunkt des Betriebs des Motors aus Tt individuell zu extrahieren, um die Drehmomentwelligkeiten simultan zu reduzieren, um die Drehmomentwelligkeit des gesamten Motors auf einmal zu verringern.
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Daher wird bei der vorliegenden Erfindung die Drehmomentwelligkeit für Tm und Tr von Beginn an einzeln berücksichtigt. Der Iq-Wert zum Verringern der Drehmomentwelligkeit für Tm wird zuerst festgesetzt. Als nächstes wird, unter Berücksichtigung des korrigierten Iq-Werts, der Id-Wert zum Verringern der Drehmomentwelligkeit für Tr festgesetzt. Zu diesem Zeitpunkt wird, in der Steuerverarbeitung der vorliegenden Erfindung, die Drehmomentwelligkeit nicht wie bei der gängigen Verarbeitung sequentiell berechnet. Stattdessen werden die harmonischen Komponenten, die Wellenformen aufweisen, die die Drehmomentwelligkeit auslöschen, auf Basis des Korrekturkennfelds addiert, unter Berücksichtigung der Eigenschaft (Wellenform) der Drehmomentwelligkeit. Auf dem Korrekturkennfeld 58 sind die Beziehungen zwischen Parametern, die zum Festsetzen der harmonischen Komponenten und der Phasenströme verwendet werden, gezeigt. Unter Bezugnahme auf das Korrekturkennfeld 58 werden die zu überlagernden harmonischen Komponenten unmittelbar aus effektiven Werten der Phasenströme des Motors 3 berechnet, welche durch den Stromsensor 64 detektiert werden. Durch Addieren der harmonischen Komponenten zu den Grundwellenströmen, werden die Strombefehlswerte Id' und Iq', die eine Komponente zum simultanen Auslöschen der Drehmomentwelligkeit für Tm und der Drehmomentwelligkeit für Tr enthalten, festgesetzt. Im Ergebnis wird die Drehmomentwelligkeit des gesamten Motors auf einmal verringert. Im Folgenden wir die Steuerverarbeitung, die vorstehend beschrieben wurde, spezifisch unter Bezugnahme auf 5–7 beschrieben.
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Zuerst werden wie in 5(a) gezeigt, in dem 6-Pol 9-Schlitz-Motor wie im Fall des Motors 3 Drehmomentwelligkeiten, die jeweils 18 Spitzen aufweisen, jeweils für Tm und Tr für eine Umdrehung (mechanischer Winkel von 360°) des Rotors erzeugt. Die Drehmomentwelligkeiten von Tm und Tr unterscheiden sich jedoch in Phase und Amplitude (5(b)). Daher kann die harmonische Komponente, die eine gegenteilige Phase aufweist, die beide der Drehmomentwelligkeiten simultan verringern kann, nicht festgesetzt werden. Daher wird die Drehmomentwelligkeit, wie vorstehend beschrieben für Tm und Tr einzeln berücksichtigt. Die Welligkeit von Tm (= p·φa·Iq (Iq: konstant)) in dem 6-Pol 9-Schlitz-Motor hat: 18/3 = 6. Ordnung (sechs Spitzen) in elektrischem Winkel, wie in 6(a) gezeigt. Die Welligkeit von Tm/Iq = p·φa hat auch 6.Ordnung (sechs Spitzen) in elektrischem Winkel, wie in 6(b) gezeigt.
