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Die
Erfindung betrifft ein Breitband-Antennensystem zur Kommunikation
zwischen mobilen Trägern und Satelliten, insbesondere für
aeronautische Anwendungen.
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Der
Bedarf an drahtlosen Breitbandkanälen zur Datenübertragung
mit sehr hohen Datenraten, insbesondere im Bereich der mobilen Satellitenkommunikation
steigt ständig an. Es fehlt jedoch insbesondere im aeronautischen
Bereich an geeigneten Antennen, welche insbesondere die für
den mobilen Einsatz erforderlichen Bedingungen, wie geringe Abmessungen
und geringes Gewicht, erfüllen können. Für
die gerichtete, drahtlose Datenkommunikation mit Satelliten (z.
B. im Ku- oder Ka-Band) bestehen zudem extreme Anforderungen an
die Sendecharakteristik der Antennensysteme, da eine Störung
benachbarter Satelliten zuverlässig ausgeschlossen werden
muss.
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In
aeronautischen Anwendungen ist das Gewicht und die Größe
des Antennensystems von sehr großer Bedeutung, da es die
Nutzlast des Flugzeugs verringert und zusätzliche Betriebskosten
verursacht.
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Das
Problem besteht deshalb darin, möglichst kleine und leichte
Antennensysteme zur Verfügung zu stellen, welche dennoch
im Betrieb auf mobilen Trägern den regulatorischen Anforderungen
an den Sende- und Empfangsbetrieb genügen.
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Die
regulatorischen Anforderungen an den Sendebetrieb ergeben sich z.
B. aus den Normen CFR 25.209, CFR 25.222, ITU-R
M. 1643 oder ETSI EN 302 186. Alle diese
regulatorischen Vorschriften sollen sicherstellen, dass im gerichteten
Sendebetrieb einer mobilen Satellitenantenne keine Störung benachbarter
Satelliten auftreten kann. Hierzu werden typischerweise Envelopen
(Hüllkurven) maximaler spektraler Leistungsdichte in Abhängigkeit
vom Abstandswinkel zum Zielsatelliten definiert. Die für einen
bestimmten Abstandswinkel vorgegebenen Werte dürfen im
Sendebetrieb des Antennensystems nicht überschritten werden.
Dies führt zu strengen Anforderungen an die winkelabhängige
Antennencharakteristik. Als Beispiel ist in 5a die
Anforderung aus CFR 22.209 an den winkelabhängigen
Antennengewinn im Ku-Band in Richtung des Azimuts (tangential zum
Clarke-Orbit) dargestellt (fett markierte Kurve). Mit zunehmendem
Abstandswinkel vom Zielsatelliten muss der Antennengewinn stark abfallen.
Dies kann physikalisch nur durch sehr homogene Amplituden- und Phasenbelegungen
der Antenne erreicht werden. Typischerweise werden daher Parabolantennen
verwendet, die diese Eigenschaften aufweisen. Für den mobilen
Einsatz, insbesondere auf Flugzeugen, sind solche Antennen jedoch
nicht geeignet. Hier werden zur Verringerung des Luftwiderstands
rechteckige oder rechteckähnliche Antennenaperturen verwendet
welche ein Aspektverhältnis Höhe zu Breite von
höchstens 1:4 aufweisen. Da Parabolspiegel bei solchen
Aspektverhältnissen nur sehr geringe Effizienzen besitzen, kommen
für die Anwendungen, z. B. auf Flugzeugen oder Kraftwagen,
bevorzugt Antennenfelder in Frage.
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Bei
Antennenfeldern tritt jedoch das bekannte Problem der sog. „grating
lobes” auf. Grating lobes sind signifikante parasitäre
Nebenkeulen, welche dadurch entstehen, dass die Strahlzentren der
Antennenelemente, welche das Antennenfeld bilden, konstruktionsbedingt
einen bestimmten Abstand zueinander haben müssen. Dies
führt unter bestimmten Strahlwinkeln zur positiven Interferenz
der Antennenstrahler und damit zur unerwünschten Abstrahlung von
elektromagnetischer Leistung in unerwünschte Raumwinkelbereiche.
Aus der Theorie zweidimensionaler Antennenfelder (z. B. J.
