DE102012107882B4

DE102012107882B4 - Treiberschaltung zum effizienten Ansteuern einer grossen Anzahl von LEDs

Info

Publication number: DE102012107882B4
Application number: DE102012107882.3A
Authority: DE
Inventors: Andrea Logiudice
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2011-08-26
Filing date: 2012-08-27
Publication date: 2022-10-27
Anticipated expiration: 2032-08-28
Also published as: US9408266B2; US8773038B2; US20140292201A1; CN102958251A; US20130049599A1; CN102958251B; DE102012107882A1

Abstract

Eine Schaltung zum Ansteuern einer Vielzahl von in Serie geschalteten LEDs (LD1, LD2, ..., LDN); die Schaltung weist auf:einen als Stromquelle betreibbaren Schaltwandler (QM), der mit der Vielzahl von LEDs (LD1, LD2, ..., LDN) verbunden ist, um diesen einen konstanten Laststrom (iQM) zuzuführen, wobei der Schaltwandler eine Spule (LBUCK; LCUK2; LZETA2) aufweist, die derartig mit der Vielzahl von LEDs (LD1, LD2, ..., LDN) verbindbar ist, dass durch die Spule und die Vielzahl von LEDs der gleiche Laststrom (iQM) fließt, und wobei keine oder eine vernachlässigbar geringe Kapazität an den Schaltungsknoten zwischen der Spule und der Vielzahl von LEDs gekoppelt ist; undeine Vielzahl von potentialfreien Treiberschaltungen (21, 22, ..., 2N), wobei jede potentialfreie Treiberschaltung (21, 22, ..., 2N) parallel zu einer zugehörigen LED (LD1, LD2, ..., LDN) aus der Vielzahl von LEDs schaltbar ist, wobei jede potentialfreie Treiberschaltung (21, 22, ..., 2N) dazu ausgebildet ist, zur Steuerung des von der jeweiligen LED (LD1, LD2, ..., LDN) emitierten Lichts nach Maßgabe eines zugehörigen modulierten Eingangssignals (PWM1, PWM2, ..., PWMN) den Laststrom (iQM) voll oder teilweise zu übernehmen, wodurch ein Bypass um die jeweilige LED (LD1, LD2, ..., LDN) gebildet wird.

Description

Die Erfindung betrifft das Gebiet der Treiberschaltungen für Leuchtdioden (light emitting diodes, LEDs), insbesondere für eine große Anzahl von LEDs, welche beispielsweise in einem Flachbildschirm verwendet werden.
Leuchtdioden (LEDs) werden zunehmend verwendet für Beleuchtungs- und Displayanwendungen, da Hochleistungs-LEDs zu geringen Kosten verfügbar sind. Um eine konstante Lichtintensität zu gewährleisten, müssen Leuchtdioden mit einem konstanten Laststrom angesteuert werden.
Zum Ansteuern einer einzelnen LED oder einer Vielzahl von LEDs mit einem konstanten Strom, wurden spezielle Treiberschaltungen entwickelt. Beim Ansteuern einer sehr großen Anzahl von LEDs, wie z.B. LED-Matrizen, die in LED-Bildschirmen verwendet werden, ist der Wirkungsgrad ein wichtiges Thema sowie eine präzise Einstellung des Laststroms, um eine homogene Emission von Licht innerhalb der gesamten Matrix zu gewährleisten. Durch Serienschaltung einiger LEDs kann die Verlustleistung in den Treiberschaltungen reduziert werden. In diesem Fall kann jedoch die Helligkeit der einzelnen LEDs nicht einzeln gesteuert werden. Dies wäre aber insbesondere dann wünschenswert, wenn LEDs unterschiedlicher Farbe zur additiven Farbmischung verwendet werden.
Die Verwendung von Schaltwandlern (switched mode power supplies, SMPS) zum Ansteuern von LEDs ist an sich bekannt. Bekannte Lösungsansätze ermöglichen jedoch keine Helligkeitssteuerung für jede einzelne LED, Fehlanpassungen der Lastströme der einzelnen LEDs können auftreten aufgrund von Toleranzen. Des Weiteren wird oft eine Vielzahl von großen Induktivitäten benötigt.
Aus den Publikationen US 2005/0243022 A1 , US 2011 /0210674 A1 und US 2010/0109557 A1 sind Schaltungen zum Ansteuern einer Vielzahl von LEDs mit einem Schaltwandler, der parallel zu der Vielzahl von LEDs angeordnet ist, sowie einer Vielzahl von Treiberschaltungen zum Ansteuern einer oder mehreren LEDs, die jeweils parallel zu der oder den anzusteuernden LEDs angeordnet sind, bekannt.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe liegt in der Bereitstellung einer LED-Treiberschaltung mit geringer Verlustleistung, welche eine Helligkeitssteuerung für die einzelnen angeschlossenen LEDs ermöglicht. Im Übrigen ist eine Fehlererkennung wünschenswert, um fehlerhafte LEDs zu erkennen und gegebenenfalls zu „umgehen“ (d.h. einen Bypass um die fehlerhafte LED zu bilden).
Es wird eine Schaltung zum Ansteuern einer Vielzahl von in Serie geschalteter LEDs (LED-Kette) beschrieben. Gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung umfasst die Schaltung einen als Stromquelle betreibbaren Schaltwandler, der mit der Vielzahl von LEDs verbunden ist, um diesen einen konstanten Laststrom zuzuführen. Der Schaltwandler umfasst eine Induktivität, die derart mit der Vielzahl von LEDs in Serie geschaltet ist, dass durch die Induktivität und die Vielzahl von LEDs der gleiche Laststrom fließt. Zwischen die Induktivität und der Vielzahl von LEDs ist kein Kondensator gekoppelt. Eine potentialfreie Treiberschaltung ist parallel zu jeder einzelnen LED (aus der Vielzahl von LEDs) geschaltet. Die potentialfreie Treiberschaltung ist dazu ausgebildet, zur Steuerung der Intensität des von der jeweiligen LED imitierten Lichts nach Maßgabe eines zugehörigen modulierten Eingangssignals deren Laststrom ganz oder zumindest teilweise zu übernehmen, wodurch ein Bypass an die jeweilige LED gebildet wird.
Gemäß einem weiteren Beispiel der Erfindung umfasst die Schaltung eine Stromquelle, die mit der Vielzahl von LEDs gekoppelt ist, um diesem einen konstanten Laststrom zuzuführen. Eine potenzialfreie Treiberschaltung ist parallel zu jeder einzelnen LED geschaltet. Die potentialfreie Treiberschaltung ist dazu ausgebildet, zur Steuerung der Intensität des von der jeweiligen LED emittierten Lichts nach Maßgabe eines zugehörigen modulierten Eingangssignals den Laststrom ganz oder zumindest teilweise zu übernehmen, wodurch ein Bypass für die jeweilige LED gebildet wird. Jede potentialfreie Treiberschaltung umfasst einen Bypass-Transistor mit einem Laststrompfad, der parallel zu der jeweiligen LED geschaltet ist, sowie eine Diode mit einer definierten Durchbruchspannung. Die Diode ist parallel zu der jeweiligen LED geschaltet, so dass die Diode den Laststrom übernimmt, wenn die Spannung über dem Laststrompfad des Bypass-Transistors die Durchbruchspannung erreicht, wodurch die Spannung über dem Laststrompfad limitiert wird.
Gemäß einem weiteren Beispiel der Erfindung kann eine Schaltung dazu verwendet werden, eine Vielzahl von in Serie geschalteter LEDs anzusteuern. Die Schaltung umfasst eine Stromquelle, die mit der Vielzahl von LEDs gekoppelt ist, um diesen einen konstanten Laststrom zuzuführen. Eine potentialfreie Treiberschaltung ist parallel zu jeder einzelnen LED geschaltet. Die potentialfreie Treiberschaltung ist dazu ausgebildet, zur Steuerung der Intensität des von der jeweiligen LED imitierten Lichts nach Maßgabe eines modulierten Eingangssignals den Laststrom voll oder zumindest teilweise zu übernehmen, wodurch ein Bypass um die jeweilige LED gebildet wird. Die potentialfreie Treiberschaltung umfasst einen Bypass-Transistor mit einem Laststrompfad, der parallel zu der jeweiligen LED geschaltet ist, sowie einen Gatetreiber, der dazu ausgebildet ist, den Bypass-Transistor nach Maßgabe des modulierten Eingangssignals ein- und auszuschalten. Einem Logikgatter ist das modulierte Eingangssignal sowie ein Überspannungssignal zugeführt. Das Logikgatter ist dazu ausgebildet, das modulierte Signal im Falle eines aktiven Überspannungssignals zu übergehen, um so den Bypass-Transistor dauerhaft einzuschalten.
