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Die Erfindung betrifft eine Filterschaltung zur Kompensation eines Frequenzgangs eines Dezimationsfilters und einen Analog-Digital-Wandler mit einem Sigma-Delta-Modulator.
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In Bereichen der Signalverarbeitung, in denen eine Analog-Digital-Wandlung mit hoher Auflösung benötigt wird, werden zunehmend Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler eingesetzt, da Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler eine geringe Empfindlichkeit aufweisen gegenüber Bauelementefehlanpassungen und Prozessschwankungen bei der IC-Herstellung. Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler weisen einen Sigma-Delta-Modulator auf, der üblicherweise mit einer sehr hohen Taktfrequenz, einer Überabtastfrequenz, arbeitet, die wesentlich höher ist als die Signalbandbreite des Eingangssignals. Der Sigma-Delta-Modulator wandelt ein analoges Eingangssignal in ein überabgetastetes digitales Informationssignal. Um ein gewünschtes digitales Multibit-Ausgabewort mit einer niedrigen Taktfrequenz am Ausgang des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers zu erhalten, ist eine digitale Nachbearbeitung erforderlich. Häufig werden für digitale Nachbearbeitung kaskadierte Integrator-Differentiator-Filter (im Englischen Cascaded-Integrator-Comb-Filter) genutzt.
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In der
WO 99/34519 A1 sind eine Dezimationsvorrichtung und ein -verfahren zum Kompensieren einer Schwankung, welche durch ein CIC-Filter (Cascaded Integrator-Comb-Filter) verursacht werden, beschrieben, um so die Komplexität eines Filters an einer Endstufe zu verringern. Diese Dezimationsfiltervorrichtung zum Dezimieren eines Abtastsignals eines digitalen Verarbeitungssystems umfasst dabei ein Cascaded Integrator-Comb(CIC)-Dezimationsfilter zur Dezimationsfilterung des Abtastsignals, um eine Abwärtswandlung des Abtastsignals durchzuführen. Es ist ein interpoliertes Polynomfilter zweiter Ordnung (Interpolated Second Order Polynomial-Filter – ISOP) mit dem Ausgang des CIC-Filters verbunden, um einen Ausgang des CIC-Dezimationsfilters monoton zu erhöhen und dadurch einen Passband-Abfall zu kompensieren, der durch das CIC-Dezimationsfilter verursacht wird.
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Die Aufgabe, die der Erfindung zugrunde liegt, ist es, eine Filterschaltung und einen Analog-Digital-Wandler anzugeben, die ausreichend gute Übertragungseigenschaften aufweisen und eine kostengünstige Herstellung ermöglichen.
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Die Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhangigen Patentansprüche. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
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Gemäß einem ersten Aspekt zeichnet sich die Erfindung aus durch eine Filterschaltung zur Kompensation eines vorgegebenen Frequenzgangs eines kaskadierten Integrator-Differentiator-Filters. Die Filterschaltung weist ein dem kaskadierten Integrator-Differentiator-Filter nachgeschaltetes digitales Kammfilter mit zumindest einer ersten Kammfilterstufe auf. Des Weiteren weist die Filterschaltung ein digitales Resonatorfilter auf, das dem digitalen Kammfilter nachgeschaltet ist. Das digitale Resonatorfilter umfasst einen digitalen Resonator oder eine Parallelschaltung von zumindest zwei digitalen Resonatoren und im Falle der Parallelschaltung von zumindest zwei Resonatoren einen Addierer, dessen Wert am Ausgang die Summe der jeweiligen Ausgangssignale der Resonatoren repräsentiert.