D. Kraus und R. J. Marhefka, „Antennas: for all applications",
3rd ed., McGraw-Hill series in electrical engineering, 2002) ergibt
sich, dass signifikante parasitäre grating lobes nur dann
nicht auftreten, wenn die Strahlzentren des Antennenfeldes weniger
als eine Wellenlänge der minimalen Nutzwellenlänge
von einander entfernt sind.
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Da
Antennenfelder über ein Speisenetzwerk verfügen
müssen, ergibt sich das praktische Problem Netzwerk- und
Antennenfeldtopologien zu finden, die zum einen die obige Bedingung
an den maximalen Abstand der Strahlzentren erfüllen und
zum anderen so wenig Bauraum wie möglich beanspruchen.
Zudem dürfen die Speisenetzwerke nur minimal dissipativ
sein, um hohe Antenneneffizienzen und damit minimale Antennengrößen
realisieren zu können.
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Bei
der gerichteten Satellitenkommunikation werden zur Erhöhung
der Datenrate zudem typischerweise zwei unabhängige Signal-Polarisationen eingesetzt.
Das Antennensystem muss daher in der Lage sein, zwei unabhängige
Polarisationen simultan zu verarbeiten. Sowohl im Sende- als auch
im Empfangsbetrieb ist eine hohe Polarisationstrennung erforderlich
damit es zu keiner Vermischung und damit zu einer Effizienzeinbuße
kommt. Im Sendebetrieb bestehen zudem strenge regulatorische Anforderungen
an die Polarisationstrennung damit es zu keiner Störung
benachbarter Transponder mit orthogonaler Polarisation kommen kann
(vgl. z. B. CFR 25.209 bzw. 25.222).
Bei Antennenfeldern muss daher zum einen gewährleistet
sein, dass die primären Strahlerelemente über
eine genügend gute Polarisationstrennung bzw. -erhaltung
verfügen, und zum anderen, dass in den Speisenetzwerken
keine unerwünschte Vermischung der orthogonalen Polarisationen
erfolgt.
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Insbesondere
bei aeronautischen Anwendungen stellt die erforderliche Polarisationsentkopplung
bei linear polarisierten Signalen sehr hohe Anforderungen an das
Antennensystem. Da solche Systeme typischerweise auf dem Flugzeugrumpf
angebracht sind und über einen Zwei-Achsen Positionierer
verfügen, liegt die Antennenapertur mit ihrer Azimutachse
immer in der Flugzeugebene. Die Flugzeugebene ist typischerweise
eine Tangentialebene zur Erdoberfläche. Sind nun Flugzeugposition
und Satellitenposition nicht auf der gleichen geographischen Länge,
dann ist die Antennenapertur, wenn sie auf den Satelliten gerichtet
ist, immer um einen bestimmten Winkel, der von der geographischen
Länge abhängt, gegenüber der Ebene des
Clarke-Orbits, verdreht. Dieser sog. geographische skew kann bei mobilen
Anwendungen nicht durch eine Drehung der Antenne um eine senkrecht
zur Aperturebene liegende Achse kompensiert werden, wie dies bei
stationären terrestrischen Antennen möglich ist.
So muss ein aeronautisches Antennensystem trotz des im Prinzip ungünstigen
Längen zu Seitenverhältnisses auch bei Vorliegen
eines geographischen skews bis zu einem bestimmten Drehwinkel von
typischerweise ca. ±35° die regulatorischen Anforderungen
erfüllen können.
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Damit
ergeben sich folgende Problemstellungen für mobile, insbesondere
aeronautische Satellitenantennen, die simultan gelöst werden
müssen:
- 1. minimal mögliche
Dimension zur Erfüllung der regulatorischen Anforderungen,
- 2. höchste Antenneneffizienz bei minimalem Gewicht,
- 3. große Bandbreite um das Empfangs- und das Sendeband
abzudecken (z. B. Ku-Band Betrieb: 10, 7–12, 75 GHz und
13, 75–14, 5 GHz),
- 4. sehr gute Richtcharakteristik,
- 5. hohe Polarisationstrennung,
- 6. Kompensation des geographischen skews durch Nachführung
der Polarisationsebenen bei linear polarisierten Signalen.
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Stand der Technik:
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Es
ist bekannt, dass Antennen welche als Felder von Hornstrahlern ausgebildet
sind, über eine sehr hohe Effizienz verfügen.