Die Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die folgenden Abbildungen und die dazugehörige Beschreibung näher erläutert. Die in den Abbildungen dargestellten Komponenten sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu und auch nicht als Einschränkung zu verstehen, vielmehr wird Wert darauf gelegt, das der Erfindung zugrundeliegende Prinzip darzustellen. In den Abbildungen zeigen:

1 eine konventionelle LED-Treiberschaltung;
2 eine LED-Treiberschaltung, die geeignet ist zum Ansteuern einer LED-Kette mit einer großen Anzahl von LEDs;
3 eine beispielhafte Implementierung der Grundschaltung aus 2;
4 eine Schaltung, die dazu ausgebildet ist, zu detektieren, ob eine LED-Kette eine fehlerhafte LED mit einem Fehler, der sich als Kurzschluss äußert, enthält;
5 die Struktur eines Beispiels einer neuen LED-Ketten-Steuerung, wobei jede LED durch einen eigenen potentialfreien Treiber angesteuert wird;
6 eine beispielhafte Implementierung eines potentialfreien Treibers, wie er in dem Beispiel aus 5 verwendet wird;
7 einen Hoch-Tiefsetzsteller (Split-Pi-Topologie) ohne Ausgangskondensator zur Ansteuerung einer LED-Kette, wobei der Betrieb des Hoch-Tiefsetzstellers sowie der LED-Kette durch die LED-Ketten-Steuerung aus den 5 und 6 gesteuert wird;
8 einen Cuk-Konverter ohne Ausgangskondensator zur Versorgung einer LED-Kette, wobei der Betrieb des Cuk-Konverters und der LED-Kette durch eine LED-Ketten-Steuerung aus den 5 und 6 gesteuert wird;und
9 einen Zeta-Konverter ohne Ausgangskondensator zur Versorgung einer LED-Kette, wobei der Betrieb des Zeta-Konverters sowie der LED-Kette durch eine LED-Ketten-Steuerung aus den 5 und 6 gesteuert wird.

In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche bzw. ähnliche Teile oder Signale.
1 zeigt eine häufig verwendete Treiberschaltung 1 zum Ansteuern einer Leuchtdiode LD₁. Die Treiberschaltung 1 umfasst eine Stromquelle Q₁ und einen optionalen Serienwiderstand R₁, wobei beide in Serie zu der Leuchtdiode LD₁ geschaltet sind. In dem vorliegenden Beispiel wird die Stromquelle Q₁ durch ein erstes Versorgungspotential VBAT versorgt, welches beispielsweise von einer Autobatterie bereitgestellt wird. Die Kathode der Leuchtdiode LD₁ ist mit einem Anschluss verbunden, an dem ein Referenzpotential (z.B. Massepotential GND) anliegt. Die Positionen der Diode LD₁, des optionalen Widerstands R₁ und der Stromquelle Q₁ können beliebig vertauscht werden.
Um die Helligkeit der Leuchtdiode LD₁ anzupassen, kann die Stromquelle Q₁ steuerbar sein. D.h., der Laststrom I_Q1, der durch die Stromquelle Q₁ fließt, ist abhängig von einem Steuersignal CTRL, welches der Stromquelle Q₁ zugeführt ist.
Die Verlustleistung P_D, welche in der Treiberschaltung umgesetzt wird, kann (vorausgesetzt, dass kein Widerstand vorhanden ist) gemäß der folgenden Gleichung berechnet werden: $P_{D} = I_{Q1} (V_{BAT} - V_{LD1}),$
Wenn ein Serienwiderstand R₁ verwendet wird, beträgt die Verlustleistung: $P_{D} = I_{Q1} (V_{BAT} - I_{Q1} \cdot R_{1} - V_{LD1}),$
Der Widerstand R₁ kann helfen, die Verlustleistung in der Treiberschaltung zu reduzieren, welche die Stromquelle Q₁ verarbeiten muss. Der Widerstand R₁ übernimmt einen Teil der Gesamtverlustleistung und kann folglich helfen, einen „Hot Spot“ in der Stromquelle Q₁ zu vermeiden.
Die Flussspannung der Leuchtdiode LD₁ wird mit V_LD1 bezeichnet. Da die Batteriespannung VBAT üblicherweise wesentlich höher ist als die Flussspannung V_LD1 der Leuchtdiode, ist die Verlustleistung in der Treiberschaltung verhältnismäßig hoch. Dies bedeutet erhöhten Aufwand bei der Kühlung der Treiberschaltung und, vor allem in automobilen Anwendungen, einen erhöhten Kraftstoffverbrauch.
Wenn mehr als eine LED angesteuert wird und wenn die Helligkeit jeder einzelnen LED steuerbar sein soll, dann kann eine separate Treiberschaltung 1 gemäß 1 für jede einzelne Diode verwendet werden und folglich multipliziert sich die gemäß Gleichung 1 berechnete Verlustleistung P_D mit der Anzahl der LEDs.
2 illustriert eine neue Treiberschaltung 1 zum Ansteuern einer Vielzahl von Leuchtdioden oder Leuchtdiodenfeldern (Leuchtdioden-Arrays) LD₁, LD₂, ..., LD_N. Die Treiberschaltung 1 gemäß 2 kann zum Ansteuern von zumindest zwei in Serie geschalteten Leuchtdiodenfeldern LD₁, LD₂, ..., LDN verwendet werden. Die Treiberschaltung umfasst eine Hauptstromquelle Q_M welche einen Hauptlaststrom I_QM bereitstellt. Eine Vielzahl von Bypass-Stromquellen Q₁, Q₂, ..., Q_N sind in Serie zu der Hauptstromquelle Q_M geschaltet und haben Anschlüsse, mit denen ein Leuchtdiodenfeld parallel zu jeder Bypassstromquelle Q₁, Q₂, ..., Q_N geschaltet werden kann. Jede Bypassstromquelle Q₁, Q₂, ..., Q_N steuert einen Bypassstrom I_Q1, I_Q2, ..., I_QN.
In dem in 2 dargestellten Beispiel kann jedes Leuchtdiodenfeld lediglich eine Leuchtdiode umfassen. Statt einer einzigen Leuchtdiode kann auch eine Serienschaltung oder eine Parallelschaltung mehrerer Leuchtdioden vorgesehen sein, oder eine Parallel-/Serienschaltung mit mehreren parallel geschalteten Serienschaltungen von Leuchtdioden. Jedes Leuchtdiodenfeld ist dabei parallel zu einer der Bypassstromquellen Q₁, Q₂, ..., Q_N geschaltet. In der folgenden Beschreibung wird der Einfachheit halber nur mehr auf Leuchtdioden Bezug genommen, auch wenn es sich dabei um ein Leuchtdiodenfeld handeln kann.
Die Hauptstromquelle wird durch ein erstes Versorgungspotential VBAT versorgt, welches beispielsweise von einer Autobatterie geliefert wird. Bei Verwendung eines linearen Stromreglers (Shunt-Reglers) muss die Versorgungsspannung V_BAT, welche der Treiberschaltung 2 zugeführt ist, hoch genug gewählt werden, um die Zahl der in Serie geschalteten Dioden LD₁, LD₂, ..., LD_N zu versorgen. In der Schaltung gemäß 2 bilden jede Bypassstromquelle Q₁, Q₂, ..., Q_N und die dazugehörige Leuchtdiode LD₁, LD₂, ..., LD_N eine Parallelschaltung, wobei alle diese Parallelschaltungen in Serie zwischen der Hauptstromquelle Q_M und dem Anschluss für das Referenzpotential (z.B. Massepotential GND) geschaltet sind.
Je eine Reglereinheit 21, 22, ..., 2N ist mit jeder Bypassstromquelle Q₁, Q₂, ..., Q_N verbunden und dazu ausgebildet, den Bypassstrom I_Q1, I_Q2, ..., I_QN zu steuern, der durch die jeweilige Bypassstromquelle Q₁, Q₂, ..., Q_N fließt. Folglich ist der effektive Laststrom I_LDi (i=1,2,...,N), welcher durch eine bestimmte Leuchtdiode LD_i fließt, gleich der Differenz zwischen dem Hautlaststrom I_QM und dem jeweiligen Bypassstrom I_Qi, d.h.: $I_{LDi} = I_{QM} - I_{Qi,}$
wobei i ein Index ist, der von 1 bis N läuft und die Index-Nummer der Bypassstromquelle Q_i mit dem Bypassstrom I_Qi und die dazugehörige Leuchtdiode LD_i mit dem Laststrom I_LDi bezeichnet.
Mit Hilfe der Reglereinheiten 21, 22, ..., 2N kann die Helligkeit jeder einzelnen LED LD_i auf einen Sollwert angepasst werden durch geeignetes Einstellen der Bypassströme I_Qi und folglich der Lastströme I_LDi der einzelnen LEDs. Jede Reglereinheit 21, 22, ..., 2N kann eine digital adressierbare Busschnittstelle umfassen, beispielsweise eine serielle Busschnittstelle zum Anschluss eines seriellen Busses 30. Der Sollwert des Stroms bzw. der Helligkeit kann über den Bus 30 als Binärwort empfangen werden. Sofern Sollwerte für die Helligkeiten über den Bus 30 empfangen werden, können die Reglereinheiten 21, 22, ..., 2N eine Kalibriertabelle umfassen zum Umrechnen der empfangenen Helligkeitswerte in Sollwerte für die Ströme I_LDi (oder I_Qi) für die jeweilige Leuchtdiode LD_i.