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Daher wird die Drehmomentwelligkeit für Tm durch Multiplizieren der Welligkeit mit 6n-tel (n ist eine positive ganze Zahl; n = 1 in diesem Fall) Iq(a), mit der gegenteiligen Phase, wie in 6(c) gezeigt, ausgelöscht um 0 zu werden (6(d)). Im Speziellen wird, um die Drehmomentwelligkeit für Tm zu verringern, eine harmonische Komponente 6.Ordnung (erste harmonische Komponente) zu der Grundwelle von Iq addiert, um den Strombefehlswert Iq' festzusetzen, wie durch den nachstehenden Ausdruck ausgedrückt. Iq'(θ) = Iqb(Grundwellenstrom) + Bsino(θ + β)
(B): harmonischer Amplitudenkoeffizient, β: Phasenverschiebung, θ: Drehwinkel (in elektrischem Winkel)
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Wie vorstehend beschrieben wird die Drehmomentwelligkeit für Tm auf 0 verringert und Iq wird zu diesem Zeitpunkt mit Iq(h) bezeichnet. Das Gesamtdrehmoment Tt(h) zu diesem Zeitpunkt wird mit der Summe des magnetischen Drehmoments Tm(h) identisch, und das Reluktanzdrehmoment Tr(h) mit Iq(h), und Tt(h) = Tm(h) + Tr(h)
= P·φa·Iq(h) + P·(Ld – Lq)·Id·Iq(h) wird ermittelt. In dem oben beschriebenen Ausdruck ist die Drehmomentwelligkeit für Tm in dem ersten Term 0 und ist daher konstant. Andererseits weist der zweite Term die Drehmomentwelligkeit, die Iq(h) enthält, auf. Spezifisch wird, wenn Iq'(θ), wie oben beschrieben, verwendet wird, die Drehmomentwelligkeit für Tm 0. Dir Drehmomentwelligkeit für Tm wird jedoch für einige Iq(h) nicht eliminiert.
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Daher wird Tr(h) = p·(Ld – Lq)·Id·Iq(h) erneut untersucht. Sogar in diesem Fall hat die Welligkeit von Tr(h) in dem 6-Pol 9-Schlitz-Motor die 6.Ordnung in elektrischem Winkel, wie im vorstehend beschriebenen Fall, wie in 7(a) gezeigt. Andererseits, wenn berücksichtigt wird, dass Id konstant ist, wie es im Fall von normaler Maximaldrehmomentsteuerung der Fall ist, hat die Welligkeit von Tr(h)/Id = p·(Ld – Lq)·Iq(h) auch die 6.Ordnung (sechs Spitzen) in elektrischem Winkel, wie in 7(b) gezeigt. Daher wird die Drehmomentwelligkeit von Tr(h), wenn die Drehmomentwelligkeit von Tr(h) mit Id(h) mit der gegenteiligen Phase (6n-ter Ordnung (n ist eine positive ganze Zahl; n = 1 in diesem Fall)), wie in 7(c) gezeigt, ausgelöscht, um 0 zu werden (7(d)). Spezifisch ist es, um die Drehmomentwelligkeit für Tr zu verringern, nur notwendig, eine harmonische Komponente 6.Ordnung (zweite harmonische Komponente) zu der Grundwelle von Id zu addieren, um den Strombefehlswert Id', durch den nachstehenden Ausdruck ausgedrückt, festzusetzen. Id'(θ) = Idb(Grundwellenstrom) + Asin6(θ + α)
(A: harmonischer Amplitudenkoeffizient, α: Phasenverschiebung, θ: Drehwinkel (in elektrischem Winkel))
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Die vorstehend beschriebenen Punkte werden wie folgt zusammengefasst. Um die Welligkeit des Gesamtdrehmoments Tt zu verringern wird die Welligkeit für Tm zuerst auf 0 festgesetzt. Danach wird die Bedingung, unter welcher die Welligkeit für Tr auf 0 festgesetzt werden kann, untersucht. Im Ergebnis ist es nur notwendig, die Strombefehlswerte Id' und Iq', wie durch die nachstehenden Ausdrücke ausgedrückt, zu korrigieren. Id'(θ) = Idb + Asin6(θ + α) (Ausdruck 1) Iq'(θ) = Iqb + Bsin6(θ + α) (Ausdruck 2)
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Die harmonischen Amplitudenkoeffizienten A und B bezeichnen Amplituden der harmonischen Komponenten 6.Ordnung, die gegenteilige Phasen aufweisen, die zum Auslöschen der Drehmomentwelligkeiten hinzuaddiert werden. Die Phasenverschiebung α bezeichnet eine Phasenverschiebung zwischen der Drehmomentwelligkeit-Wellenform für Tm und sinθ, wohingegen die Phasenverschiebung β eine Phasenverschiebung zwischen der Drehmomentwelligkeit-Wellenform für Tr und sinθ bezeichnet. In diesem Fall haben die Welligkeit für Tm und die Welligkeit für Tr unterschiedliche Wellenformen. Daher werden die unterschiedlichen Werte α und β jeweils in die Ausdrücke 1 und 2 eingesetzt.