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Dies ermöglicht einen vorgegebenen Frequenzgang eines kaskadierten Integrator-Differentiator-Filters gemäß gewünschter Anforderungen zu kompensieren. Eine Frequenz-Übertragungsfunktion des digitalen Kammfilters und des digitalen Resonatorfilters kann vorteilhafterweise einen linearen Phasengang aufweisen. Insbesondere vorteilhaft ist, dass die Kompensation des Frequenzgangs des kaskadierten Integrator-Differentiator-Filters mit nur sehr wenigen Schaltungselementen, insbesondere mit sehr wenigen Verzogerungselementen, möglich ist, und dadurch eine flachensparende und damit kostengünstige Herstellung möglich ist. Auch die Anzahl von Multiplikationen kann gering gehalten werden, wodurch weniger Schaltungselemente benötigt werden oder, falls die Multiplikationen beispielsweise von einer Recheneinheit ausgeführt werden, kann eine Verarbeitung mit weniger Rechenleistung erfolgen.
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In einer vorteilhaften Ausgestaltung weist die erste Kammfilterstufe des digitalen Kammfilters eine z-Ubertragungsfunktion gemäß der Gleichung H1(z) = (1 – rM·z–M) (Gl. 1) auf, wobei M die Ordnung der ersten Kammfilterstufe des digitalen Kammerfilters repräsentiert und r einen Skalierungsfaktor reprasentiert mit 0 < r ≤ 1. Der Skalierungsfaktor weist vorteilhafterweise einen Wert auf, der geringfugig kleiner ist als 1, beispielsweise r = 0,99, da dadurch gewährleistet ist, dass die Nullstellen des Kammfilters innerhalb des Einheitskreises liegen und damit das Filter ein stabiles Verhalten aufweisen kann.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung weist ein Frequenzgang des digitalen Kammfilters in einem gewünschten Frequenzband eine vorgegebene erste Anzahl von Nullstellen auf und das Resonatorfilter weist eine Anzahl von Resonatoren auf, wobei die Anzahl der Resonatoren gleich oder größer ist der ersten Anzahl von Nullstellen.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung ist das Resonatorfilter derart ausgebildet, dass ein Frequenzgang des Resonatorfilters zumindest in dem gewünschten Frequenzband zumindest teilweise Polstellen bei Frequenzwerten aufweist, bei denen das digitale Kammfilter Nullstellen aufweist.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung weist das Resonatorfilter eine z-Übertragungsfunktion gemaß der Gleichung
auf, wobei r den Skalierungsfaktor repräsentiert, M die Ordnung der ersten Kammfilterstufe des digitalen Kammerfilters repräsentiert und M/2 + 1 die Anzahl der Resonatoren repräsentiert und A
k einen jeweiligen Proportionalitätsfaktor des k-ten Resonator repräsentiert mit k = 0 bis M/2.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung weist das Kammfilter eine zweite Kammfilterstufe mit einer z-Übertragungsfunktion gemäß der Gleichung H2(z) = (1 – r2·z–2) (Gl. 3) auf, wobei r den Skalierungsfaktor repräsentiert.
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Gemäß einem zweiten Aspekt zeichnet sich die Erfindung aus durch einen Analog-Digital-Wandler, der einen Sigma-Delta-Modulator, ein kaskadiertes Integrator-Differentiator-Filter sowie eine Filterschaltung gemäß dem ersten Aspekt aufweist. Der Sigma-Delta-Modulator ist ausgebildet, ein analoges Signal, das an einem Eingang des Sigma-Delta-Modulators anliegt, in ein überabgetastetes digitales Informationssignal zu wandeln und am Ausgang des Sigma-Delta-Modulators bereitzustellen. Das kaskadierte Integrator-Differentiator-Filter ist dem Sigma-Delta-Modulator nachgeschaltet und ist ausgebildet, unerwünschte Signalanteile des Informationssignals am Ausgang des Sigma-Delta-Modulators zumindest teilweise zu unterdrücken und eine Abtastrate des digitalen Informationssignals um einen vorgegebenen Faktor zu verringern. Des Weiteren ist das kaskadierte Integrator-Differentiator-Filter ausgebildet, ein digitales Ausgabewort am Ausgang des kaskadierten Integrator-Differentiator-Filters mit einer vorgegebenen Bitbreite auszugeben. Die Filterschaltung ist dem kaskadierten Integrator-Differentiator-Filter nachgeschaltet.