Nachdem der Sollwert des Stroms I_LDi gefunden wurde, wird der Bypassstrom I_Qi der jeweiligen Bypassstromquelle eingestellt auf einen Bypassstromwert I_Qi=I_M-I_LDi- Die Bypassstromquelle Qi muss jedoch nicht notwendigerweise einen kontinuierlichen Bypassstrom I_Qi erzeugen. Die Reglereinheiten 21, 22, ..., 2N sind oft einfacher zu implementieren, wenn die Bypassstromquellen Qi durch ein gepulstes Steuersignal angesteuert werden, was gepulste Bypassströme und folglich gepulste Lastströme zur Folge hat, wobei die Mittelwerte der Lastströme gleich dem Laststrom-Sollwert für den Strom I_LDi sind. Zu diesem Zweck kann die Reglereinheit 21, 22, ..., 2N einen Modulator umfassen zum Bereitstellen eines gepulsten Steuersignals, z.B. ein pulsweitenmoduliertes, ein pulsfrequenzmoduliertes oder ein pulsdichtemoduliertes Steuersignal zum Ansteuern der Bypassstromquellen Qi. In diesem Fall werden die Bypassströme I_Qi ein- und ausgeschaltet nach Maßgabe des gepulsten Steuersignals, welches der Bypassstromquelle Qi von der zugehörigen Regeleinheit 2i zugeführt wird.
Zusammengefasst heißt das, die Bypassstromquellen Qi können angesteuert werden, um einen im Bereich von Null bis zu einem gegebenen Maximum variablen Strom I_Qi zu erzeugen abhängig von einem zugehörigen Steuersignal, welches von dem zugehörigen Shunt-Regler zur Verfügung gestellt wird. Der Maximalwert ist in diesem Zusammenhang der von der Hauptstromquelle Q_M bereitgestellte Hauptlaststrom, wobei der Strom durch ein LED-Feld Null ist, wenn der von der zugehörigen Bypassstromquelle erzeugte Strom dem Maximalwert entspricht. Alternativ können die Bypassstromquellen Qi gepulst angesteuert werden. Der Bypassstrom (sowie der dazugehörige LED-Laststrom) ist in diesem Fall entweder Null oder entspricht dem vorgegebenen Maximalwert. Der mittlere Bypassstrom (und auch der mittlere LED-Laststrom) wird durch den Duty-Cycle der gepulsten Signale bestimmt.
4 zeigt ein Beispiel einer Detektion fehlerhafter LEDs welche „durchgebrannt“ sind und danach einen Kurzschluss bilden. Generell kann sich eine fehlerhafte LED als elektrischer Leerlauf oder als Kurzschluss zwischen den beiden Anschlüssen der LED äußern. Der Fall eines Leerlauf-Defekts wird später erläutert. Wenn eine LED einer LED-Kette einen Kurzschluss-Defekt aufweist hört lediglich die defekte LED auf zu leuchten und der Spannungsabfall über der gesamten LED-Kette sinkt um die Flussspannung der betreffenden LED. Ein Kurzschluss-Defekt kann folglich detektiert werden durch Überwachen des gesamten Spannungsabfalls über der LED-Kette. Wenn dieser gesamte Spannungsabfall unter einen konstanten Schwellwert fällt, wird eine defekte LED (mit einem Kurzschlussdefekt) detektiert. Ein prinzipielles Problem bei einem derartigen Konzept der Erkennung von Kurzschluss-Defekten besteht darin, dass der Spannungsabfall über der LED-Kette nicht nur aufgrund eines Kurzschluss-Defekts einer einzelnen LED sinken kann, sondern auch aufgrund Änderungen der Temperatur sowie aufgrund von Alterungseffekten variieren kann. Daher ist es möglich, dass eine fehlerhafte LED detektiert wird, obwohl sämtliche LEDs in Ordnung sind, oder dass eine defekte LED nicht detektiert wird. Dies kann insbesondere in Anwendungen mit großen Temperaturbereichen der Fall sein, insbesondere in Anwendungen im Automobilbereich, wo Glühlampen zunehmend durch Beleuchtungseinrichtungen auf LED-Basis ersetzt werden.
Um die oben erläuterten Probleme zu mindern, wurde in der Publikation US 2010/0264828 A1 eine Schaltung zum Detektieren von Fehlern in Beleuchtungseinrichtungen mit zumindest zwei in Serie geschalteten Leuchtdioden (d.h. Beleuchtungseinheiten umfassend eine LED-Kette) vorgeschlagen. Die vorgeschlagene Schaltung wird in der Folge kurz beschrieben. 4 zeigt eine Schaltung, die einen ersten Schaltungsknoten A, einen zweiten Schaltungsknoten C und einen dritten Schaltungsknoten B umfasst. Die Schaltungsknoten A, C und B bilden eine Schnittstelle zu der Beleuchtungseinrichtung, so dass der Spannungsabfall V_AC über der LED-Kette (d.h. die Serienschaltung der Dioden LD₁, LD₂, ..., LD_N) zwischen den Schaltungsknoten A und C anliegt und ein Bruchteil V_BC Spannung V_AC zwischen den Schaltungsknoten B und C anliegt. Das heißt, die LED-Kette mit den LEDs, LD₁, LD₂, ..., LD_N hat einen Mittelabgriff, der mit dem Schaltungsknoten B verbunden ist. Das Verhältnis k_nominal zwischen dem Spannungsbruchteil V_BC und der Spannung V_AC über der LED-Kette ist (ungefähr) $k_{nominal} = m / N,$
wobei N die gesamte Anzahl der LEDs in der LED-Kette ist und m die Anzahl der LEDs zwischen dem Mittenabgriff (Knoten B) der LED-Kette und dem Schaltungsknoten C. Das Verhältnis k_nominal ist daher ein vordefinierter Wert, der von dem physikalischen Aufbau der LED-Kette abhängt.
Die Schaltung gemäß 4 umfasst weiter eine Auswerteeinheit, die mit den Schaltungsknoten A, B und C verbunden ist. Die Auswerteeinheit ist dazu ausgebildet, zu überprüfen, ob das elektrische Potential V_B, welche an dem dritten Schaltungsknoten B anliegt, innerhalb eines vordefinierten Toleranzbereichs um einen nominellen Wert k_nominal·V_AC liegt. Wie oben erwähnt ist der nominelle Wert k_nominal ·V_AC definiert als vordefinierter Bruchteil k_nominal=^m/_N der Potentialdifferenz V_AC zwischen den Schaltungsknoten A und C.
Bei Verwendung eines vordefinierten Verhältnisses k_nominal der Spannung V_AC über der LED-Kette als Kriterium (anstatt der Verwendung eines fixen Spannungsschwellwerts wie oben beschrieben) zum Prüfen, ob die LED-Kette eine fehlerhafte LED umfasst, wird die Fehlererkennung zuverlässiger und robuster gegen Variationen der Flussspannungen einzelner LEDs, wobei diese Variationen u.a. auf Temperaturänderungen oder auf Alterungseffekte zurückzuführen sind.
Wie in dem Beispiel aus 4 dargestellt, kann die Auswerteeinheit einen Spannungsteiler umfassen, der mit den Schaltungsknoten A und C gekoppelt ist und dazu ausgebildet ist, an einem Mittelabgriff S den oben erwähnten vordefinierten Bruchteil V_SC= k_nominal·V_AC=_VAC·^m/_N der Potentialdifferenz V_AC zwischen den Schaltungsknoten A und C zur Verfügung zu stellen. Das heißt, der Spannungsteiler stellt einen Spannungsbruchteil V_SC zur Verfügung, welcher (ungefähr) dem Spannungsbruchteil V_BC entspricht, der von der LED-Kette bereitgestellt wird in dem Fall, dass alle LEDs der LED-Kette voll funktionsfähig sind.
Im Fall eines Kurzschlusses zwischen dem Anodenanschluss und dem Kathodenanschluss von zumindest einer LED der LED-Kette ändert sich das tatsächliche Verhältnis k=V_BC/V_AC entweder auf: $k = m (N - 1), daraus folg : k > k_{nominal}$
im Fall, dass die defekte LED zwischen den Schaltungsknoten A und B liegt, oder: $k = (m - 1) (N - 1), daraus folg : k > k_{nominal}$
im Fall, dass die defekte LED zwischen den Schaltungsknoten B und C liegt. Beim Auswerten der beiden oben erwähnten Fälle kann auch eine Lokalisierung der defekten LED implementiert werden. Dies ist insbesondere nützlich bei Beleuchtungseinrichtungen mit zwei räumlich getrennten Teil-Ketten von LEDs, die in Serie geschaltet sind, wobei der Schaltungsknoten B mit der Beleuchtungseinrichtung an dem zwischen diesen beiden Teilketten liegenden Schaltungsknoten verbunden ist. Es ist folglich möglich, eine defekte LED entweder in der ersten oder in der zweiten LED-Teilkette zu lokalisieren.