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Auf Basis der vorstehend erwähnten Ergebnisse der Untersuchung, werden, im System der vorliegenden Erfindung, Idb und Iqb (Grundwellenströme) in dem Grundstromberechnungsabschnitt 52 ermittelt. Danach werden Idb und Iqb in dem Stromkorrekturabschnitt 60 zum Festsetzen der Strombefehlswerte Id' und Iq' korrigiert. Zu diesem Zeitpunkt ermittelt der Stromberechnungsabschnitt 60 A, B, α und β aus dem harmonischen Koeffizientenkennfeld 62 und dem Phasenanpassungskennfeld 63 auf Basis des detektierten Stromwerts (Phasenstromwert) zum Berechnen der Strombefehlswerte Id' und Iq'. In dem harmonischen Koeffizientenkennfeld 62 werden die Beziehungen zwischen den Phasenstromwerten und den harmonischen Amplitudenkoeffizienten A und B gespeichert. In dem Phasenanpassungskennfeld 63 werden die Beziehungen zwischen den Phasenstromwerten und den Phasenverschiebungen α und β gespeichert. Der Stromkorrekturabschnitt 60 berechnet die Strombefehlswerte Id' und Iq' auf Basis der Ausdrücke 1 und 2 unter Bezugnahme auf die Kennfelder 62 und 63.
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8 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen den Phasenstromwerten und jeder von Idb, Iqb, Id' und Iq' zeigt. Wie in 8 gezeigt haben Werte von Id' und Iq' (Wellenlinien) jeweils vertikale Breiten mit Idb und Iqb (durchgezogene Linien) als ihre Mittelpunkte. Die Breiten korrespondieren zu Veränderungen in numerischen Werten in den zweiten Termen in den Ausdrücken 1 und 2, d. h. die Amplituden A und B der harmonischen Komponenten. Die harmonischen Komponenten 6.Ordnung mit den Amplituden A und B werden jeweils zu Idb und Iqb addiert, und Id' und Iq', wie durch die Wellenlinien in 8 angegeben, festzusetzen. In dem harmonischen Koeffizientenkennfeld 62 werden die Amplituden A und B (Breiten zwischen den Wellenlinien), wie vorstehend beschrieben, gespeichert, um mit den Phasenstromwerten zu korrespondieren. Der Stromkorrekturabschnitt 60 ermittelt die harmonischen Amplitudenkoeffizienten A und B in den Ausdrücken 1 und 2 jeweils durch Verwendung des harmonischen Koeffizientenkennfelds 62 von dem Phasenstromwert, der mit dem Stromsensor 64 detektiert wird.
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9 ist ein Graph, der jeweils die Beziehung zwischen den Phasenstromwerten und α bzw. β zeigt. Wie vorstehend beschrieben, haben α und β verschiedene Werte für Tm und Tr und haben auch verschiedene Phasen, in Abhängigkeit des Phasenstromwerts. Daher ist es notwendig, Veränderungen in α und β, die von dem Phasenstromwert abhängen, zu berücksichtigen. 9 zeigt solche Veränderungen in α und β. In dem Phasenanpassungskennfeld 63 werden die Beziehungen, die in 9 gezeigt sind, gespeichert. Der Stromkorrekturabschnitt 60 ermittelt die Phasenverschiebung α und β in den Ausdrücken 1 und 2 jeweils durch Verwendung des Phasenanpassungskennfelds 63 von den Phasenstromwerten, die mit dem Stromsensor 64 detektiert werden.
