DE102012106565A1

DE102012106565A1 - Analoge Korrelationstechnik für Empfänger mit ultra-geringer Leistung

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Publication number: DE102012106565A1
Application number: DE102012106565A
Authority: DE
Inventors: Christian Hambeck; Stefan Mahlknecht; Thomas Herndl; Franz-Michael Darrer; Jakob Jongsma
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2011-07-21
Filing date: 2012-07-19
Publication date: 2013-01-24
Anticipated expiration: 2032-07-20
Also published as: CN102891701A; US8638888B2; DE102012106565B4; US20130022154A1; CN102891701B

Abstract

Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft eine analoge Korrelationseinheit, die mehrere parallele Korrelationskomponenten umfasst, die dafür konfiguriert sind, gemäß einem höherentwickelten Schaltkondensator-Tiefpassfilter-Prinzip zu arbeiten, das die Codierungsverstärkung der Einheit erhöht. Jede Korrelationskomponente umfasst eine Abtaststufe und eine Korrelationsstufe. Die Abtaststufe kann einen Schaltkondensator umfassen, der dafür konfiguriert ist, ein empfangenes Basisbandsignal abzutasten, um einen Wert (z.B. die Polarität) des Basisbandsignals zu bestimmen. Das abgetastete Basisbandsignal wird in die Korrelationsstufen eingespeist, die jeweils mehrere Schaltintegratoren umfassen können, die dafür konfiguriert sind, selektiv das abgetastete Basisbandsignal im Lauf der Zeit in Abhängigkeit von Werten (z.B. der Polarität) des Korrelationscodes zu empfangen und zu integrieren, um Spannungspotenzialwerte zu erzeugen. Das analoge Korrelationsergebnis wird durch einen Vergleich einer justierbaren Schwellenspannung mit der Differenz zwischen den ausgegebenen Spannungspotenzialwerten ausgewertet.

Description

Spreizspektrumtechniken haben eine weite Verbreitung in den modernen Kommunikationstechnologien (z.B. CDMA) gefunden. Solche Techniken ermöglichen das Spreizen eines Signals über eine große Frequenz dergestalt, dass die Frequenzbandbreite des Signals erhöht (d. h. im Frequenzbereich „gespreizt“) wird. Zum Beispiel wird beim Direktsequenz-Spreizspektrum die Bandbreite eines digitalen Hochfrequenz (HF, engl. radio frequency (RF))-Trägersignals durch Multiplizieren (d. h. Modulieren) digitaler Daten gespreizt, die durch eine Pseudozufallssequenz von digitalen Werten (z.B. „1“ und „–1“) gesendet werden, die durch einen Pseudozufallssequenzgenerator erzeugt werden. Das Multiplizieren der digitalen Daten bei einer Frequenz, die viel größer ist als die des ursprünglichen Trägersignals, spreizt die Energie des ursprünglichen Trägersignals in eine viel breitere Frequenzbandbreite. Solche höheren Bandbreiten erlauben das gleichzeitige Senden mehrerer Signale, wobei jedes Signal eine andere Pseudozufallssequenz verwendet.
Zum Synchronisieren der digitalen Sendeabläufe zwischen einem Empfänger und einem Sender kann eine Korrelationseinheit verwendet werden, um Daten aus einem empfangenen Signal zurückzugewinnen (d. h. um zu bestimmen, ob eine logische „1“ oder „0“ empfangen wurde). Die Korrelationseinheit rekonstruiert (d. h. „entspreizt“) die ursprünglichen Daten am empfangenden Ende, indem sie sie mit der gleichen Pseudozufallssequenz von digitalen Werten multipliziert. Wenn das empfangene Signal mit der Pseudozufallssequenz des Empfängers übereinstimmt, so ist die Korrelationsfunktion hoch, und das System kann jenes Signal extrahieren. Wenn die Pseudozufallssequenz des Empfängers nichts mit dem empfangenen Signal gemein hat, so ist die Korrelationsfunktion niedrig (wodurch das Signal eliminiert wird). Zum Beispiel kann ein Empfänger ein empfangenes Signal mit einer bekannten Pseudozufallssequenz korrelieren, die durch ihren eigenen Sequenzgenerator erzeugt wurde. Wenn eine große positive Korrelation zwischen dem empfangenen Signal und den Pseudozufallssequenzen resultiert, so wird eine „1“ detektiert, während, wenn eine große negative Korrelation resultiert, eine „0“ detektiert wird.
1 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform einer Korrelationseinheit mit ultra-geringer Leistung.
2 veranschaulicht eine detailliertere Ausführungsform einer Korrelationskomponente einer Korrelationseinheit mit ultra-geringer Leistung gemäß Darstellung im vorliegenden Text.
3a veranschaulicht eine detailliertere Ausführungsform einer Korrelationseinheit mit ultra-geringer Leistung.
3b zeigt Zeitablaufdiagramme, die eine beispielhafte Korrelationscodesequenz, das logische Verhalten des angepassten Filters und entsprechende Integrationsschalter-Steuersignale der Korrelationseinheit mit ultra-geringer Leistung von 3a veranschaulichen.
4 veranschaulicht eine alternative Ausführungsform einer Korrelationseinheit mit ultra-geringer Leistung.
5a veranschaulicht ein Blockdiagramm eines Weck-Empfängers, der eine Korrelationseinheit mit ultra-geringer Leistung gemäß Darstellung im vorliegenden Text umfasst.
5b veranschaulicht ein Diagramm, das einen Vergleich des Korrelationseinheit-Ausgangssignals gegen eine Aktivierungsschwelle für den Weck-Empfänger von 5a zeigt.
6 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Ausführen eines analogen Korrelationsschemas.
Die vorliegende Erfindung wird nun mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungsfiguren beschrieben, wobei in allen Figuren gleiche Bezugszeichen zum Bezeichnen gleicher Elemente verwendet werden, und wobei die veranschaulichten Strukturen und Vorrichtungen nicht unbedingt maßstabsgetreu wiedergegeben sind.
Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung stellen eine analoge Korrelationseinheit bereit, die dafür konfiguriert ist, innerhalb eines analogen Bereichs auf der Grundlage eines Schaltintegrator-Prinzips zu operieren. In einer Ausführungsform umfasst die Korrelationseinheit mehrere parallele Korrelationskomponenten, die jeweils dafür konfiguriert sind, eine parallele Auswertung eines empfangenen Basisbandsignals auf der Grundlage einer Bit-verschobenen Version einer durch ein Schieberegister bereitgestellten Korrelationscodesequenz auszuführen. Jede Korrelationskomponente umfasst eine Abtaststufe und eine Korrelationsstufe. In einer Ausführungsform kann die Abtaststufe einen Schaltkondensator umfassen, der dafür konfiguriert ist, das empfangene Basisbandsignal abzutasten. Innerhalb jeder Korrelationsstufe während jedes Abtasttaktzeitraums wird in Abhängigkeit von einem Wert (z.B. der Polarität) der Bit-verschobenen Korrelationscodesequenz eine Abtastung in einen von mehreren Schaltintegratoren (z.B. einen ersten Schaltintegrationskondensator und einen zweiten Schaltintegrationskondensator) eingespeist. Die Schaltintegratoren sind dafür konfiguriert, mehrere Basisbandsignalabtastungen über mehrere Abtasttaktzeiträume zu integrieren, dergestalt, dass das Funktionsprinzip der Korrelationseinheit auf einer höherentwickelten Schaltkondensator-Tiefpassfilter-Struktur basiert, welche die Codierungsverstärkung der Einheit erhöht. Das akkumulierte Ausgangssignal der Schaltintegratoren wird in eine Vergleichseinheit eingespeist, die dafür konfiguriert ist, ein korreliertes Ausgangssignal auf der Grundlage der aus den mehreren Schaltintegratoren ausgegebenen Spannungen zu erzeugen.
Im Gegensatz zu derzeitigen CDMA-Korrelationsnetzen beeinträchtigen die vorgeschlagenen Korrelationsverfahren und vorrichtungen nicht die Hochfrequenz (HF)-Modulation, sondern verarbeiten stattdessen das Basisbandsignal eines Empfängers, um seine Rauschbandbreite zu reduzieren und darum eine Codierungsverstärkung zur Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses (SNR) zu nutzen. Diese Technik besitzt ein hohes Potenzial für einen niedrigen Stromverbrauch, weil die Signalverarbeitung im niederfrequenten Basisbandbereich stattfindet.