Durch Prüfen, ob der Spannungsbruchteil V_BC = k·V_AC ungefähr gleich der Spannung V_SC=k_nominal·V_AC ist, kann die Integrität der LED-Kette geprüft werden. In der Praxis bedeutet „ungefähr gleich“, dass die Spannung V_BC=k·V_AC innerhalb eines gewissen Toleranzbereichs ΔV um die Spannung V_SC=k_nominal·V_AC liegt, z. B. $V_{BC} \in [V_{SC} - Δ V {,V}_{SC} + Δ V],$
was gleichbedeutend ist mit: $k \in [k_{nominal} - Δ k {,k}_{nominal} + Δ V],$
wenn lediglich die Verhältnisse betrachtet werden (Beachte: ΔV = Δk·V_AC).
Der oben beschriebene Vergleich zwischen den Spannungen V_BC und Vsc kann beispielsweise mit Hilfe eines Fensterkomparators implementiert werden, dessen Fenster verhältnismäßig „schmal“ ist, verglichen mit dem absoluten Wert der Bruchteilspannung V_BC (oder V_SC). In dem Beispiel aus 4 wird der Fensterkomparator realisiert mit Hilfe zwei Komparatoren K₁ und K₂ wobei jeder der Komparatoren eine Hysterese ΔV aufweist, sowie mit einem ODER-Gatter G₁, welches die Ausgangssignale der Komparatoren K₁ und K₂ kombiniert. Der Ausgang des ODER-Gatters G₁ zeigt an, ob eine defekte LED in der LED-Kette LD₁, LD₂, ..., LD_N detektiert wurde, oder ob die LED-Kette LD₁, LD₂, ..., LD_N voll funktionsfähig ist. Es bleibt anzumerken, dass die Spannung Vsc, die einem Eingang des Fensterkomparators zugeführt ist, durch eine beliebige Alternative zu dem Spannungsteiler mit Mittenabgriff aus 4 zur Verfügung gestellt werden kann. Beispielsweise kann die Spannung V_SC mit Hilfe eines geeignet programmierten Digital-/Analog-Wandler (ADC) erzeugt werden. Genau genommen kann der Spannungsteiler mit Mittenabgriff als eine Art ADC angesehen werden, wenn die Position des Mittenabgriffs digital eingestellt werden kann (z.B. bei einem digitalen Potentiometer). Des Weiteren kann der nominelle Faktor k_nominal nicht nur auf den Wert ^m/_N gesetzt werden, sondern auch gemessen werden (beispielsweise am Ende der Produktion), um auch die Toleranzen der Flussspannungen der einzelnen LEDs zu berücksichtigen.
5 zeigt die Struktur einer LED-Ketten-Steuerung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung. Auch wenn es in der Folge nicht weiter erwähnt wird, kann die oben unter Bezugnahme auf 4 erläuterte Kurzschlusserkennung ganz allgemein bei jeder der hier beschriebenen LED-Ketten-Steuerungen (siehe 7 bis 9) verwendet werden. Die entsprechende Detektionsschaltung ist in manchen Darstellungen weggelassen, um die Schaltbilder nicht unnötig zu verkomplizieren und eine Konzentration auf die wesentlichen Teile zu ermöglichen.
Gemäß dem in 5 dargestellten Beispiel umfasst eine LED-Kette eine Anzahl N einzelner LEDs LD_i (i=1, 2,...,N) welche jeweils in Serie geschaltet sind, um so mit dem gleichen Laststrom versorgt zu werden, der durch einen (AC/DC- oder DC/DC-) Schaltwandler Q_M erzeugt wird. Derartige Schaltwandler werden auch als „switched mode power supplies“ oder kurz SMPS bezeichnet. Die LED-Kette umfasst als Mittelabgriffe ausgebildete Anschlüsse, wobei ein Mittelabgriff jeweils mit einem Schaltungsknoten verbunden ist, welcher zwei benachbarte LEDs verbindet. Die LED-Kette umfasst des Weiteren zwei Versorgungsanschlüsse, welche an dem Ausgangsknoten des Schaltwandlers Q_M bzw. mit einem Referenzpotential (z.B. Masse, GND) verbunden sind. Die LED-Ketten-Steuerung umfasst eine Schaltwandlersteuerung 50, welcher ein Messwert i_SENSE des Ausgangsstroms des Schaltwandlers Q_M zugeführt ist (das ist der Laststrom i_QM, welcher der LED-Kette zugeführt wird) und die geeignete Schaltsignale bereitstellt zum Ansteuern der Leistungsschalter des Schaltwandlers Q_M, um einen geregelten konstanten Ausgangsstrom zu implementieren. Verschiedenste Möglichkeiten zum Bereitstellen eines Messwerts des Ausgangsstroms I_QM sind bekannt und werden folglich nicht detaillierter dargestellt. Die einfachste Option hierfür wäre die Verwendung eines Strommesswiderstands.
In der Folge wird jede einzelne LED als Ein-Tor-Netzwerk angesehen, wobei die zwei Anschlüsse des Tors jeweils Anode und Kathode der jeweiligen LED sind. Die potentialfreien LED-Treiber 2i (i=1, 2,...,N), die weiter unten diskutiert werden, können ebenso als (adaptive) Ein-Tor-Netzwerke (mit einigen Extras) angesehen werden. Die LED-Ketten-Steuerung umfasst eine Vielzahl von potentialfreien LED-Treibern 2i, wobei jede einen Port aufweist, der an eine zugehörige LED LD_i (i=1, 2,...,N) der LED-Kette über die Versorgungsanschlüsse und die Mittenabgriffe der LED-Kette geschaltet ist. Jeder potentialfreie Treiber 2i ist dazu ausgebildet, den Laststrom I_QM, der durch den Schaltwandler Q_M allen LEDs zugeführt wird, voll oder teilweise zu übernehmen. Der durch einen potentialfreien Treiber 2i übernommene Strom kann als Bypassstrom angesehen werden und wird als i_Qi bezeichnet (i=1, 2,...,N). Der verbleibende Strom (Netto-LED-Strom) ist jener Strom, der tatsächlich durch die jeweilige LED LD_i fließt und zu der Lichtemission durch die jeweilige LED beiträgt.
Der Bypassstrom i_Qi (und folglich der Netto-LED-Strom i_iDi=i_QM-i_Qi) kann moduliert werden nach Maßgabe eines modulierten Steuersignals PWM_i (i=1, 2, ..., N), welches von einem zugehörigen Modulator 4i erzeugt wird (i=1, 2,...,N). Beispielsweise kann eine Pulsweitenmodulation (PWM) verwendet werden. Andere Modulationsarten wie z.B. Puls-Dichte-Modulation (PDM) oder PulsFrequenz-Modulation (PFM), etc. sind jedoch auch möglich. Die Modulatoren 4i stellen den Duty-Cycle (oder die Einschaltzeit bzw. die Pulsdauer, etc.) des modulierten Steuersignals PWM_i nach Maßgabe eines zugehörigen Eingangssignals ein, welches beispielsweise über eine Busleitung 30 empfangen werden kann.
Obwohl ein nennenswerter Spannungsabfall über der LED-Kette als Gesamtes auftreten kann, ist der Spannungsabfall über einer einzelnen LED (d.h. deren Flussspannung) vergleichsweise klein und üblicherweise unter vier Volt. Da die Treiber 2i in Bezug auf das Referenzpotential (Masse) potentialfrei sind, müssen die parallel zu den LEDs LD_i geschalteten Bypass-Transistoren Q_i keine Sperrspannungen aushalten, welche signifikant höher sind als die Flussspannungen der jeweiligen LEDs. Folglich können die Bypass-Transistoren Qi effizient implementiert und unter Verwendung von Niederspannungskomponenten integriert werden, welche Durchbruchspannungen von 10 Volt oder sogar weniger aufweisen. Solche Niederspannungskomponenten (z.B. MOSFETs mit einer nominellen Sperrspannung von 5 Volt und einer Durchbruchspannung von 10 Volt) können einen Überspannungsschutz notwendig machen, um einen Überspannungsdurchbruch zu vermeiden, wenn eine LED ausfällt und dabei einen elektrischen Leerlauf bildet. Die Details der potentialfreien Treiber 2i werden in der Folge unter Bezugnahme auf 6 erläutert.
6 zeigt beispielhaft eine LED LD_i der LED-Kette aus 5, den zugehörigen potentialfreien Treiber 2i, sowie den zugehörigen Modulator 4i, welcher Steuerbefehle über den Bus 30 empfängt. Die gleiche Struktur des potentialfreien Treibers 2i kann für jede LED der LED-Kette verwendet werden. Das (Ausgangs-)Tor des potentialfreien Treibers wird durch die Lastanschlüsse des Laststrompfades eines Transistors gebildet. Im vorliegenden Beispiel sind dies der Drain- und der Source-Anschluss eines MOS-Transistors Q_i (i=1, 2,...,N). Wenn der MOS-Transistor aktiviert ist, führt der Laststrompfad (Drain-Source-Strompfad) des MOS-Transistors den Bypassstrom i_Qi wie oben erwähnt. Folglich wird der Transistor Q_i auch als Bypass-Transistor bezeichnet. Der Transistor wird sequentiell ein- und ausgeschaltet nach Maßgabe des Ausgangssignals PWM_i des Modulators 4i. Folglich ist der Bypassstrom i_Qi (und daher auch der Netto-LED-Strom) moduliert zwischen den Werten i_Qi=0 und i_Qi=i_QM. Der mittlere Stromwert entspricht dabei einem Sollwert, welcher wiederum einer Soll-Helligkeit der LED entspricht. In anderen Worten, wenn der Bypass-Transistor eingeschaltet wird, wird die korrespondierende LED LD_i ausgeschaltet und der Laststrom i_Qi=i_QM wird über den Transistor Q_i umgeleitet. Der Duty-Cycle des Modulator-Ausgangssignals PWM_i bestimmt die sichtbare Helligkeit der LED.