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Ausfuhrungsbeispiele der Erfindung sind im Folgenden anhand der schematischen Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
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1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Analog-Digital-Wandlers,
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2 ein zweites Ausfuhrungsbeispiel des Analog-Digital-Wandlers und
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3a, 3b jeweils einen Frequenzgang an das des kaskadierten Integrator-Differentiator-Filters, einen Frequenzgang einer Filterschaltung und einen resultierenden Frequenzgang.
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Elemente gleicher Konstruktion oder Funktion sind figurenübergreifend mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
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1 zeigt ein erstes Ausfuhrungsbeispiel des Analog-Digital-Wandlers ADC. Der Analog-Digital-Wandler ADC weist einen Sigma-Delta-Modulator SDM auf. Der Sigma-Delta-Modulator SDM ist ausgebildet, ein analoges Signal an einem Eingang des Sigma-Delta-Modulators SDM in ein uberabgetastetes digitales Informationssignal zu wandeln und am Ausgang des Sigma-Delta-Modulators SDM bereitzustellen. Der Sigma-Delta-Modulator SDM ist beispielsweise ausgebildet, ein Quantisierungsrauschen eines internen Analog-Digital-Wandlers mit niedriger Auflösung spektral zu formen, sodass sich das Quantisierungsrauschen im Wesentlichen auf hohe Frequenzen konzentriert. Solch ein interner Analog-Digital-Wandler des Sigma-Delta-Modulators SDM umfasst beispielsweise eine oder zwei Komparatorstufen. Der Sigma-Delta-Modulator SDM gibt beispielsweise eine Bitfolge, das heißt ein Einbit-Ausgabewort, mit einer vorgegebenen Überabtastfrequenz f_s aus. Es ist auch möglich, dass der Sigma-Delta-Modulator SDM nicht eine Bitfolge, sondern ein Zweibit-Ausgabewort oder Dreibit-Ausgabewort ausgibt. Die Bitbreite des Ausgabeworts kann abhängen von der Anzahl der Komparatorstufen des internen Analog-Digital-Wandlers des Sigma-Delta-Modulators SDM.
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Um ein gewunschtes digitales Multibit-Ausgabewort mit einer niedrigen Taktfrequenz am Ausgang des Analog-Digital-Wandlers ADC zu erhalten, ist eine digitale Nachbearbeitung erforderlich. Aus diesem Grund weist der Analog-Digital-Wandler ADC zunachst ein dem Sigma-Delta-Modulator SDM nachgeschaltetes kaskadiertes Integrator-Differentiator-Filter CIC auf. Das kaskadierte Integrator-Differentiator-Filter CIC weist beispielsweise eine Tiefpasscharakteristik auf und ist ausgebildet, unerwünschte Spektralanteile in dem digitalen Informationssignal ausreichend zu unterdrücken, die ansonsten während einer Verringerung der Überabtastfrequenz f_s in ein gewunschtes Signalfrequenzband F_g eingebracht würden. Sobald beispielsweise ein Hochfrequenzrauschen in dem digitalen Informationssignal zumindest teilweise unterdrückt ist, kann die Überabtastfrequenz f_s auf eine vorgegebene zweite Abtastfrequenz verringert werden und die Bitbreite auf eine vorgegebene Multibitbreite erhoht werden. Eine Realisierung solch eines kaskadierten Integrator-Differentiator-Filters CIC ist beispielsweise mit Registerschaltelementen sehr einfach möglich. Der in 3a und 3b jeweils dargestellte Frequenzgang CIC_H des kaskadierten Integrator-Differentiator-Filters CIC zeigt jedoch, dass das kaskadierte Integrator-Differentiator-Filter CIC eine beachtliche Amplitudendämpfung aufweist in dem gewunschten Signalfrequenzbereich F_g.