1 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform einer Korrelationseinheit mit ultra-geringer Leistung 100 gemäß Darstellung im vorliegenden Text. Wie in 1 veranschaulicht, umfasst die Korrelationseinheit 100 eine Mehrzahl von N parallelen Korrelationskomponenten, die jeweils dafür konfiguriert sind, eine Korrelation eines empfangenen Basisbandsignals V_bb auszuführen, um ein korreliertes Ausgangssignal S_COR mit einer reduzierten Rauschbandbreite zu erzeugen.
Jede parallele Korrelationskomponente umfasst eine Abtaststufe 102x (wobei x = a, b, c, ...), die einer Korrelationsstufe 104x (wobei x = a, b, c, ...) vorgeschaltet ist. Die Abtaststufe 102x ist dafür konfiguriert, ein empfangenes analoges Basisbandsignal V_bb im Zeitbereich abzutasten. Die Korrelationsstufe 104x umfasst einen oder mehrere Schaltintegratoren, die dafür konfiguriert sind, die Abtastung des Basisbandsignals selektiv zu empfangen und zu integrieren. In einer Ausführungsform kann die Korrelationsstufe 104x einen ersten Schaltintegrator 106a umfassen, der einen ersten Schalter 108a aufweist, der mit einer ersten Integrationskomponente 110a (z.B. einem Abtastkondensator) gekoppelt ist, und kann einen zweiten Schaltintegrator 106b umfassen, der einen zweiten Schalter 108b aufweist, der mit einer zweiten Integrationskomponente 110b (z.B. einem Abtastkondensator) gekoppelt ist. Die erste und die zweite Integrationskomponente, 110a und 110b, sind dafür konfiguriert, mehrere Basisbandsignalabtastungen (z.B. die Tiefpassfilter-Zeitkonstante von 700 Abtastungen) im Lauf der Zeit (z.B. mehrere Abtasttaktzeiträume) zu integrieren, was zu ersten und zweiten integrierten (d. h. akkumulierten) Spannungswerten führt. Eine Vergleichseinheit 112, die den Schaltintegratoren 106a und 106b nachgeschaltet ist, ist dafür konfiguriert, die ersten und die zweiten integrierten Spannungswerte zu empfangen und auszuwerten, um ein analoges Korrelationsergebnis auszuwerten, aus dem ein digitales korreliertes Ausgangssignal SCOR erzeugt werden kann.
Eine Steuerungscodequelle 114 (z.B. ein Schieberegister) kann dafür konfiguriert sein, eine zuvor festgelegte Korrelationscodesequenz zu speichern, die den Betrieb von Schaltern innerhalb der mehreren Korrelationsstufen 104x steuert. Zum Beispiel ist die Abtaststufe 102x dafür konfiguriert, während des Betriebes das Basisbandsignal V_bb in einem bestimmten Abtasttaktzeitraum abzutasten. In Abhängigkeit von dem Wert der Korrelationscodesequenz, der von der Steuerungscodequelle 114 an eine Korrelationsstufe 104x während jenes Abtasttaktzeitraums übermittelt wird, wird die Basisbandsignalabtastung dann entweder in den ersten oder in den zweiten Schaltintegrator, 106a oder 106b, eingespeist (wenn z.B. der Korrelationscode ein erstes Codemustergewicht hat, so wird der Schalter 108a betätigt, um die abgetastete Ladung des Basisbandsignals in die erste Integrationskomponente 110a einzuspeisen, während, wenn der Korrelationscode ein zweites Codemustergewicht hat, der Schalter 108b betätigt wird, um die abgetastete Ladung in die zweite Integrationskomponente 110b einzuspeisen). Die Abtastung kann über mehrere Abtasttaktzeiträume wiederholt werden, um Spannungspotenziale an den Integrationskomponenten aufzubauen. Die von den Integrationskomponenten (z.B. Kondensatoren) ausgegebenen aufgebauten Spannungen werden durch die Vergleichseinheit 112 ausgewertet, um das analoge Korrelationsergebnis auszuwerten, aus dem das digitale korrelierte Ausgangssignal S_COR erzeugt werden kann.
In einer Ausführungsform ist die Steuerungscodequelle 114 dafür konfiguriert, mehrere Bit-verschobene Versionen der Korrelationscodesequenz zu erzeugen, die jeweils den Betrieb jeder parallelen Korrelationskomponente steuern. Dadurch können die mehreren parallelen Korrelationskomponenten eine parallele Auswertung des Basisbandsignals auf der Grundlage der Bitverschobenen Korrelationscodesequenzen ausführen.
2 veranschaulicht eine detailliertere Ausführungsform einer Korrelationskomponente innerhalb einer Korrelationseinheit mit ultra-geringer Leistung 200 gemäß Darstellung im vorliegenden Text (z.B. entsprechend der Korrelationseinheit 100). Wie in 2 veranschaulicht, umfasst die Korrelationseinheit 200 eine Abtaststufe 202 mit einem Transistorbaustein 204, der gemäß einem Abtastsignal V_S (z.B. einem periodischen Taktsignal) betrieben wird, das an das Gate des Bausteins angelegt wird. Die Abtaststufe 202 ist dafür konfiguriert, das Basisbandsignal V_bb im Lauf der Zeit selektiv abzutasten, indem eine abgetastete Ladung des Basisbandsignals V_bb in einem Abtastkondensator C_S gespeichert wird, wenn der Transistorbaustein 204 eingeschaltet wird (z.B. wenn V_S hoch ist). In einer Ausführungsform kann der Transistorbaustein 204 einen Standard-MOSFET-Baustein umfassen, der in CMOS-Technologie implementiert ist. Beispielsweise kann in einer alternativen Ausführungsform der Transistorbaustein 204 einen Dualgate-Oxid-IO-Transistor umfassen, und der Abtastkondensator C_S kann einen Metall-Isolator-Metall-Kondensator umfassen.
Die Steuerungscodequelle 211 umfasst ein zirkulares Schieberegister 210 und ein angepasstes Filter 212. Das zirkulare Schieberegister 210 ist dafür konfiguriert, eine zuvor festgelegte Korrelationscodesequenz zu speichern. In einer Ausführungsform ist die Korrelationseinheit dafür konfiguriert, eine Korrelation des empfangenen Basisbandsignals auszuführen, indem Steuersignale, V_SN und V_SP, auf der Grundlage eines over-sampelten (oder überabgetasteten) Korrelationscodes erzeugt werden, der durch das angepasste Filter 212 für ein Anti-aliasing in der analogen Zeitbereichsabtastung erzeugt wird und mehrere Werte oder Polaritäten besitzt (z.B. +1, –1 und 0). Zum Beispiel kann die Korrelationscodesequenz durch das angepasste Filter 212 gefiltert werden, um einen oversampelten Korrelationscode zu erzeugen, der die richtige Signalgewichtung hat, um angepasste Eigenschaften im Vergleich zu dem Basisbandsignal V_bb zu erreichen. Das angepasste Filter 212 erzeugt dann Steuersignale, V_SN und V_SP, aus dem oversampelten Korrelationscode.
Die Steuersignale V_SP und V_SN werden in die Gates der Transistorbausteine 208a und 208b, die in der Korrelationsstufe 206 enthalten sind, eingespeist, um die Bausteine während eines Abtasttaktzeitraums selektiv zu betreiben. In einer Ausführungsform wird, wenn der over-sampelte Korrelationscode ein erstes Codemustergewicht (z.B. +1) hat, das Steuersignal V_SP auf einen hohen Wert gesetzt, der den Transistor 208a einschaltet (der die abgetastete Ladung des Basisbandsignals in den Kondensator C_P einspeist), während das Steuersignal V_SN auf einen niedrigen Wert gesetzt wird, der den Transistor 208b ausschaltet. Darum bewirkt der erste over-sampelte Korrelationscodewert, dass die abgetastete Ladung (die im Abtastkondensator C_S gespeichert ist) von dem Abtastkondensator C_S zu dem ersten Integrationskondensator C_P übertragen wird. Wenn der over-sampelte Korrelationscode ein zweites Codemustergewicht (z.B. –1) hat, so wird das Steuersignal V_SP auf einen niedrigen Wert gesetzt, der den Transistor 208a ausschaltet, während das Steuersignal V_SN auf einen hohen Wert gesetzt wird, der den Transistor 208b einschaltet (der die abgetastete Ladung in den Kondensator C_N einspeist). Darum bewirkt der zweite over-sampelte Korrelationscodewert, dass die abgetastete Ladung von dem Abtastkondensator C_S zu dem zweiten Integrationskondensator C_N übertragen wird. Wenn der over-sampelte Korrelationscode ein drittes Codemustergewicht (z.B. 0) hat, dann werden beide Steuersignale V_SN und V_SP auf einen niedrigen Wert gesetzt, der die Transistoren 208a und 208b ausschaltet (die die abgetastete Ladung weder in Kondensator C_P noch in Kondensator C_Neinspeisen).