Wie oben erwähnt können die potentialfreien Treiber 2i unter Verwendung von Niederspannungshalbleiterkomponenten implementiert werden. Aus diesem Grund ist in den potentialfreien Treibern 2i ein innovativer Überspannungsschutzmechanismus vorgesehen, der im Folgenden erläutert wird. Eine Überspannungsdetektionsschaltung, welche eine Diode D_1i umfasst, insbesondere eine Zenerdiode, ist parallel zu jeder einzelnen LED geschaltet und folglich auch an das Ausgangs-Tor des potentialfreien Treibers 2i gekoppelt, sowie parallel zu dem Hauptstrompfad des Bypass-Transistors Qi. Die jeweilige Zenerspannung ist geringer als die Durchbruchspannung des zugehörigen Bypass-Transistors Q_i und höher als die Flussspannung der zugehörigen Leuchtdiode LD_i und führt demnach während des normalen Betriebs keinen Strom.
Da der Schaltwandler Q_M als Stromquelle arbeitet, beginnt die Spannung über einer LED auf Werte zu steigen, die signifikant höher sind als die normale Flussspannung der LED, wenn eine Leuchtdiode LD_i ausfällt und dabei einen elektrischen Leerlauf bildet. Jeder hochohmige Strompfad durch die defekte LED kann in diesem Zusammenhang als elektrischer Leerlauf angesehen werden, sofern das Ergebnis des elektrischen Leerlaufs eine überhöhte Spannung (d.h. höher als die normale Flussspannung der LED) ist, wie oben erwähnt. Die Spannung über der defekten LED LD_i ist jedoch praktisch limitiert auf die Zenerspannung (z.B. 5 Volt) der Zenerdiode D_1i, welche mit der betreffenden LED verbunden ist. Wenn die Zenerdiode den Laststrom übernimmt (sofern der Bypass-Transistor Q_i ausgeschaltet ist) wird der Spannungsabfall auf die Zenerspannung geklemmt und der Bypass-Transistor Qi (sowie ggf. andere Schaltungskomponenten) gegen Überspannungen geschützt, die aufgrund der defekten LED auftreten könnten. In anderen Worten ist ein (detektierbarer) Strom (der höher ist als ein vernachlässigbarer Sperrstrom) durch die Diode D_1i unzweideutig ein Anzeichen für eine Überspannung an dem Ausgangs-Tor des potentialfreien Treibers. Ein solcher Zenerdiodenstrom kann detektiert werden und, im Fall einer Detektierung eines Stroms, kann ein Überspannungsfehlersignal OV_i aktiviert werden, beispielsweise durch Verwendung eines Flip-Flops X₁. Das Überspannungsfehlersignal OV_i kann kombiniert werden (beispielsweise unter Verwendung eines ODER-Gatters X₂) mit dem korrespondierenden Modulatorausgangssignal PWM_i, um den Bypass-Transistor Qi permanent einzuschalten, welcher dann einen (dauerhaften) Strombypass um die ausgefallene LED bildet. Folglich wird eine übermäßige Verlustleistung in der Zenerdiode (Zenerspannung mal Laststrom) vermieden. Andernfalls bestünde die Gefahr einer Zerstörung der Schaltung. Des Weiteren bleibt lediglich die defekte LED dunkel, während die übrigen LEDs normal betrieben werden können. Ohne den Überspannungsschutz kombiniert mit dem Bypass-Transistor würde die gesamte LED-Kette funktionsunfähig werden und die Bypass-Transistoren könnten permanent geschädigt werden.
Das Messen des Zenerdiodenstroms ist in 6 nicht detailliert dargestellt, da verschiedenste geeignete Strommessschaltungen bekannt sind. Eine einfache Implementierung könnte einen Strommesswiderstand vorsehen, der in Serie zu der Zenerdiode D_1i geschaltet ist. Andere Optionen sind jedoch ebenso anwendbar. Beispielsweise könnte ein Stromspiegel in Serie zu der Zenerdiode geschaltet sein, um den Zenerdiodenstrom im Falle einer Überspannung einen Strommesszweig zu „spiegeln“. Der Spiegelstrom könnte weiter verarbeitet werden, um eine Überspannung zu detektieren und zu signalisieren, beispielsweise durch Erzeugen eines geeigneten Logiksignals. Bei einer Detektion eines signifikanten Zenerdiodenstroms wird das RS-Flip-Flop X₁ gesetzt und das Ausgangssignal OV_i des Flip-Flops wird mit dem modulierten Signal PWM_i ODER-verknüpft, um den Bypass-Transistor Qi permanent einzuschalten, so dass dieser einen niederohmigen Bypassstrompfad um die defekte LED bereitstellt. Der durch eine Überspannung aktivierte Bypass wird lediglich durch ein externes Reset-Signal deaktiviert, welches dem RS-Flip-Flop X₁ zugeführt werden kann. Des Weiteren kann das Ausgangssignals OV_i des Flip-Flops auch anderen Schaltungskomponenten zur weiteren Verarbeitung zugeführt sein.
In den hier beschriebenen Beispielen wird eine Zenerdiode als Überspannungsdetektionsschaltung verwendet. Jedoch sind auch andere Schaltungen geeignet zur Detektion von Überspannungen. Beispielsweise könnte die Zenerdiode und die mit der Zenerdiode verbundene Zenerdiodenstrommessschaltung ersetzt werden durch einen resistiven oder kapazitiven Spannungsteiler, dessen Mittenabgriff mit einem Komparator verbunden ist, welcher getriggert wird, sobald die Spannung über dem Spannungsteiler einen definierten Schwellwert (z.B. 5 Volt) übersteigt. Der Ausgang des Komparators könnte mit Hilfe des Flip-Flops X₁ gespeichert (gelatched) werden. Weitere Alternativen können durch einen Fachmann problemlos implementiert werden.
Wie oben erwähnt werden die Bypass-Transistoren Qi ein- und ausgeschaltet nach Maßgabe des zugehörigen Modulatorausgangssignals PWM_i. Eine potentialfreie Treiberschaltung umfassend die Transistoren P₁, P₂, N₁, N₂, einen Pegel-Schieber (level shifter) LS und die Inverter X₃, X₄ und X₅ werden zur Implementierung der Funktion des Ladens und Entladens des Gates eines Bypass-Transistors Qi verwendet. Die spezifische Implementierung der in 6 dargestellten Gatetreiberschaltung ist derart konzipiert, dass kein Biasstrom i_BIAS in die LED-Kette durch den potentialfreien Treiber 21 eingespeist wird (weder ein positiver noch ein negativer Strom).
Der Gatetreiber wird mit einem konstanten Strom i_CH=i_DCH versorgt, welcher so geleitet werden kann, dass das Gate des Bypass-Transistors Q_i durch die Halbleiterschalter N₁, P₁, N₂ und P₂ geladen oder entladen wird. Im vorliegenden Beispiel sind die Schalter N₁ und N₂ als NMOS-Transistoren vom Anreicherungstyp implementiert, wohingegen die Schalter P₁ und P₂ als PMOS-Transistoren vom Anreichungstyp implementiert sind. Diese Transistoren sind mit dem Bypass-Transistor Qi in einer Weise gekoppelt, dass der Hauptstrompfad (d.h. Drain-Source-Strompfad) der Transistoren N₁, P₁, N₂ und P₂ in Serie geschaltet ist zu der Gate-Source-Kapazität des Bypass-Transistors Qi. Zum Aufladen des Gates mit einem konstanten Strom i_CH werden die Transistoren P₁ und N₁ aktiviert (eingeschaltet) um den Strom i_CH von einem positiven Potential (high side) über den PMOS-Transistor P₁ durch die Gate-Source-Kapazität des Bypass-Transistors Q₁ und, wenn die Gatespannung hoch genug ist, durch die Zenerdiode D_2i, welche parallel zu der Gate-Source-Kapazität geschaltet ist, zu leiten. Am Sourceanschluss wird der Gate-Ladestrom über den NMOS-Transistor N₁ abgeleitet. In analoger Weise werden zum Entladen des Gates mit einem konstanten Strom i_DCH=i_CH die Transistoren N₂ und P₂ aktiviert, um den Strom i_DCH von einem positiven Potential (high side) über den PMOS-Transistor P₂ durch die Gate-Source-Kapazität des Bypass-Transistors Qi und durch die Zenerdiode D_2i, welche parallel zu der Gate-Source-Kapazität geschaltet ist, zu leiten. Am Gateanschluss wird der Gate-Ladestrom über den NMOS-Transistor N₂ abgeleitet. Zum Entladen ist die Gate-Source-Kapazität jedoch „umgekehrt“ zwischen die Transistoren P₂ und N₂ geschaltet, um ein Entladen statt eines Ladens des Gates zu ermöglichen.