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Durch Verwendung des vorstehend beschriebenen Steuermodus wurde, in dem System der vorliegenden Erfindung, die Drehmomentwelligkeitsrate in einem Hochlastbereich erfolgreich auf 5% oder weniger reduziert, während ein Prozessor, der mit einem gängigen Prozessor vergleichbar ist, verwendet wurde. 10 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen dem Phasenstromwert und der Drehmomentwelligkeitsrate für jeden Steuermodus aufzeigt. Wie in 10 gezeigt, überstieg die Drehmomentwelligkeitsrate in dem Fall 5%, in dem nur eine konventionelle Maximaldrehmomentsteuerung durchgeführt wurde (durch den Pfeil a angedeutet), in der Nähe von 45 Arms des Phasenstromwerts (effektiver Wert). Andererseits wurde, in dem Fall in dem die Steuerung nach der vorliegenden Erfindung über den gesamten Strombereich durchgeführt wurde (durch den Pfeil b angegeben), die Drehmomentwelligkeitsrate auf 5% oder weniger reduziert, selbst wenn der Phasenstromwert 80 Arms überstieg. Daher wird in der EPS, die das Steuerverfahren und die Steuereinrichtung nach der vorliegenden Erfindung verwendet, die Drehmomentwelligkeit nicht erhöht, selbst wenn die Last am Motor zunimmt, wie in dem Fall, in dem stationäres Lenken oder dergleichen ausgeführt wird. Im Ergebnis kann das Lenkgefühl verbessert werden.
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Zudem wird in dem Motor, in dem der Strom über einen großen Bereich verwendet wird, wie im Fall für den Motor für das EPS, die Umdrehung auf der Seite niedriger Last extrem hoch. Daher besteht, wenn die harmonischen Wellen 6.Ordnung über den gesamten Bereich überlagert werden, die Möglichkeit, dass eine Verarbeitungsgeschwindigkeit des Prozessors in einem Bereich hoher Umdrehung nicht mithält. Daher wurde, in Anbetracht der Steuerverarbeitung zu dem Zeitpunkt der Drehung mit hoher Umdrehung, wenn die Last niedrig war (30 Arms oder weniger) ein Steuermodus ausgeführt, in dem nur Maximaldrehmomentsteuerung durchgeführt wurde (ohne Addition der harmonischen Komponenten 6.Ordnung), und das Umschalten der Steuerung auf die vorstehend beschriebene Steuerverarbeitung wurde ausgeführt, wenn die Last 30 Arms überschritt (durch den Pfeil c angegeben). Selbst in diesem Fall wurde die Drehmomentwelligkeitsrate für den gesamten Strombereich erfolgreich auf 5% oder weniger reduziert. Es wurde ebenfalls ermittelt, dass die Drehmomentwelligkeitsrate auf 5% oder weniger reduziert wurde, wenn die harmonischen Wellen nach Bedarf addiert wurden. In dem oben beschriebenen Steuermodus kann die Last am Prozessor in dem Hochumdrehungsbereich reduziert werden, um die Rechenlast in der Steuereinrichtung zu reduzieren. Daher ist der Steuermodus extrem effektiv zum Reduzieren der Steuerlast in dem Motor für die EPS.
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Ferner wurde die Verbesserung der Drehmomentwelligkeitsrate selbst in dem Fall beobachtet, in dem die Maximaldrehmomentsteuerung durchgeführt wurde, während die harmonische Komponente nur zu einem von Id und Iq (nur Id = Verbesserung der Welligkeit für Tr: angegeben durch den Pfeil d, nur Iq = Verbesserung der Welligkeit für Tm: angegeben durch den Pfeil e)) addiert wurde, gegenüber dem Fall, in dem nur die Maximaldrehmomentsteuerung durchgeführt wurde. Die Drehmomentwelligkeitsrate überschritt jedoch 5% für beide, Id und Iq, in dem Hochlastbereich, in dem die Last 60–70 Arms oder höher betrug. Daher wurde herausgefunden, dass es bevorzugt ist, die harmonischen Komponenten sowohl zu Id und Iq zu addieren.