Eine Vergleichseinheit 214 ist dafür konfiguriert, integrierte Spannungspotenziale zu empfangen und auszuwerten, die von den Integrationskondensatoren C_P und C_N ausgegeben werden, um ein analoges Korrelationsergebnis auszuwerten, aus dem ein korreliertes Ausgangssignal S_COR erzeugt wird. In einer Ausführungsform wird das Korrelationsausgangssignal auf der Grundlage der Differenz zwischen den positiven und negativen integrierten Spannungspotenzialen erzeugt, die über mehrere Abtasttaktzeiträume in den Integrationskondensatoren C_N und C_P akkumuliert werden.
In einer Ausführungsform kann eine Steuereinheit 216 dafür konfiguriert sein, ein Aktivierungssignal S_EN zu erzeugen, das einen Schwellengenerator 218 und die Vergleichseinheit 214 mit einem niedrigen Arbeitszyklus aktiviert, um den Stromverbrauch der Vergleichseinheit 214 und des Schwellengenerators 218 zu reduzieren. Dies ist dank der reduzierten Signalbandbreite der Spannungspotenziale an den Integrationskondensatoren C_P und C_N ohne Aliasing-Effekt möglich. Der Schwellengenerator 218 ist dafür konfiguriert, einen oder mehrere Spannungsschwellenwerte V_th zu erzeugen, die in die Vergleichseinheit 214 eingespeist werden. In einer Ausführungsform ist das korrelierte Ausgangssignal S_COR hoch, wenn die Spannungsdifferenz zwischen den Ausgängen der Integrationskondensatoren C_P und C_N größer ist als der Schwellenwert V_th, während das korrelierte Ausgangssignal S_COR niedrig ist, wenn die Spannungsdifferenz zwischen den Ausgängen der Integrationskondensatoren C_P und C_N kleiner ist als der Schwellenwert V_th.
In einer Ausführungsform kann das Verhältnis der Integrationskondensatoren C_P und C_N zu dem Abtastkondensator C_S hoch sein. Dies erlaubt eine hohe Tiefpassfilter-Zeitkonstante, die es ermöglicht, eine große Anzahl von Basisbandsignalabtastungen zu mitteln oder zu akkumulieren, wodurch der Stromverbrauch sinkt, indem die Ausgangssignalbandbreite an den Integrationskondensatoren verringert wird, und das Ausgangssignal der Korrelationseinheit einem intensiven Arbeitszyklus unterzogen werden kann (z.B. kann das Ausgangssignal einmal pro M Taktzyklen ausgewertet werden). Im Allgemeinen kann das Verhältnis der ersten und zweiten Integrationskondensatoren C_P und C_N zu dem Abtastkondensator C_S mindestens so groß eingestellt werden wie die Länge der tatsächlich verwendeten Korrelationscodesequenz (z.B. die Länge der zuvor festgelegten Korrelationscodesequenz oder der Bit-verschobene Korrelationscode). Zum Beispiel ist in einer Ausführungsform das Verhältnis der ersten und zweiten Integrationskondensatoren C_P und C_N zu dem Abtastkondensator C_S größer als 300 (d. h. C_P/C_S > 300, C_P/C_S > 300), wodurch 300 Bits durch die Integrationskondensatoren gemittelt oder akkumuliert werden können, bevor das Ausgangssignal der Korrelationseinheit ausgewertet wird. In einer weiteren, besonders bevorzugten Ausführungsform kann das Verhältnis der ersten und zweiten Integrationskondensatoren C_P und C_N zu dem Abtastkondensator C_S größer als 700 sein (d. h. C_P/C_S > 700, C_N/C_S > 700), wodurch 700 Bits in den Integrationskondensatoren gemittelt oder akkumuliert werden können, bevor das Ausgangssignal ausgewertet wird.
3a veranschaulicht eine detailliertere Ausführungsform einer Korrelationseinheit mit ultra-geringer Leistung 300 gemäß Darstellung im vorliegenden Text. Wie in 3a veranschaulicht, umfasst die Korrelationseinheit 300 N parallele Korrelationskomponenten und ein einzelnes zirkulares Musterschieberegister 306, das die Korrelationscodesequenz enthält (z.B. eine digitale 1-Bit-Codesequenz). Jede Korrelationskomponente umfasst eine Abtaststufe 302x mit einem Schalter S_S,0, der dafür konfiguriert ist, selektiv eine Basisbandspannung V_bb in einen Abtastkondensator C_S,0 einzuspeisen. Der Abtastkondensator C_S,0 ist dafür konfiguriert, das Basisbandsignal V_bbdurch Speichern einer Ladung abzutasten, wenn der Schalter S_S,0 eingeschaltet wird. In einer Ausführungsform wird der Schalter S_S,0 durch ein kontinuierliches Takteingangssignal (2 × Bit-Takt) betrieben. Wenn das Takteingangssignal hoch ist, so wird der Schalter S_S,0 geschlossen, und die Eingangsbasisbandspannung V_bbwird in dem Abtastkondensator C_S,0 abgetastet. Wenn das Takteingangssignal niedrig ist, so wird der Schalter S_S,0 geöffnet, wodurch verhindert wird, dass die Eingangsbasisbandspannung V_bbden Abtastkondensator C_S,0 erreicht.
Ein zirkulares Musterschieberegister 306 ist dafür konfiguriert, eine digitale Korrelationscodesequenz zu speichern. In einer Ausführungsform ist ein angepasstes Filter (oder Optimalfilter) (engl. matched filter) 308 dafür konfiguriert, die von dem zirkularen Musterschieberegister 306 ausgegebene Korrelationscodesequenz zu filtern, um ein over-sampeltes digitales Muster (einen over-sampelten Korrelationscode) zu erzeugen, der ein Ausgangssignalgewicht aufweist, das mit dem Basisbandsignal V_bbübereinstimmt (d. h. um angepasste Eigenschaften im Vergleich zu dem Basisbandsignal zu erreichen). Steuersignale (V_SP,0, V_SN,0, V_SP,1, V_SN,1 usw.) für alle N Korrelationsstufen 304x können aus dem over-sampelten Korrelationscode über ein einzelnes Schieberegister 306 erzeugt werden und werden in Schalter (S_P,0, S_N,0 usw.) innerhalb jeder der Korrelationsstufen 304x eingespeist.
Da die Korrelationseinheit keinerlei Synchronisationsinformationen zu der Korrelationscodesequenz hinzufügt, wird eine Korrelation parallel durch die N Korrelationskomponenten ausgeführt (z.B. kumulatives Ausführen der Korrelation N-mal), wobei jede Korrelationskomponente durch Steuersignale betrieben wird, die aus einer Bit-verschobenen Version der Korrelationscodesequenz erzeugt werden. In einer Ausführungsform kann die Bit-verschobene Version der Korrelationscodesequenz auf der Grundlage des Eingangstaktsignals erzeugt werden (z.B. wird eine zuvor festgelegte Codesequenz, die parallel in das zirkulare Musterschieberegister geladen wird, mit dem Eingangstakt verschoben, um mehrere Bit-verschobene Korrelationscodesequenzen zu erzeugen), so dass jede der mehreren parallelen Korrelationskomponenten jeweils dafür konfiguriert wird, eine parallele Auswertung einer Bit-verschobenen Version der Korrelationscodesequenz auszuführen.