Zum Aktivieren und Deaktivieren der PMOS-Transistoren P₁ und P₂ wird ein Levelshifter LS benötigt um den Signalpegel des modulierten Signals PWM_i auf das Sourcepotential des PMOS-Transistors zu „heben“. In der vorliegenden Implementierung werden die NMOS-Transistoren N₁ und N₂ aktiviert, wenn das modulierte Signal PWM_i (ODER-verknüpft mit dem Signal OV_i) auf einem hohen Pegel ist (PWM_i=1), wobei die PMOS-Transistoren P₁, P₂ aktiviert werden, wenn das modulierte Signal PWM_i (ODER-verknüpft mit OV_i) auf einem niedrigen Pegel ist (PWM_i=0). Folglich sind lediglich die Transistoren P₁ und N₁ aktiv, wenn PWM_i=1, um das Gate des Bypass-Transistors zu laden, und lediglich die Transistoren P₂ und N₂ sind aktiv, wenn PWMi=0, um das Gate des Bypass-Transistors Qi zu entladen. Die Inverter X₃, X₄ und X₅ werden dazu verwendet, die Transistoren P₁ und N₁, sowie die Transistoren P₂ und N₂ abwechselnd zu aktivieren.
Eine weitere Zenerdiode D_2i kann parallel zu der Gate-Source-Kapazität jedes Bypass-Transistors Qi geschaltet sein, um das Gate vor einer Überspannung zu schützen. Wenn aufgrund des Ladens der Gatekapazität, die Gatespannung auf einen Wert steigt, der gleich der Zenerspannung der Zenerdiode D_2i, dann übernimmt die Zenerdiode den Ladestrom i_CH und die Gatespannung wird limitiert (geklemmt) auf die Zenerspannung.
Die Verwendung des Gatetreibers wie in dem Beispiel aus 6 gezeigt, stellt sicher, dass der Biasstrom i_BIAS, der vom potentialfreien Treiber 2_i in die LED-Kette „injiziert“ wird Null ist. In konventionellen Gatetreiberschaltungen addiert sich der Gate-Ladestrom zu dem Sourcestrom des jeweiligen Bypass-Transistors und trägt somit zum Laststrom der LED-Kette in einer unerwünschten Weise bei.
Die 7 bis 9 zeigen Anwendungen der potentialfreien Treiber 2_i aus 6 in einer LED-Ketten-Steuerung gemäß 5 in Verbindung mit unterschiedlichen Typen von Schaltwandlern Q_M. Man könnte versucht sein zu glauben, dass der Typ des verwendeten Schaltwandlers, der in Verbindung mit den potentialfreien Treibern 2_i (siehe 5 und 6) verwendet wird, irrelevant sei. Dies jedoch aus den folgenden beschriebenen Gründen nicht der Fall.
Aufgrund des geschalteten Bypass um die einzelnen LEDs kann die gesamte Spannung über LED-Kette um mehrere Volt variieren, abhängig von dem Schaltzustand der einzelnen Bypass-Transistoren. In bestimmten Schaltwandlertopologien würde dies einen kapazitiven Strom durch den Ausgangskondensator des Schaltwandlers zur Folge haben. Unter der Annahme einer Kapazität von 10µF und einem Spannungshub von 4V während einer Übergangszeit von 1µs wäre dieser kapazitive Strom 40A. Derartig höhe Ströme können sowohl die Kondensatoren, als auch die LEDs der LED-Kette beeinträchtigen oder zerstören. Folglich sollten Schaltwandler verwendet werden, welche erstens keinen Ausgangskondensator (oder lediglich eine sehr kleine, daher vernachlässigbare Ausgangskapazität) aufweisen, und bei denen zweitens eine Spule in Serie zu der LED-Kette geschaltet ist, so dass durch die Spule und die LED-Kette der selbe Strom fließt. Die Ausgangskapazität wird dann als vernachlässigbar angesehen, wenn die kapazitiven Ströme während des Schaltens der Bypass-Transistoren im Vergleich zu dem gesamten Laststrom i_QM vernachlässigbar klein sind. Das heißt, die maximale Kapazität darf einen kritischen Wert nicht überschreiten, da eine Überschreitung zu schädlichen Stromspitzen führen würde. Beispielsweise sollte - wenn der maximale Spitzenstrom 20% des nominalen LED-Laststroms von 1A sein darf (und unter der Annahme eines Spannungsstroms von 4V während einer Übergangszeit von 1µs wie in dem obigen Beispiel) - die Ausgangskapazität des Schaltwandlers den Wert 0,2A·1 µs/4V=50nF nicht übersteigen. Im vorliegenden Beispiel kann eine Ausgangskapazität von weniger als 50nF als vernachlässigbar angesehen werden. Unter den allgemein bekannten und verwendeten Schaltwandlern sind lediglich Tiefsetzsteller, Hoch-Tiefsetzsteller (Split-P-Topologien), Cuk-Konverter und Zeta-Konverter geeignet und erfüllen die oben bezeichneten Anforderungen. Hochsetzsteller, Tief-Hochsetzsteller, SEPIC-Konverter und Ladungspumpen erfüllen diese Anforderungen nicht. Jedoch ist die oben vorgenommene Aufzählung der Spannungswandlertopologien nicht als vollständige Liste zu verstehen.
7 zeigt die Anwendung einer LED-Ketten-Steuerung in Verbindung mit einem Split-Pi-Konverter. Die LED-Ketten-Steuerung kombiniert die grundlegende Struktur aus 3, die Merkmale des potentialfreien Treibers 2i aus 6 (Überspannungsschutz, keinen Bias-Strom) und den Kurzschlussschutz aus 4. Wie oben erwähnt benötigt ein Split-Pi-Konverter keinen Ausgangskondensator und eine Spule (im vorliegenden Fall L_BUCK) ist in Serie zu der LED-Kette geschaltet. Die LED-Ketten-Steuerung umfasst eine Schaltwandlersteuerung (boost-buck-Steuerung) 50, welcher der Messwert i_QMsense des der LED-Kette zugeführten Laststroms zugeführt ist und die Gate-Steuersignale für die Leistungsschalter T_BOOST und T_BUCK des Schaltwandlers erzeugt, wodurch eine Konstantstromregelung des Laststroms i_QM implementiert wird. Da Split-Pi-Konverter an sich bekannt sind, werden die Details des Schaltwandlers und der Schaltwandlersteuerung hier nicht weiter diskutiert.
Die Modulatoren 4i sind in 7 nicht explizit dargestellt, da diese als Bestandteil des Mikrocontrollers µC (bei Verwendung geeigneter Software) angesehen werden können. Eine separate Implementierung der Modulatoren 4i unter Verwendung spezifischer Hardware ist jedoch ebenso möglich. Der Mikrocontroller ist dazu ausgebildet, die modulierten Signale PWM_i für die LEDs LD_i der LED-Kette zu erzeugen und den Duty-Cycle dieser modulierten Signale PWM_i einzustellen, um die jeweiligen LEDs auf eine Soll-Helligkeit einzustellen. Daten betreffend die Soll-Helligkeit können über die E/A-Schnittstelle (I/O-Interface, Schnittstelle zum Datenaustausch mit externen Sendern bzw. Empfängern) von externen Komponenten empfangen werden. Der Mikrocontroller µC ist auch dazu ausgebildet, das Fehlersignal SC, welches einen Kurzschlussfehler in der LED-Kette anzeigt, zu empfangen, sowie die Fehlersignale OV_i (welche einen Leerlaufdefekt in den LED-Ketten anzeigen) und entsprechende Fehlermeldungen über die E/A-Schnittstelle an die externen Komponenten weiterzuleiten.
8 entspricht im Wesentlichen dem Beispiel aus 7. Im Gegensatz zu dem Beispiel aus 7 wird ein Cuk-Konverter anstatt eines Split-Pi-Konverters verwendet. Da ein Cuk-Konverter eine Stromsenke ist, ist dieser mit der „low side“ der LED-Kette verbunden, wohingegen die „high side“ mit Masse verbunden ist. Wie im vorangegangen Beispiel hat der Schaltwandler eine Spule L_CUK2, welche in Serie zu der LED-Kette geschaltet ist, und benötigt keinen parallel zur LED-Kette geschalteten Ausgangskondensator. Da der Cuk-Konverter an sich bekannt ist, werden die Details des Schaltwandlers hier nicht weiter erläutert.