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Der Analog-Digital-Wandler ADC weist daher eine dem kaskadierten Integrator-Differentiator-Filter CIC nachgeschaltete Filterschaltung 10 auf zur Kompensation des Frequenzgangs CIC H des kaskadierten Integrator-Differentiator-Filters CIC. Die Filterschaltung 10 umfasst ein dem kaskadierten Integrator-Differentiator-Filter CIC nachgeschaltetes digitales Kammfilter 200 mit zumindest einer ersten Kammfilterstufe 210. Die erste Kammfilterstufe 210 des digitalen Kammfilters 200 weist beispielsweise eine z-Ubertragungsfunktion gemäß der Gleichung H1(z) = (1 – rM·z–M) (Gl. 1) auf, wobei M die Ordnung der ersten Kammfilterstufe 210 des digitalen Kammfilters 200 repräsentiert und r einen Skalierungsfaktor repräsentiert mit 0 < r ≤ 1.
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Des Weiteren weist die Filterschaltung 10 ein digitales Resonatorfilter 300 auf, das dem digitalen Kammfilter 200 nachgeschaltet ist. Das digitale Resonatorfilter 300 umfasst beispielsweise eine Parallelschaltung von N Resonatoren 3000, 3001, 3002, 300N-1 und einen Addierer 400, dessen Wert am Ausgang die Summe der jeweiligen Ausgangssignale der Resonatoren 3000, 3001, 3002, 300N-1 repräsentiert.
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Das Resonatorfilter
300 weist beispielsweise eine z-Übertragungsfunktion gemäß der Gleichung
auf, wobei r den Skalierungsfaktor reprasentiert, M die Ordnung der ersten Kammfilterstufe
210 des digitalen Kammerfilters
200 reprasentiert und M/2 + 1 = N die Anzahl der Resonatoren
3000,
3001,
3002,
300N-1 reprasentiert. A
k reprasentiert einen jeweiligen Proportionalitatsfaktor des k-ten Resonator repräsentiert mit k = 0 bis N-1.
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Beispielsweise weist das Resonatorfilter 300 in dem gewünschten Signalfrequenzband zumindest teilweise Polstellen auf bei Frequenzwerten, bei denen das digitale Kammfilter 200 Nullstellen aufweist.
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Der Analog-Digital-Wandler ADC weist beispielsweise einen Abtastratenwandler 500 auf, der dem digitalen Resonatorfilter 300 nachgeschaltet ist. Der Abtastratenwandler 500 ist beispielsweise ausgebildet, die Abtastfrequenz um einen vorgegebenen Wert zu reduzieren, beispielsweise durch ein Weglassen von vorgegebenen Abtastwerten.
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In 2 ist ein weiteres Ausfuhrungsbeispiel des Analog-Digital-Wandlers ADC dargestellt. In diesem gezeigten Beispiel weist das digitale Kammfilter 200 eine zweite Kammfilterstufe 220 auf. Die zweite Kammfilterstufe 220 kann beispielsweise eine z-Übertragungsfunktion gemaß der Gleichung H2(z) = (1 – r2·z–2) (Gl. 3) aufweisen, wobei r den Skalierungsfaktor reprasentiert.
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3a und 3b zeigen jeweils den Frequenzgang CIC_H des kaskadierten Integrator-Differentiator-Filters CIC, den Frequenzgang 10_H der Filterschaltung 10 und den resultierenden Frequenzgang Res_H der beiden Filter. Die Frequenzachse ist hierbei normiert auf den Quotienten von der Überabtastfrequenz f_s und einem Dezimationsfaktor des kaskadierten Integrator-Differentiator-Filters CIC. Eine Realisierung der Filterschaltung 10 mit dem Frequenzgang 10_H ist beispielsweise mit 22 Verzögerungselementen und 14 Multiplikationen möglich. Die Multiplikationen können beispielsweise in einer Recheneinheit ausgefuhrt werden. Die geringe Anzahl von Verzogerungselementen ermoglicht eine kostengünstige Realisierung.