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Wie vorstehend beschrieben, wird bei der Steuerverarbeitung nach der vorliegenden Erfindung eine Anschnittwinkelsteuerung zum Erzielen des maximalen Drehmoments durchgeführt. Gleichzeitig wird die Drehmomentwelligkeit für Tm und Tr einzeln berücksichtigt. Die Strombefehlswerte Id' und Iq', die die jeweiligen Drehmomentwelligkeiten verringern können, werden unter Verwendung des voreingestellten Korrekturkennfelds festgesetzt. In dem Korrekturkennfeld sind die Beziehungen zwischen den effektiven Stromwerten jeder Phase und der Korrekturparameter gespeichert. Die Steuereinrichtung nimmt zum Ermitteln des Parameters in Abhängigkeit des detektierten Stromwerts Bezug auf das Korrekturkennfeld. Spezifisch sind benötigte Konstanten bei der vorliegenden Erfindung vor-abgebildet. Der Prozessor kann die Strombefehlswerte Id' und Iq' nur durch Bezugnahme auf die Konstanten berechnen. Im Ergebnis muss die Steuereinrichtung nicht länger ständig die Drehmomentwelligkeit berechnen, um anschließend den Befehlswert zum Verringern der Drehmomentwelligkeit berechnen zu können. Dementsprechend kann die Last am Prozessor in der Steuerung des IPM-Motors merklich reduziert werden.
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(2. Ausführungsform)
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Als nächstes wird eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der Fall, in dem die vorliegende Erfindung auf einen bürstenlosen Motor mit einer 10-Pol 12-Schlitz (10P12S) Konfiguration angewendet wird, beschrieben. Bei der folgenden Ausführungsform werden dieselben Elemente und Abschnitte wie jene bei der ersten Ausführungsform mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die Beschreibung hiervon wird ausgelassen.
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11 ist eine erklärende Ansicht, die eine Konfiguration eines bürstenlosen Motors 71 (hiernach als „Motor 71” abgekürzt) illustriert. Ähnlich schließt ein Statorkern 72 des bürstenlosen Motors 71 den ringförmigen Jochabschnitt 26 und die Zähne 27 ein, die so geformt sind, dass sie in der nach innen laufenden Richtung von dem Jochabschnitt 26 hervorstehen. Die Anzahl an vorgesehenen Zähnen 27 ist zwölf. Die Schlitze 28 (zwölf an der Zahl) sind zwischen den Zähnen 27 ausgebildet. Auf der Innenseite des Statorkerns 72, ist der Rotor 22 vorgesehen. Ähnlich wie bei dem Motor 3 der ersten Ausführungsform sind die Magnete 33 in dem Rotorkern 32 eigebettet (IPM-Motorstruktur). Zehn Magnete 33 sind entlang der Umfangsrichtung angeordnet. Daher hat der Motor 71 eine 10-Pol 12-Schlitz Konfiguration.
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Bei dem Motor 71 mit der vorstehend beschriebenen 10-Pol 12-Schlitz Konfiguration werden die Drehmomentwelligkeiten in der in 12 gezeigten Form generiert. 12 ist ein erklärender Graph, der die Drehmomentwelligkeiten zeigt, die in dem bürstenlosen Motor (10P12S) generiert werden, wie in 11 im mechanischen Winkel illustriert. Andererseits sind die in 12 gezeigten Drehmomentwelligkeiten in elektrischem Winkel ausgedrückt, wie in 13 gezeigt. Die Welligkeiten für Tm und Tr haben die 6.Ordnung (sechs Spitzen), wie in dem Fall der 6 und 7. Daher kann die Welligkeit des Gesamtdrehmoments Tt auch bei dem 10P12S-Motor 71 mit derselben Technik, die bei der ersten Ausführungsform eingesetzt wurde, verringert werden. Im Speziellen wird zunächst durch die harmonische Komponente (erste harmonische Komponente) mit der gegenteiligen Phase, die dieselbe Amplitude und dieselbe Periode wie jene von Tm aufweist, die Welligkeit für Tm auf 0 reduziert. Danach wird die harmonische Komponente (zweite harmonische Komponente) mit der gegenteiligen Phase, die dieselbe Amplitude und dieselbe Periode aufweist und in einem Zustand, in dem die erste harmonische Komponente überlagert ist, erzeugt wird, dem Grundwellenstrom überlagert. Im Ergebnis kann die Welligkeit für Tr auf 0 reduziert werden, um die Welligkeit des Gesamtdrehmoments Tr in dem Motor 71 zu verringern.