9 korrespondiert im Wesentlichen mit dem Beispiel aus 7. Im Gegensatz zu dem Beispiel aus 7 wird ein Zeta-Konverter anstatt eines Split-Pi-Konverters verwendet. Wie in dem vorangehenden Beispiel hat der Schaltwandler eine Spule L_ZETA2, welche in Serie zu der LED-Kette geschaltet ist und es wird kein Ausgangskondensator parallel zu der LED-Kette benötigt. Da Zeta-Konverter an sich bekannt sind, werden die Details betreffend den Schaltwandler und die Schaltwandlersteuerung hier nicht weiter erläutert.
Obwohl unterschiedliche Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben wurden ist es für einen Fachmann augenscheinlich, dass verschiedenste Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden können, welche manche Vorteile der Erfindung bewirken, ohne von dem Geist und der Erfindung und dem allgemeinen Erfindungsgedanken abzuweichen. Es ist offensichtlich für einen Fachmann, dass Komponenten durch andere Komponenten, die im Wesentlichen dieselbe Funktion erfüllen, substituiert werden können. Es bleibt zu erwähnen, dass Merkmale, die im Bezug auf eine spezifische Abbildung erläutert wurden, auch mit Merkmalen anderer Abbildungen kombiniert werden können, auch wenn dies hier nicht explizit erwähnt wurde. Des Weiteren können erfindungsgemäße Methoden sowohl vollständig in Software implementiert werden unter Verwendung geeigneter Prozessorinstruktionen, sowie durch hybride Implementierungen, bei denen eine Kombination von Hardwarelogik und Softwarelogik dieselben Ergebnisse erzielen. Solche Modifikationen des der Erfindung zugrundeliegenden Konzepts sollten durch die Patentansprüche abgedeckt sein.

Claims

Eine Schaltung zum Ansteuern einer Vielzahl von in Serie geschalteten LEDs (LD₁, LD₂, ..., LD_N); die Schaltung weist auf: einen als Stromquelle betreibbaren Schaltwandler (Q_M), der mit der Vielzahl von LEDs (LD₁, LD₂, ..., LD_N) verbunden ist, um diesen einen konstanten Laststrom (i_QM) zuzuführen, wobei der Schaltwandler eine Spule (L_BUCK; L_CUK2; L_ZETA2) aufweist, die derartig mit der Vielzahl von LEDs (LD₁, LD₂, ..., LD_N) verbindbar ist, dass durch die Spule und die Vielzahl von LEDs der gleiche Laststrom (i_QM) fließt, und wobei keine oder eine vernachlässigbar geringe Kapazität an den Schaltungsknoten zwischen der Spule und der Vielzahl von LEDs gekoppelt ist; und eine Vielzahl von potentialfreien Treiberschaltungen (21, 22, ..., 2N), wobei jede potentialfreie Treiberschaltung (21, 22, ..., 2N) parallel zu einer zugehörigen LED (LD₁, LD₂, ..., LD_N) aus der Vielzahl von LEDs schaltbar ist, wobei jede potentialfreie Treiberschaltung (21, 22, ..., 2N) dazu ausgebildet ist, zur Steuerung des von der jeweiligen LED (LD₁, LD₂, ..., LD_N) emitierten Lichts nach Maßgabe eines zugehörigen modulierten Eingangssignals (PWM₁, PWM₂, ..., PWM_N) den Laststrom (i_QM) voll oder teilweise zu übernehmen, wodurch ein Bypass um die jeweilige LED (LD₁, LD₂, ..., LD_N) gebildet wird.
Die Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei der Schaltwandler einer der folgenden ist: ein Split-Pi-Konverter, ein Cuk-Konverter, ein Zeta-Konverter, wobei der Wandler entweder keinen Ausgangskondensator aufweist oder lediglich eine vernachlässigbar geringe Ausgangskapazität.
Die Schaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die potentialfreie Treiberschaltung (2i) aufweist: einen Bypass-Transistor (Qi) mit einem Laststrompfad, der parallel zu der zugehörigen LED (LD_i) schaltbar ist; und eine Überspannungsdetektionsschaltung, die parallel zu der zugehörigen LED (LD_i) schaltbar ist und dazu ausgebildet ist, eine Überspannung zu signalisieren, wenn die Spannung über dem Laststrompfad des Bypass-Transistors (Q_i) eine definierte maximale Spannung erreicht oder überschreitet.
Die Schaltung gemäß Anspruch 3, wobei die Überspannungsdetektionsschaltung aufweist: eine Zenerdiode (D_1i) mit einer Zenerspannung, welche die maximale Spannung bestimmt; und die Strommessschaltung, die mit der Zenerdiode (D_1i) gekoppelt ist, um einen Strom durch die Zenerdiode zu detektieren, wobei die Strommessschaltung ein Messsignal erzeugt, welches anzeigt, ob ein Diodenstrom fließt.
Die Schaltung gemäß Anspruch 3, wobei die Überspannungsdetektionsschaltung einen Spannungsteiler aufweist, wobei ein Mittelabgriff des Spannungsteilers ein Messsignal bereitstellt, welches die Spannung über dem Laststrompfad des Bypass-Transistors repräsentiert.
Die Schaltung gemäß Anspruch 3, wobei die Überspannungsdetektionsschaltung aufweist: einen Widerstand; einen Stromspiegel mit einem Hauptstrompfad und einem Spiegelstrompfad, wobei der Hauptstrompfad in Serie zu dem Widerstand geschaltet ist; und eine Strommessschaltung, die mit dem Spiegelpfad des Stromspiegels verbunden ist, um zu detektieren, ob der Strom einen Schwellwert erreicht oder überschreitet, welcher mit der maximalen Spannung über dem Bypass-Transistor (Q_i) korrespondiert.
Die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 6, wobei jeder potentialfreie Treiber (21, 22, ..., 2N) weiter ein Latch (X₁) aufweist, das dazu ausgebildet ist, ein Überspannungssignal (OV_i) zu aktivieren als Reaktion auf eine Überspannungsdetektion und durch die Überspannungsdetektionsschaltung.
Die Schaltung gemäß Anspruch 7, wobei jeder potentialfreie Treiber weiter aufweist: einen Gatetreiber, der dazu ausgebildet ist, den Bypass-Transistor (Q_i) nach Maßgabe des modulierten Eingangssignals (PWM_i) leitend oder sperrend anzusteuern; und ein Logik-Gatter (X₂), dem das modulierte Eingangssignal (PWM_i) und das Überspannungssignal (OV_i) zugeführt sind, und das dazu ausgebildet ist, das modulierte Eingangssignal (PWM_i) im Falle einer detektierten Überspannung so zu modifizieren, dass der Bypass-Transistor (Q_i) unabhängig von dem dem Logik-Gatter zugeführten Pegel des modulierten Eingangssignals PWM_i eingeschaltet wird.
Die Schaltung gemäß Anspruch 8, wobei der Gatetreiber über eine Versorgungsleitung versorgt wird, welche einen konstanten Strom (i_CH, i_DCH) zur Verfügung stellt, und der dazu ausgebildet ist, diesen Strom aufzunehmen, ihn durch die Gate-Source-Kapazität des Bypass-Transistors (Q_i) zu leiten, um das Gate zu laden oder entladen, und diesen Strom (i_CH, i_DCH) zurück in die Versorgungsleitung einzuspeisen, so dass im Wesentlichen kein Biasstrom in den oder aus dem Laststrompfad der Vielzahl von LEDs (LD₁, LD₂, ..., LD_N) fließt.
Die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, die weiter einen Modulator (4i) für jede der potentialfreien Treiberschaltungen (2i) aufweist, wobei der Modulator (4i) das modulierte Eingangssignal (PWM_i) der jeweiligen potentialfreien Treiberschaltung (2i) zuführt, und wobei ein Duty-Cycle des modulierten Eingangssignals (PWM_i) abhängig von Daten eingestellt wird, welche über eine E/A-Schnittstelle empfangen werden.
Die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, die weiter eine Vielzahl von LEDs (LD₁, LD₂, ..., LD_N) aufweist, welche mit dem Schaltwandler (Q_M) und den potentialfreien Treiberschaltungen (21, 22, ..., 2N) gekoppelt sind.
Die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei die Ausgangskapazität der Schaltwandler (Q_M) einen so geringen Wert aufweist, dass der kapazitiven Strom durch die Last einen Maximalwert nicht überschreiten, und folglich vernachlässigbar ist.
Die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, die weiter eine Kurzschlussdetektionsschaltung mit folgenden Merkmalen aufweist: ein Fensterkomparator (K₁, K₂, G₁), dem, als erstes Eingangssignal, ein definierter Bruchteil des Spannungsabfalls (V_SC) über der Vielzahl von LEDs zugeführt ist, und, als zweites Eingangssignals, die an einem Mittelabgriff der Vielzahl von LEDs abgegriffene Spannung (V_BC), wobei der Fensterkomparator dazu ausgebildet ist, ein Fehlersignal (O_SHORT; SC) zur Verfügung zu stellen, wenn die Differenz zwischen den Signalpegeln der beiden Eingangssignale einen vordefinierten Schwellwert überschreitet.