Wie in 3a veranschaulicht, umfassen das zirkulare Musterschieberegister 306 und das angepasste Filter 308 mehrere Abgriffe, die dafür konfiguriert sind, Steuersignale (V_SP,0, V_SN,0, V_SP,1, V_SN,1, ...) für Schalter in der Mehrzahl von N Korrelationsstufen 304x bereitzustellen. Die Verwendung eines einzelnen zirkularen Musterschieberegisters 306 und eines angepassten Filters 308 mit mehreren Abgriffen ermöglicht es, die Korrelationseinheit mit ultra-geringer Leistung zu betreiben, da der Stromverbrauch auf das Schieberegister 306, das angepasste Filter 308 und auf Komponenten beschränkt wird, die zum Auswerten des Korrelationsausgangssignals (312, 314 und 316) verwendet werden.
3b zeigt beispielhafte Zeitablaufdiagramme, die eine Korrelationscodesequenz, einen over-sampelten Korrelationscode und Steuersignale veranschaulichen, die der Korrelationseinheit mit ultra-geringer Leistung 300 entsprechen. Wie in 3b gezeigt, kann die im Diagramm 322 veranschaulichte Korrelationscodesequenz eine Sequenz aus logischen „0“ und „1“ umfassen. Der over-sampelte Korrelationscode hat ein in 324 veranschaulichtes over-sampeltes Muster mit oversampelten Ausgangssignalmustergewichten von +1, –1 und 0 (z.B. –1, wenn die Codesequenz 0 ist, 0 an Bit-Übergängen der Codesequenz und +1, wenn die Codesequenz 1 ist). Das gefilterte Muster entspricht Steuersignalen, die in den Diagrammen 326 und 328 veranschaulicht sind, die selektiv Schalter innerhalb der Korrelationsstufen betreiben.
Während eines ersten Abtasttaktzeitraums t₁, wenn die Korrelationscodesequenz „0“ ist, hat der over-sampelte Korrelationscode ein Mustergewicht von „–1“, was zu Steuersignalen führt, die ein Schließen des Schalters V_SN,n und ein Öffnen des Schalters V_SP,n bewirken. Während eines zweiten Abtasttaktzeitraums t₂, wenn die Codesequenz von „0“ zu „1“ übergeht, hat der over-sampelte Korrelationscode ein Mustergewicht von „0“, was zu Steuersignalen führt, die ein Öffnen beider Schalter V_SN,n und V_SP,n bewirken. Während eines dritten Abtasttaktzeitraums t₃, wenn die Codesequenz „1“ ist, hat der over-sampelte Korrelationscode ein Mustergewicht von „+1“, was zu Steuersignalen führt, die ein Öffnen des Schalters V_SN,n und ein Schließen des Schalters V_SP,n bewirken. In anschließenden Abtasttaktzeiträumen werden die in den Abtasttaktzeiträumen t₁–t₃ veranschaulichten betrieblichen Merkmale wiederholt.
Wenden wir uns 3a zu. In einer Ausführungsform kann das zirkulare Musterschieberegister 306 dafür konfiguriert sein, während eines einzelnen Abtasttaktzeitraums periodisch Steuersignale auf der Grundlage eines bestimmten over-sampelten Korrelationscodes in mehrere Korrelationsstufen einzuspeisen. Dies ermöglicht die Verwendung einer kleineren Korrelationscodesequenz mit einer größeren Anzahl von Korrelationsstufen (d. h. es ermöglicht den Betrieb einer Anzahl von Korrelationsstufen, die größer ist als die Länge der Korrelationscodesequenz). Zum Beispiel ermöglicht dies die Verwendung eines 64-Bit-Korrelationscodes mit 128 Korrelationsstufen.
Des Weiteren kann das zirkulare Musterschieberegister 306 dafür konfiguriert sein, periodisch Steuersignale, die aus einer bestimmten Bit-verschobenen Korrelationscodesequenz erzeugt werden, zwischen Auswertungen (z.B. Vergleichen) von Spannungspotenzialen, die in Integrationskondensatoren C_N und C_P gespeichert sind, durch eine Vergleichseinheit (z.B. über mehrere Abtasttaktzeiträume) in eine bestimmte Korrelationsstufe einzuspeisen. Dadurch wird es möglich, eine große Anzahl von Basisbandsignalen an den Schaltintegratoren zu akkumulieren und die Codierungsverstärkung zu erhöhen. Wenn zum Beispiel der 64-Bit-Korrelationscode zweimal hintereinander zwischen Auswertungen gesendet wird und das Verhältnis von Integrationskapazität zu Abtastkapazität größer als 128 ist (z.B. C_P,0/C_S,0 > 128, C_N,0/C_S,0 > 128), so kann eine Codierungsverstärkung von mehr als 128 erreicht werden, wodurch die Rauschleistung verringert wird (die Rauschamplitude wird um die Quadratwurzel von 128 reduziert).
Ein Summierknoten 310 (z.B. ein Addierer/Subtrahierer) ist mit dem Ausgang des Integrationskondensators C_P,0 und dem Ausgang des Integrationskondensators C_N,0 gekoppelt. Der Summierknoten 310 ist dafür konfiguriert, eine Spannungsdifferenz zwischen den Ausgängen der Integrationskondensatoren zu erzeugen. Wie zum Beispiel in 3a gezeigt, werden eine positive Spannung aus dem Kondensator C_P,0 und eine negative Spannung aus dem Kondensator C_N,0 in einen Summierknoten 310 eingespeist, der einen Addierer umfasst und der dafür konfiguriert ist, daraus eine Spannungsdifferenz zu erzeugen. Die Spannungsdifferenz wird in einen ersten Komparator 312 und einen zweiten Komparator 314 eingespeist.
Der erste Komparator 312 ist dafür konfiguriert, das Ausgangssignal des Summierknotens 310 (d. h. die Spannungsdifferenz zwischen dem Integrationskondensator C_P,0 und dem Integrationskondensator C_N,0) zu empfangen und mit einer ersten, positiven Schwellenspannung +V_th zu vergleichen, die durch einen Digital-Analog-Wandler (DAW) 320 erzeugt wird. Insbesondere hat der erste Komparator 312 einen ersten Eingangsknoten (nicht-invertierenden Eingangsknoten), der mit dem Ausgang des Summierknotens 310 gekoppelt ist, und einen zweiten Eingangsknoten (invertierenden Eingangsknoten), der mit einem positiven Schwellenwert +V_th gekoppelt ist. Wenn sich der erste Eingangsknoten auf einer höheren Spannung befindet als der zweite Eingangsknoten, so ist das Ausgangssignal des Komparators 312 hoch. Wenn sich der erste Eingangsknoten auf einer niedrigeren Spannung befindet als der zweite Eingangsknoten, so ist das Ausgangssignal des Komparators 312 niedrig (z.B. V_out = C(V_in – V_th)).
Der zweite Komparator 314 ist dafür konfiguriert, das Ausgangssignal des Summierknotens 310 (d. h. die Spannungsdifferenz zwischen dem Integrationskondensator C_P,0 und dem Integrationskondensator C_N,0) zu empfangen und mit einer zweiten, negativen Schwellenspannung –V_th zu vergleichen, die durch einen Digital-Analog-Wandler (DAW) 320 erzeugt wird. Insbesondere hat der zweite Komparator 314 einen ersten Eingangsknoten, der mit dem Ausgang des Summierknotens 310 gekoppelt ist, und einen zweiten Eingangsknoten, der mit einem negativen Schwellenwert –V_th gekoppelt ist.
In einer Ausführungsform kann eine Steuereinheit 318 dafür konfiguriert sein, ein Aktivierungssignal S_EN zu erzeugen, das einen RS-Latch und den DAW 320 mit einem niedrigen Arbeitszyklus betreibt, um den Stromverbrauch der Ergebnisauswertungsschaltung, die die Komparatoren 312 und 314 und den DAW 320 enthält, weiter zu reduzieren. Der RS-Latch 316 ist dafür konfiguriert, die wired-OR-verbundenen Ausgangssignale der Komparatoren 312x und Komparatoren 314x zu empfangen und auf der Grundlage des Aktivierungssignals S_ENzu operieren, um das korrelierte Ausgangssignal S_COR zu erzeugen. Wenn das Aktivierungssignal S_EN hoch ist, so ist der Latch transparent, und das tatsächliche digitale Ergebnis wird am Ausgang präsentiert. Wenn S_ENniedrig ist, so ist der Latch geschlossen, und der Latch verbleibt in dem Zustand, in dem er sich befand, als S_ENzum letzten Mal hoch war.