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Wie vorstehend beschrieben, ist die Technik der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nicht nur auf die Motoren mit einer 2P3S·m-Konfiguration wie 6P9S und 8P12S auf Basis der 2P3S-Konfiguration anwendbar, sondern auch auf Motoren mit 10P12S, 14P12S und anderen solchen Konfigurationen, in denen eine Welligkeit mit 6 Spitzen über den elektrischen Winkel von 360° wird, auf die genau selbe Art und Weise. Im Speziellen kann nach der vorliegenden Erfindung, für jeden der Motoren, in dem die Welligkeitswellenform im elektrischen Winkel ausgedrückt dieselbe Ordnung wie jene in der Erfindung der vorliegenden Anmeldung aufweist, die Drehmomentwelligkeit reduziert werden, indem ähnliche harmonische Komponenten addiert werden, unabhängig von der Anzahl an Polen und der Anzahl an Schlitzen.
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Es ist offensichtlich, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die Ausführungsformen, die vorstehend beschrieben worden sind, beschränkt ist, und verschiedene Abwandlungen sind möglich, ohne dass der Kern hiervon verlassen wird.
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Zum Beispiel werden bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen die harmonischen Wellen 6n-ter Ordnung addiert, um in Id und Iq enthalten zu sein, auf Basis der Motorspezifikationen bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen. Die Ordnung der harmonischen Wellen, die hinzuzuaddieren sind, um darin enthalten zu sein, wird nach Bedarf geändert, in Abhängigkeit der Motorspezifikation. Zudem können die Effekte der Reduktion der Drehmomentwelligkeit selbst durch ausschließliches Addieren der harmonischen Welle zu Iq in dem Fall, in dem der Beitrag von Tm groß ist, und ausschließlich zu Id in dem Fall, in dem der Beitrag von Tr groß ist, erzeugt werden. Daher sind die harmonischen Wellen 6n-ter Ordnung nicht zwingendermaßen benötigt, um zu Id und Iq addiert zu werden.
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Bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen wurde das Beispiel, in dem der IPM-Motor als der bürstenlose Motor verwendet wird, beschrieben. Ein geeigneter Motor ist jedoch nicht darauf limitiert.
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Im Speziellen ist die vorliegende Erfindung auch auf einen bürstenlosen Motor anwendbar, der eine Struktur aufweist, in der beispielsweise die Magnete an dem Außenumfang des Rotors befestigt sind, solange der bürstenlose Motor durch das magnetische Drehmoment, das durch eine magnetische Anziehungskraft der Permanentmagneten erzeugt wird, und das Reluktanzdrehmoment auf Basis der Induktivitätsdifferenz in einem magnetischen Pfad gedreht wird.
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Ferner wurde bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen das Beispiel, in dem die vorliegende Erfindung auf die EPS angewendet wird, beschrieben. Ein Objekt, auf welches die vorliegende Erfindung angewendet wird, ist jedoch nicht auf die EPS beschränkt. Die vorliegende Erfindung kann auch auf Motoren angewendet werden, die in Elektrofahrzeugen, Hybridfahrzeugen, Hauselektrogeräten wie beispielsweise einer Klimaanlage, verschiedenen industriellen Maschinen und dergleichen verwendet werden.
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Um die Drehmomentwelligkeit zu reduzieren, ist es bevorzugt, den Stator oder den Rotor des Motors 3 zu kippen, um Maßnahmen einzuleiten, die die Wellenform der induzierten Spannung soweit wie möglich in eine sinusförmige Welle umwandeln. Mit den Spezifikationen einschließlich der Wellenform der induzierten Spannung, nahe zu der sinusförmigen Welle, die durch Kippen erzeugt wird, kann die Drehmomentwelligkeit auf 5% oder weniger reduziert werden, selbst nur mit der Gesamtdrehmomentsteuerung in dem Fall, in dem der Beitrag des Reluktanzdrehmoments zu dem Gesamtdrehmoment kleiner ist als 10%.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- JP 2004-64909 [0006, 0007]