Eine Schaltung zum Steuern einer Vielzahl von in Serie geschalteten LEDs, die Schaltung weist auf: eine Stromquelle (Q_M), die mit der Vielzahl von LEDs (LD₁, LD₂, ..., LD_N) verbindbar ist, um diesen einen konstanten Strom (i_QM) zur Verfügung zu stellen; und eine Vielzahl von potentialfreien Treiberschaltungen (21, 22, ..., 2N), wobei jede potentialfreie Treiberschaltung (2i) parallel zu einer zugehörigen LED (LD_i) der Vielzahl von LEDs schaltbar ist, wobei jede potentialfreie Treiberschaltung (2i) dazu ausgebildet ist, zur Steuerung der Intensität des von der LED (LDi) emitierten Lichts nach Maßgabe eines modulierten Eingangssignals (PWM_i) den Laststrom voll oder teilweise zu übernehmen und einen Bypass um die jeweilige LED (LD_i) zu bilden, wobei jede potentialfreie Treiberschaltung (2i) umfasst: einen Bypass-Transistor (Qi) mit einem Laststrompfad, der parallel zu der korrespondierenden LED (LD_i) geschaltet ist; und eine Überspannungsdetektionsschaltung, welche parallel zu der jeweiligen LED (LD_i) geschaltet ist und welche dazu ausgebildet ist, eine Überspannung zu signalisieren, wenn die Spannung über dem Laststrompfad des Bypasstransistors (Q_i) eine maximale Spannung erreicht oder überschreitet.
Die Schaltung gemäß Anspruch 14, wobei die potentialfreie Treiberschaltung (2i) weiter aufweist: ein Latch (X₁), welches dazu ausgebildet ist, ein Überspannungssignal (OV_i) zu aktivieren als Reaktion auf die Erkennung einer Überspannung durch die Überspannungsdetektionsschaltung.
Schaltung gemäß Anspruch 15, wobei jede potentialfreie Treiberschaltung (2i) weiter aufweist: einen Gatetreiber, der dazu ausgebildet ist, den Bypass-Transistor (Q_i) nach Maßgabe des modulierten Eingangssignals (PWM_i) leitend oder sperrend anzusteuern; und ein Logik-Gatter (X₂), dem das modulierte Eingangssignal (PWM_i) sowie das Überspannungssignal (OV_i) zugeführt sind, und welches dazu ausgebildet ist, das modulierte Eingangssignal (PWM_i), im Falle eines aktiven Überspannungssignals (OV_i), zu modifizieren, um so den Bypass-Transistor permanent einzuschalten.
Die Schaltung gemäß einem der Ansprüche 14 bis 16 die weiter eine Kurzschlussdetektionsschaltung aufweist mit den folgenden Merkmalen: ein Fensterkomparator (K₁, K₂, G₁), dem als erster Eingang, ein definierter Bruchteil (V_SC) des Spannungsabfalls über der Vielzahl von LEDs (LD₁, LD₂, ..., LD_N) zugeführt ist, und als zweites Eingangssignal, die an einem Mittelabgriff der Vielzahl von LEDs (LD₁, LD₂, ..., LD_N) abgegriffene Spannung (V_BC) zugeführt ist, wobei der Fensterkomparator dazu ausgebildet ist, ein Fehlersignal (SC; O_SHORT) zur Verfügung zu stellen, wenn die Differenz zwischen den Signalpegeln der beiden Eingangssignale einen vordefinierten Schwellwert überschreitet.
Eine Schaltung zum Steuern einer Vielzahl von in Serie geschalteter LEDs, die Schaltung weist auf: eine Stromquelle (Q_M), die mit einer Vielzahl von LEDs (LD₁, LD₂, ..., LD_N) verbindbar ist, um diesen einen konstanten Strom (i_QM) zur Verfügung zu stellen, und eine Vielzahl von potentialfreien Treiberschaltungen (21, 22, ..., 2N), wobei jede potentialfreie Treiberschaltung (2i) parallel zu einer zugehörigen LED (LD_i) der Vielzahl von LEDs schaltbar ist, wobei jede potentialfreie Treiberschaltung dazu ausgebildet ist, zur Steuerung der Intensität des von der LED (LD_i) emittierten Lichts nach Maßgabe eines modulierten Eingangssignals (PWM_i) den Laststrom voll oder teilweise zu übernehmen und somit einen Bypass um die jeweilige LED zu bilden, wobei jede potentialfreie Treiberschaltung (2i) aufweist: einen Bypass-Transistor (Q_i) mit einem Laststrompfad, der parallel zu einer korrespondierenden LED (LD_i) schaltbar ist; und einen Gatetreiber, der dazu ausgebildet ist, den Bypass-Transistor nach Maßgabe des modulierten Eingangssignals leitend oder sperrend anzusteuern; und ein Logik-Gatter (X₂), dem das modulierte Eingangssignal (PWM_i) und ein Überspannungssignal (OV_i), welches anzeigt, ob der Spannungsabfall über dem Laststrompfad des Bypass-Transistors zumindest einmal eine maximale Spannung erreicht hat, oder nicht, zugeführt ist, wobei das Logik-Gatter dazu ausgebildet ist, das modulierte Eingangssignal zu modifizieren, wenn das Überspannungssignal aktiv ist, sodass der Bypass permanent eingeschaltet wird.
Die Schaltung gemäß Anspruch 18, wobei der Gatetreiber über eine Versorgungsleitung versorgt wird, welche einen konstanten Strom bereitstellt, und welche dazu ausgebildet ist, diesen Strom aufzunehmen, ihn durch eine Gate-Source-Kapazität des Bypass-Transistors zu leiten, um diesen zu laden oder zu entladen, und diesen Strom zurück in die Versorgungsleitung einzuspeisen, so dass im Wesentlichen kein Biasstrom in dem oder aus dem Laststrompfad der Vielzahl von LEDs fließt.
Die Schaltung gemäß Anspruch 18 oder 19, die weiter eine Kurzschlussdetektionsschaltung aufweist mit folgenden Merkmalen: einen Fensterkomparator, dem als erster Eingang ein definierter Bruchteil (V_SC) des Spannungsabfalls über der Vielzahl von LEDs zugeführt ist, und, als zweites Eingangssignal, die an einem Mittelabgriff der Vielzahl der LEDs abgegriffene Spannung (V_BC) zugeführt ist, wobei der Fensterkomparator dazu ausgebildet ist, ein Fehlersignal zur Verfügung zu stellen, wenn die Differenz zwischen den Signalpegeln der beiden Eingangssignalen einen vordefinierten Schwellwert überschreitet.
Eine Schaltung zum Steuern einer Vielzahl in Serie geschalteter LEDs, die Schaltung weist auf: eine Stromquelle (Q_M), die mit der Vielzahl der LEDs verbindbar ist, um einen konstanten Laststrom zur Verfügung zu stellen; und eine Vielzahl potentialfreier Treiberschaltungen (21, 22, ..., 2N), wobei jede Treiberschaltung parallel zu einer zugehörigen LED der Vielzahl von LEDs schaltbar ist, wobei jede potentialfreie Treiberschaltung dazu ausgebildet ist, zur Steuerung der Helligkeit der jeweiligen LED nach Maßgabe eines modulierten Eingangssignals den Laststrom voll oder ganz zu übernehmen, und somit einen Bypass um die jeweilige LED zu bilden, wobei jede potentialfreie Treiberschaltung aufweist: einen Bypass-Transistor mit einem Laststrompfad, der parallel zu der jeweiligen LED geschaltet ist; einen Gatetreiber, der dazu ausgebildet ist, den Bypass-Transistor leitend oder sperrend anzusteuern nach Maßgabe des modulierten Eingangssignals, wobei der Treiber über eine Versorgungsleitung versorgt wird, welche einen konstanten Strom bereitstellt, und wobei der Treiber dazu ausgebildet ist, diesen Strom aufzunehmen, ihn durch eine Gate-Source-Kapazität des Bypass-Transistors zu leiten, um diesen zu laden oder zu entladen, und diesen Strom zurück in die Versorgungsleitung zu leiten, so dass im Wesentlichen kein Biasstrom in den oder aus dem Laststrompfad der Vielzahl von LEDs geleitet wird.
Die Schaltung gemäß Anspruch 21, die weiter eine Kurzschlussdetektionsschaltung aufweist mit den folgenden Merkmalen: einen Fensterkomparator, dem, als erstes Eingangssignal, ein definierter Bruchteil des Spannungsabfalls über der Vielzahl von LEDs zugeführt ist, und, als zweites Eingangssignal, die an einem Mittenabgriff der Vielzahl von LEDs abgegriffene Spannung zugeführt ist, wobei der Fensterkomparator dazu ausgebildet ist, ein Fehlersignal zur Verfügung zu stellen, wenn die Differenz der Signalpegel der beiden Eingangssignale einen vordefinierten Schwellwert überschreitet.
Die Schaltung gemäß Anspruch 21 oder 22, wobei der Bruchteil des Spannungsabfalls über der Vielzahl von LEDs voreingestellt ist, so dass er ungefähr der an der LED-Kette abgegriffenen Spannung entspricht, sofern die LED-Kette keine defekte LED enthält.