Zum Beispiel ist, falls aktiviert, der wired-OR-verbundene Open-Drain-Ausgang der Komparatoren 312x aktiv, solange mindestens ein Korrelationsergebnis der N parallelen Korrelationsstufen 304x die positive Entscheidungsschwelle +V_th übersteigt (d. h. größer als +V_th ist). Dann wird der Ausgang des RS-Latch 316 gesetzt. Wenn hingegen das wired-OR-verbundene Ausgangssignal der Komparatoren 314x ein Unterschreiten der negativen Vergleichsschwelle –V_th (d. h. mindestens ein Korrelationsergebnis der N parallelen Korrelationsstufen 304x ist kleiner als –V_th) in einer der N Korrelationsstufen anzeigt, so wird der RS-Latch zurückgesetzt. Diese Schmitt-Auslöser-Funktionalität nimmt ein Setzen und Rücksetzen des Datenausgangs S_COR entsprechend einer hinreichenden Signalstärke in Abhängigkeit von der Polarität des analogen Korrelationsergebnisses vor. So wird der Datenempfang mit niedriger Bitrate mit dem Merkmal der Rauschunterdrückung auch bei fehlendem Empfangssignal unterstützt. Darum muss der Sender das Codemuster entweder mit positiver Polarität senden, um eine logische „1“ am Latchausgang zu erzeugen, oder seine invertierte Version, um den Ausgang des Latch zu „0“ zu ändern.
Es versteht sich, dass die in 3a veranschaulichte Korrelationseinheit 300 eine nicht-einschränkende Ausführungsform der im vorliegenden Text dargestellten Korrelationseinheit ist. Dem Durchschnittsfachmann leuchtet ein, dass Änderungen an der Korrelationseinheit von 3a vorgenommen werden können, ohne den Geltungsbereich der Erfindung zu verlassen. Zum Beispiel veranschaulicht 4a eine alternative Ausführungsform einer Korrelationseinheit mit ultra-geringer Leistung 400 gemäß Darstellung im vorliegenden Text, die eine einzelne Entscheidungsschwelle für eine elementare Signalstärkedetektion implementiert.
Wie in 4 veranschaulicht, umfasst die Korrelationseinheit 400 Korrelationsstufen 404x mit einem Komparator 410 mit einem ersten Eingangsknoten, der mit dem Ausgang eines ersten Integrationskondensators C_P,0 gekoppelt ist, und einem zweiten Eingangsknoten, der mit dem Ausgang des zweiten Integrationskondensators C_N,0 gekoppelt ist. Ein Digital-Analog-Wandler (DAW) 412 ist mit dem Kondensator C_N,0 gekoppelt. Während der normalen Verarbeitung und Integration des abgetasteten Basisbandsignals gemäß dem beschriebenen Algorithmus wird das negative Spannungspotenzial an C_N,0 auf Erde (oder Masse) gehalten. Jedoch wird während des kurzen Zeitraums für die Auswertung des analogen Korrelationssignals (Vergleich der Spannungsdifferenz von C_P,0 und C_N,0 mit der Entscheidungsschwelle V_th) die Schwellenspannung V_th an den DAW-Ausgang angelegt. Auf diese Weise wird der elementare Komparator 410 mit Open-Drain-Ausgang zum Erzeugen der Spannungsdifferenz zwischen Potenzialen der Integrationskondensatoren C_P,0 und C_N,0 verwendet, und gleichzeitig vergleicht er sie mit der positiven Entscheidungsschwelle +V_th. Das wired-OR-Ausgangssignal aller Korrelationsstufen 404x repräsentiert dann das zeitbereichsabgetastete digitale Ausgangssignal, das unten in 5b veranschaulicht ist. In einer alternativen Ausführungsform kann der DAW 412 mit dem Kondensator C_P,0 gekoppelt sein (z.B. mit einem zweckmäßig justierten negativen Ausgangswert). Wie zuvor, kann der Komparator 410 intensiven Arbeitszyklen unterzogen werden, wenn ein hohes Verhältnis zwischen den Integrationskondensatoren C_P,0 und C_N,0 und dem Abtastkondensator C_S,0 vorliegt.
5a veranschaulicht eine Empfängereinheit 500, die einen Weck-Empfänger (engl. Wake-up Receiver, WuR) 504 mit ultrageringer Leistung umfasst, der eine Korrelationseinheit mit niedriger Leistung gemäß Darstellung im vorliegenden Text aufweist. Es versteht sich, dass zwar die vorgeschlagene Mischsignal-Korrelationseinheit in einem Weck-Empfänger (WuR) mit ultra-geringer Leistung verwendet werden kann, dass die Erfindung aber nicht darauf beschränkt ist. Vielmehr kann die vorgeschlagene Korrelationseinheit auch für andere Anwendungen verwendet werden, wie zum Beispiel RFID mit niedrigem Datenratenausgang. Des Weiteren kann die Architektur des WuR mit ultra-geringer Leistung in anderen Ausführungsformen variieren und kann andere oder weitere Komponenten umfassen, wie zum Beispiel Filter, Verstärker usw.
Wenden wir uns 5a zu. Der vorgeschlagene WuR 504 mit ultra-geringer Leistung ist mit einer Antenne 502 gekoppelt, die dafür konfiguriert ist, ein HF-Signal zu empfangen. Wenn der WuR 504 ein gesendetes Signal (z.B. eine Datensequenz) detektiert, so ist er dafür konfiguriert, ein Aktivierungssignal S_ACT zu erzeugen, das einen Hauptempfänger 514 einschaltet, der ebenfalls mit der Antenne 502 über einen optionalen Antennenschalter 503 gekoppelt ist. Nach dem Aufwecken kann der Hauptempfänger 514 einen Datenraten-intensiven Empfang des HF-Signals ausführen.
Gemäß Darstellung im vorliegenden Text arbeitet der WuR 504 bei einer niedrigen Leistung durch Verwendung passiver Filter und einer „altmodischen“ HF-Enveloppendetektor-Demodulationstechnik (engl. RF envelope detector demodulation) für direkte Abwärtskonvertierung. Zum Beispiel ist ein passives SAW-Filter 506 dafür konfiguriert, das HF-Signal zu empfangen und ein gefiltertes Signal zu erzeugen, das in einen HF-Enveloppendetektor 508 eingespeist wird, der dafür konfiguriert ist, das HF-Signal in ein Basisbandsignal umzuwandeln. Das resultierende Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) nach der HFzu-Basisband-Umwandlung ist vergleichsweise niedrig. Um das SNR und die Empfangsempfindlichkeit nach der Signalfilterung und -verstärkung zu erhöhen, nutzt eine Korrelationseinheit mit niedriger Leistung 510 mit einer vorkonfigurierten digitalen Codesequenz eine hohe Codierungsverstärkung. Nach der SNR-Erhöhung mit Hilfe der Korrelationseinheit 510 bestimmt ein Doppelbegrenzer (engl. slicer) 512 (mit einer Schmitt-Auslöser-Charakteristik) die empfangenen Bits mittels „harter“ Entscheidung. Die Doppelbegrenzerschwelle S_TH kann so justiert werden, dass Frontend-erzeugtes Rauschen unterdrückt und ein konfigurierbarer Grad an Störfestigkeit erreicht wird. Auf diese Weise wird eine Daten-Bit-Auswertung in Gang gesetzt, wenn eine bestimmte Empfangssignalstärke überschritten wird, um ein niedriges Bitfehlerverhältnis zu garantieren.
5b veranschaulicht ein Diagramm 516 des korrelierten Ausgangssignals 518 als eine Funktion der Zeit. Wie in 5b gezeigt, wenn das korrelierte Ausgangssignal 518 einen Doppelbegrenzerschwellenwert 520 nicht verletzt (z.B. kleiner als der Schwellenwert 520 ist), so ist das Aktivierungssignal 522 niedrig, und der Hauptempfänger befindet sich in einem Schlummermodus. Wenn jedoch das korrelierte Ausgangssignal 518 den Doppelbegrenzerschwellenwert 520 verletzt (z.B. größer als der Schwellenwert 520 ist), so wird das Aktivierungssignal 522 auf „hoch“ angesteuert, wodurch der Hauptempfänger 514 aufgeweckt wird.
Bei Implementierung in einer 130 nm-CMOS-Technologie kann der WuR eine Empfangsempfindlichkeit von –71 dBm für einen 7 ms langen Korrelationszeitraum mit 64 Bit-Muster, 99 % Detektionswahrscheinlichkeit von Weckereignissen, eine rauschbedingte Rest-Falschweckrate von 10^–3/s und einen Stromverbrauch von etwa 2,4 µW (Mikrowatt) bei 1,0 V Kernspannungsversorgung erreichen. Ein solcher Stromverbrauch ist signifikant niedriger als der Stromverbrauch von anderen existierenden WuRs mit vergleichsweise hoher Empfindlichkeit. Des Weiteren können die verwendeten 64-Bit-Codesequenzen so gewählt werden, dass sie zweckmäßige Querkorrelationseigenschaften mit hoher zirkularer Orthogonalität besitzen, um das individuelle Adressieren separater WuRs zu unterstützen, so dass eine Adressendecodierung inhärent durch die Korrelationseinheit abgewikkelt wird.
6 veranschaulicht ein Flussdiagramm 600 eines Verfahrens zum Ausführen eines analogen Korrelationsschemas. Obgleich die im vorliegenden Text vorgestellten Verfahren unten als eine Reihe von Handlungen oder Ereignissen veranschaulicht und beschrieben sind, ist die vorliegende Offenbarung nicht durch die veranschaulichte Reihenfolge solcher Handlungen oder Ereignisse beschränkt. Zum Beispiel können einige Handlungen in anderen Reihenfolgen und/oder gleichzeitig mit anderen Handlungen oder Ereignissen neben denen, die im vorliegenden Text veranschaulicht und/oder beschrieben sind, stattfinden. Außerdem sind nicht alle veranschaulichten Handlungen erforderlich, und die Wellenformen sind lediglich veranschaulichend, und andere Wellenformen können sich signifikant von den veranschaulichten Wellenformen unterscheiden. Des Weiteren können eine oder mehrere der im vorliegenden Text dargestellten Handlungen in einer oder mehreren separaten Handlungen oder Phasen ausgeführt werden.
Des Weiteren kann der beanspruchte Gegenstand als ein Verfahren, eine Vorrichtung oder ein Erzeugnis unter Verwendung standardmäßiger Programmierungs- und/oder Entwicklungstechniken zum Herstellen von Software, Firmware, Hardware oder Kombinationen davon zum Steuern eines Computers zum Realisieren des offenbarten Gegenstandes implementiert werden (z.B. sind die in 1, 2, usw. gezeigten Schaltkreise nichteinschränkende Beispiele von Schaltkreisen, die zum Implementieren des Verfahrens von 6 verwendet werden können). Der Begriff „Erzeugnis“ im Sinne des vorliegenden Textes soll ein Computerprogramm umfassen, das von beliebigen Computerlesbaren Bauelementen, Trägern oder Medien aus zugänglich ist. Natürlich erkennt der Fachmann, dass viele Modifikationen an dieser Konfiguration vorgenommen werden können, ohne den Geist und Geltungsbereich des beanspruchten Gegenstandes zu verlassen.
Bei 602 wird ein HF-Signal zu einem analogen Basisbandsignal abwärtskonvertiert. In einer Ausführungsform kann eine Abwärtskonvertierung unter Verwendung von Komponenten mit geringer Leistung ausgeführt werden, wie zum Beispiel passiver Filter und eines HF-Enveloppendetektors. Das analoge Basisbandsignal enthält seine Informationen innerhalb einer Modulation der Amplitude.
Bei 604 werden ein oder mehrerer Bit-verschobene Korrelationscodes erzeugt. In einer Ausführungsform wird ein Bitverschobener Korrelationscode aus einer zuvor festgelegten Korrelationscodesequenz auf der Grundlage eines Taktsignals erzeugt. Die zuvor festgelegte Korrelationscodesequenz kann eine zuvor festgelegte 64-Bit-Sequenz aus „1“ und „0“ umfassen, die zum Beispiel in einem zirkularen Musterregister gespeichert wird.
Bei 606 werden die Bit-verschobenen Korrelationscodes gefiltert, um Bit-verschobene over-sampelte Korrelationscodes mit der richtigen Signalgewichtung zu erzeugen. Ein Bitverschobener over-sampelter Korrelationscode (over-sampelter Korrelationscode) ist für eine Signalgewichtung konfiguriert, die abgestimmte Eigenschaften im Vergleich zum Basisbandsignal bereitstellt. Zum Beispiel kann der over-sampelte Korrelationscode in einer Ausführungsform mehrere Werte oder Polaritäten umfassen (z.B. +1, –1 und 0).
Bei 608 wird das analoge Basisbandsignal im Zeitbereich abgetastet. Das analoge Basisbandsignal kann unter Verwendung eines Schaltkondensators abgetastet werden, wobei ein Schalter selektiv aktiviert wird, um das Basisbandsignal in einen Abtastkondensator einzuspeisen, der dafür konfiguriert ist, eine Abtastung des Basisbandsignals zu speichern, wenn der Schalter die Übertragung des Signals ermöglicht.
Bei 610 werden Steuersignale aus dem Bit-verschobenen oversampelten Korrelationscode erzeugt und in mehrere parallele Korrelationsstufen eingespeist. Der Wert eines Bit-verschobenen over-sampelten Korrelationscodes in einem Abtasttaktzeitraum entspricht einem Steuersignal (z.B. „1“ und „0“), das dafür konfiguriert ist, einen Schalter in einer Korrelationsstufe zu betreiben. Steuersignale, die aus einem oversampelten Korrelationscode mit einer ersten Bit-verschobenen Sequenz erzeugt werden, können in eine erste Korrelationsstufe eingespeist werden; Steuersignale, die aus einem oversampelten Korrelationscode mit einer zweiten Bit-verschobenen Sequenz erzeugt werden, können in eine zweite Korrelationsstufe eingespeist werden; usw.
Bei 612 betreiben die Steuersignale einen ersten und einen zweiten Schalter einer Korrelationsstufe, um ein abgetastetes Basisbandsignal in eine erste oder zweite Integrationskomponente innerhalb der Korrelationsstufe einzuspeisen. Zum Beispiel veranlassen in einer Ausführungsform, wenn der oversampelte Korrelationscode ein erstes Codemustergewicht (z.B. +1) hat, Steuersignale die Übertragung der Abtastladung zu einer ersten Integrationskomponente, die einen ersten Kondensator umfasst (Schritt 614). Wenn der over-sampelte Korrelationscode ein zweites Codemustergewicht (z.B. –1) hat, so veranlassen Steuersignale die Übertragung der Abtastladung zu einer zweiten Integrationskomponente, die einen zweiten Kondensator umfasst (Schritt 616). Wenn der over-sampelte Korrelationscode ein drittes Codemustergewicht (z.B. 0) hat, so veranlassen Steuersignale, dass die Abtastladung weder zu der ersten noch zu der zweiten Integrationskomponente übertragen wird (Schritt 618).
In einer Ausführungsform können Steuersignale, die aus einem bestimmten over-sampelten Korrelationscode erzeugt werden, periodisch in mehrere Korrelationsstufen während eines einzelnen Abtasttaktzeitraum eingespeist werden, wodurch eine kleinere Korrelationscode-Länge mit einer größeren Anzahl von Korrelationsstufen verwendet werden kann (z.B. ermöglicht dies die Verwendung eines 64-Bit-Korrelationscodes mit 128 Korrelationsstufen).
Bei 620 können Steuersignale von bestimmten over-sampelten Korrelationscodes periodisch in bestimmte Korrelationsstufen eingespeist werden. Das periodische Einspeisen von Steuersignalen (über mehrere Abtasttaktzeiträume) aus einem bestimmten over-sampelten Korrelationscode in eine bestimmte Korrelationsstufe zwischen Auswertungen der Integrationskomponenten (bei Schritt 622) erlaubt die Verarbeitung mehrerer identischer Korrelationscodesequenzen hintereinander, wodurch die Codierungsverstärkung erhöht wird und das Ausgangssignal der Korrelationseinheit intensiven Arbeitszyklen unterzogen werden kann (z.B. wobei zum Beispiel das Ausgangssignal einmal pro M Taktzyklen ausgewertet werden kann). Wenn zum Beispiel der 64-Bit-Korrelationscode zweimal hintereinander gesendet wird und das Verhältnis von Integrationskapazität zu Abtastkapazität größer als 128 ist (z.B. C_P,0/C_S,0 > 128, C_N,0/C_S,0 > 128), so kann eine Codierungsverstärkung von mehr als 128 erreicht werden, wodurch die Rauschleistung verringert wird (die Rauschamplitude würde um die Quadratwurzel von 128 reduziert werden).
Bei 622 wird ein korreliertes Ausgangssignal auf der Grundlage eines Vergleichs des Ausgangssignals der ersten und zweiten Integrationskomponenten erzeugt. In einer Ausführungsform bei 624 wird ein analoges Korrelationsergebnis durch einen Vergleich des Ausgangssignals der Integrationskomponenten mit einer oder zwei Entscheidungsschwellen über einen oder zwei Doppelbegrenzer ausgewertet, um ein digitales Ausgangssignal zu erzeugen. Während eine einzelne Schwelle die Detektion einer bestimmten Signalstärke mit justierbarer Rauschfestigkeit erlaubt, unterstützt ein Zwei-Schwellen-Ansatz mit entgegengesetzter Schwellenpolarität eine Schmitt-Auslöser-Funktionalität und somit einen Datenempfang bei niedriger Datenrate.
Bei 626 können die Schaltungen, die zum Ausführen der Auswertung verwendet werden, Arbeitszyklen gemäß der Bandbreite von Korrelationssignalen unterzogen werden, um Strom zu sparen.
Es versteht sich, dass das Verfahren 600 periodisch ausgeführt werden kann, um mehrere Korrelationssignale einer drahtlosen (HF-)Übertragung zwischen einem Sender und einem Empfänger zu erzeugen.
Obgleich die Erfindung mit Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen veranschaulicht und beschrieben wurde, können Änderungen und/oder Modifikationen an den veranschaulichten Beispielen vorgenommen werden, ohne den Geist oder Geltungsbereich der beiliegenden Ansprüche zu verlassen. Speziell im Hinblick auf die verschiedenen Funktionen, die durch die oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Baugruppen, Bausteine, Schaltkreise, Systeme usw.) ausgeführt werden, ist beabsichtigt, dass die Begriffe (einschließlich der Verwendung des Begriffes „Mittel“), die zum Beschreiben solcher Komponenten verwendet werden (sofern nicht anders angegeben), jeder Komponente oder Struktur entsprechen, welche die angegebene Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (die z.B. ein Funktionsäquivalent darstellt), auch wenn sie strukturell kein Äquivalent zu der offenbarten Struktur darstellt, welche die Funktion in den im vorliegenden Text veranschaulichten beispielhaften Implementierungen der Erfindung ausführt. Und obgleich ein bestimmtes Merkmal der Erfindung möglicherweise mit Bezug auf nur eine von mehreren Implementierungen offenbart wurde, kann ein solches Merkmal auch mit einem oder mehreren anderen Merkmalen der anderen Implementierungen kombiniert werden, wenn dies für eine gegebene oder bestimmte Anwendung erwünscht oder zweckmäßig ist. Des Weiteren ist beabsichtigt, dass, insofern die Begriffe „einschließlich“, „enthält“, „aufweist“, „hat“, „mit“ oder deren Varianten entweder in der detaillierten Beschreibung oder den Ansprüchen verwendet werden, solche Begriffe in einer ähnlichen Weise einschließend verstanden werden wie der Begriff „umfasst“.

Claims

Korrelationseinheit, umfassend: eine Steuerungscodequelle, die dafür konfiguriert ist, mehrere Steuersignale auszugeben, die auf der Grundlage einer zuvor festgelegten Korrelationscodesequenz erzeugt werden, die in einem zirkularen Schieberegister gespeichert ist; mehrere parallele Korrelationskomponenten, die jeweils dafür konfiguriert sind, eine parallele Auswertung eines empfangenen Basisbandsignals unter Verwendung der Steuersignale auszuführen, wobei jede Korrelationskomponente umfasst: eine Abtaststufe, die dafür konfiguriert ist, das empfangene Basisbandsignal abzutasten; eine Korrelationsstufe, die zwei oder mehr Schaltintegratoren umfasst, die selektiv durch die Steuersignale betrieben werden, um das abgetastete Basisbandsignal über mehrere Abtasttaktzeiträume zu empfangen und zu integrieren, um zwei oder mehr Spannungspotenziale zu erzeugen; und eine Vergleichseinheit, die dafür konfiguriert ist, die zwei oder mehr Spannungspotenziale von den Schaltintegratoren zu empfangen und ein analoges Korrelationsergebnis daraus auszuwerten.
Korrelationseinheit nach Anspruch 1, wobei die Steuerungscodequelle ein Filter umfasst, das dafür konfiguriert ist, überabgetastete Korrelationscodes zu erzeugen, die jeweils ein Gewicht haben, das angepasste Eigenschaften im Vergleich zu dem Basisbandsignal bereitstellt, und ferner dafür konfiguriert ist, die Steuersignale auf der Grundlage der überabgetasteten Korrelationscodes zu erzeugen.
Korrelationseinheit nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Abtaststufe einen Abtastschalter umfasst, der einem Abtastkondensator vorgeschaltet ist; wobei die Korrelationsstufe einen ersten Schalter umfasst, der mit einem ersten Integrationskondensator gekoppelt ist, und zweiten Schalter umfasst, der mit einem zweiten Integrationskondensator gekoppelt ist; und wobei ein Verhältnis des ersten Integrationskondensators zu dem Abtastkondensator mindestens so groß ist wie die Länge der zuvor festgelegten Korrelationscodesequenz und ein Verhältnis des zweiten Integrationskondensators zu dem Abtastkondensator mindestens so groß ist wie die Länge der zuvor festgelegten Korrelationscodesequenz.
Korrelationseinheit nach Anspruch 3, wobei die Steuerungscodequelle dafür konfiguriert ist, Steuersignale, die aus einer bestimmten Korrelationscodesequenz erzeugt werden, zwischen Auswertungen des analogen Korrelationsergebnisses periodisch in eine bestimmte Korrelationsstufe einzuspeisen, wodurch eine große Anzahl von Basisbandsignalabtastungen in den Schaltintegratoren akkumuliert wird.
Korrelationseinheit nach Anspruch 4, die ferner eine Steuereinheit umfasst, die dafür konfiguriert ist, ein Aktivierungssignal zu erzeugen, das die Vergleichseinheit mit einem niedrigen Arbeitszyklus aktiviert, um den Stromverbrauch zu reduzieren.
Korrelationseinheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Korrelationseinheit innerhalb eines Weck-Empfängers mit ultra-geringer Leistung oder eines RFID-Empfängers enthalten ist.
Korrelationseinheit, umfassend: mehrere Abtaststufen, die jeweils dafür konfiguriert sind, ein empfangenes Basisbandsignal abzutasten; mehrere Korrelationsstufen, die den Abtaststufen nachgeschaltet sind und jeweils umfassen: einen ersten Schaltintegrator, der einen ersten Schalter umfasst, der mit einem ersten Integrationskondensator gekoppelt ist; einen zweiten Schaltintegrator, der einen zweiten Schalter umfasst, der mit einem zweiten Integrationskondensator gekoppelt ist; eine Steuerungscodequelle, die dafür konfiguriert ist, Steuersignale, die jeder Korrelationsstufe zugeordnet sind, auf der Grundlage Bit-verschobener Versionen einer zuvor festgelegten Korrelationscodesequenz zu erzeugen, wobei die jeder Korrelationsstufe zugeordneten Steuersignale die ersten und zweiten Schalter in Abhängigkeit von Werten des Bitverschobenen Korrelationscodes selektiv öffnen und schließen, wobei das abgetastete Basisbandsignal selektiv dem ersten und dem zweiten Integrationskondensator bereitgestellt wird, um erste bzw. zweite Spannungspotenziale über mehrere Abtasttaktzeiträume zu akkumulieren; und mehrere Vergleichseinheiten, die dafür konfiguriert sind, die ersten und zweiten Spannungspotenziale innerhalb jeweiliger Korrelationsstufen zu empfangen und ein analoges Korrelationsergebnis daraus auszuwerten.
Korrelationseinheit nach Anspruch 7, wobei die Steuerungscodequelle umfasst: ein zirkulares Schieberegister, das dafür konfiguriert ist, die Bit-verschobenen Korrelationscodesequenzen aus der zuvor festgelegten Korrelationscodesequenz zu erzeugen; und ein angepasstes Filter, das dafür konfiguriert ist, die Bit-verschobenen Korrelationscodesequenzen zu filtern, um überabgetastete Korrelationscodes mit einer Gewichtung zu erzeugen, die angepasste Eigenschaften im Vergleich zu dem Basisbandsignal bereitstellt, und ferner dafür konfiguriert ist, die Steuersignale auf der Grundlage der überabgetasteten Korrelationscodes zu erzeugen.
Korrelationseinheit nach Anspruch 8, wobei die Steuerungscodequelle dafür konfiguriert ist, Steuersignale, die aus einer bestimmten Bit-verschobenen Korrelationscodesequenz erzeugt werden, zwischen Auswertungen des analogen Korrelationsergebnisses periodisch in eine bestimmte Korrelationsstufe einzuspeisen, wodurch eine große Anzahl von Basisbandsignalabtastungen in den ersten und zweiten Schaltintegratoren akkumuliert wird.
Korrelationseinheit nach Anspruch 8, wobei die Steuerungscodequelle dafür konfiguriert ist, Steuersignale, die aus einer bestimmten Bit-verschobenen Korrelationscodesequenz erzeugt werden, während eines bestimmten Abtasttaktzeitraums periodisch in mehrere Korrelationsstufen einzuspeisen, wobei eine Anzahl von Korrelationsstufen betrieben wird, die größer als die Länge der zuvor festgelegten Korrelationscodesequenz ist.
Korrelationseinheit nach einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei jeweilige Abtaststufen einen Abtastschalter umfassen, der einem Abtastkondensator vorgeschaltet ist.
Korrelationseinheit nach Anspruch 11, wobei, wenn der Wert eines bestimmten überabgetasteten Korrelationscodes gleich einem ersten Mustergewicht ist, keine Ladung aus dem Abtastkondensator zu den Integrationskondensatoren übertragen wird; wobei, wenn der Wert des bestimmten überabgetasteten Korrelationscodes gleich einem zweiten Mustergewicht ist, die Ladung von dem Abtastkondensator zu dem ersten Integrationskondensator übertragen wird; und wobei, wenn der Wert des bestimmten überabgetasteten Korrelationscodes gleich einem dritten Mustergewicht ist, die Ladung aus dem Abtastkondensator zu dem zweiten Integrationskondensator übertragen wird.
Korrelationseinheit nach Anspruch 11 oder 12, wobei ein Verhältnis des ersten Integrationskondensators zu dem Abtastkondensator mindestens so groß ist wie die Länge der zuvor festgelegten Korrelationscodesequenz, und ein Verhältnis des zweiten Integrationskondensators zu dem Abtastkondensator mindestens so groß ist wie die Länge der zuvor festgelegten Korrelationscodesequenz.
Korrelationseinheit nach Anspruch 13, die ferner eine Steuereinheit umfasst, die dafür konfiguriert ist, ein Aktivierungssignal zu erzeugen, das die Vergleichseinheiten mit einem niedrigen Arbeitszyklus aktiviert, um den Stromverbrauch zu reduzieren.
Korrelationseinheit nach Anspruch 14, wobei jeweilige Vergleichseinheiten umfassen: einen Summierknoten, der mit dem Ausgang des ersten Integrationskondensators und dem Ausgang des zweiten Integrationskondensators gekoppelt ist und dafür konfiguriert ist, eine Spannungsdifferenz zwischen beiden zu erzeugen; einen ersten Komparator mit einem ersten Eingangsknoten, der mit dem Summierknoten gekoppelt ist, und einen zweiten Eingangsknoten, der mit einem Digital-Analog-Wandler gekoppelt ist, der dafür konfiguriert ist, einen positiven Schwellenwert in den ersten Komparator einzuspeisen; und einen zweiten Komparator mit einem ersten Eingangsknoten, der mit dem Summierknoten gekoppelt ist, und einem zweiten Eingangsknoten, der mit dem Digital-Analog-Wandler gekoppelt ist, der dafür konfiguriert ist, einen negativen Schwellenwert in den zweiten Komparator einzuspeisen; wobei die Ausgänge erster Komparatoren jeweiliger Vergleichseinheiten als eine erste logische OR-Verbindung angeschlossen sind und wobei die Ausgänge zweiter Komparatoren jeweiliger Vergleichseinheiten als eine zweite logische OR-Verbindung angeschlossen sind; und wobei ein RS-Latch dafür konfiguriert ist, ein analoges Korrelationsergebnis mit einer Schmitt-Auslöser-Charakteristik aus der ersten und der zweiten logischen OR-Verbindung zu empfangen, das ein korreliertes Ausgangssignal, das aus dem RS-Latch ausgegeben wird, umschaltet, wenn der RS-Latch aktiviert ist und eine hinreichende Signalstärke durch mindestens eine Korrelationsstufe empfangen wird.
Verfahren zum Ausführen eines analogen Korrelationsverfahrens, umfassend: Abwärtskonvertieren eines HF-Signals zu einem analogen Basisbandsignal; Erzeugen mehrerer Bit-verschobener Korrelationscodesequenzen aus einer zuvor festgelegten Korrelationscodesequenz; Abtasten des analogen Basisbandsignals im Zeitbereich; Betreiben von Schaltern innerhalb mehrerer paralleler Korrelationsstufen auf der Grundlage eines Wertes der Bitverschobenen Korrelationscodesequenz während eines Abtasttaktzeitraums, um das abgetastete Basisbandsignal entweder einer ersten Integrationskomponente oder einer zweiten Integrationskomponente innerhalb der Korrelationsstufen bereitzustellen; und Erzeugen eines korrelierten Ausgangssignals auf der Grundlage einer Auswertung eines analogen Korrelationsergebnisses auf der Grundlage von Ausgangssignalen der ersten und zweiten Integrationskomponente.
Verfahren nach Anspruch 16, ferner umfassend: Filtern der mehreren Bit-verschobenen Korrelationscodesequenzen, um überabgetastete Korrelationscodes zu erzeugen, die Gewichtungen aufweisen, die angepasste Eigenschaften im Vergleich zu dem analogen Basisbandsignal bereitstellen; Erzeugen von Steuersignalen auf der Grundlage der überabgetasteten Korrelationscodes; und Bereitstellen der Steuersignale für die Schalter.
Verfahren nach Anspruch 17, ferner umfassend: periodisches Bereitstellen der Steuersignale, die aus einer bestimmten Bit-verschobenen Korrelationscodesequenz erzeugt werden, für Schalter innerhalb einer bestimmten Korrelationsstufe zwischen Auswertungen der Ausgangssignale der ersten und zweiten Integrationskomponente, wobei eine große Anzahl von Basisbandsignalabtastungen an der ersten und der zweiten Integrationskomponente akkumuliert wird.
Verfahren nach Anspruch 17, ferner umfassend: periodisches Bereitstellen der Steuersignale, die aus einer bestimmten Bit-verschobenen Korrelationscodesequenz erzeugt werden, für mehrere Korrelationsstufen während eines bestimmten Abtasttaktzeitraums, wobei eine Anzahl von Korrelationsstufen betrieben wird, die größer als die Länge der zuvor festgelegten Korrelationscodesequenz ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 19, wobei die analogen Basisbandsignalabtastungen in einer Abtastkapazität gespeichert werden, wobei die Integrationskomponenten Integrationskapazitäten umfassen, und wobei ein Verhältnis der Integrationskapazitäten zu der
Abtastkapazität einen Wert hat, der mindestens so groß ist wie die Länge der zuvor festgelegten Codesequenz, um die Codierungsverstärkung über die Korrelationscodesequenzlänge für periodisch und hintereinander gesendete Codesequenzen zu erhöhen.