Werden Felder von Hornstrahlern mit einem Netzwerk von Hohlleitern gespeist,
dann kann die Dämpfung elektromagnetischer Wellen durch
solche Netzwerke sehr klein werden. Ein solches Feld wird z. B.
in der Patentschrift
US 5243357 vorgeschlagen.
Es handelt sich dabei allerdings um eine reine Empfangsantenne (Spalte
1, Zeile 10 ff.). Die für den Betrieb als Sendeantenne notwendige,
sehr hohe Polarisationsentkopplung kann mit dem vorgeschlagenen
Netzwerk aus quadratischen Hohlleitern nicht erreicht werden. Zudem ist
der Abstand zwischen den Strahlerelementen konstruktionsbedingt
vergleichsweise groß, da die quadratischen Hohlleiter zur
effizienten Wellenleitung Abmessungen im Bereich der halben Wellenlänge der
Nutzfrequenz haben müssen und die Zentren der Strahlelemente
daher weit mehr als eine Wellenlänge voneinander entfernt
sind. Es ist bekannt, dass dies in der Antennencharakteristik zu
signifikanten Nebenkeulen (sog. „grating lobes”)
führt. Im reinen Empfangsbetrieb sind diese Nebenkeulen
unschädlich. Ein regulatorisch erlaubter Sendebetrieb ist
jedoch nicht möglich, da z. B.
CFR 25.209 bzw.
CFR 25.222 sehr
strenge Anforderungen an die Nebenkeulenunterdrückung setzen.
Eine Verbesserung der Polarisationstrennung kann durch separate
Speisenetzwerke erreicht werden. So wird z. B. in der
US 2005/0146477 vorgeschlagen,
jeweils ein eigenes Speisenetzwerk für die linkszirkulare
und die rechtszirkulare Polarisation zu verwenden. Die Strahlerelemente
(hier Aperturkreuze) müssen hierzu jedoch seriell gespeist
werden. Dies schränkt die nutzbare Bandbreite stark ein.
Ein typischer Ku-Band Betrieb, z. B. mit einem Empfangsband von
10,7 GHz bis 12,75 GHz und einem Sendeband von 14,0 GHz bis 14,5
GHz, ist mit einer solchen Anordnung nicht möglich. In
z. B.
US 5568160 wird
ebenfalls vorgeschlagen, das Verteilernetzwerk mit Aperturkreuzen
zu speisen. Primäre Antennenelemente sind hier jedoch quadratische
Hornstrahler. Das Speisenetzwerk zerfällt in ein Netzwerk
für die horizontale und ein Netzwerk für die vertikale
Polarisation. Eine hohe Polarisationsentkopplung ist damit möglich.
Konstruktionsbedingt liegen die Strahlerzentren jedoch auch hier vergleichsweise
weit auseinander, sodass parasitäre Nebenkeulen auftreten.
Dasselbe Problem tritt bei den z. B. in
US 6225960 ,
WO 2006/061865 und
GB 2247990 vorgeschlagenen Anordnungen
auf. In der
US 6201508 wird
vorgeschlagen, zur Homogenisierung der Aperturbelegung über
jedem einzelnen Hornstrahler ein Gitter („crossed septum”;
Spalte 3, Zeile 26) anzubringen. Die Strahlzentren liegen jedoch
auch hier konstruktionsbedingt weit mehr als eine Wellenlänge
voneinander entfernt und phasenkorrelationsbedingte parasitäre
Nebenkeulen treten weiterhin auf. Auch besitzt die Vorrichtung konstruktionsbedingt
eine erhebliche Höhe (Ausdehnung senkrecht zur Aperturebene),
was sie für mobile und insbesondere für aeronautische
Anwendungen kaum brauchbar macht (im Ku-Band „0.37 m”;
Spalte 5, Zeile 15).
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Zeichnungen:
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1a–c
stellen den erfindungsgemäßen Aufbau einer Hornfeld-Apertur
und den schematischen Aufbau der Speisenetzwerke dar;
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2 zeigt
den Detailaufbau der Aperturoberfläche;
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3a–d
zeigen die Rückseite einer erfindungsgemäßen
Antenne und den detaillierten Aufbau des Hornstrahler-Feldes mit
den Speisenetzwerken für zwei orthogonale lineare Polarisationen;
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4a–b
stellen exemplarisch einen E-Feld Teiler und einen H-Feld Teiler
der Speisenetzwerke dar;
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5a–b
zeigen ein typisches Antennendiagramm einer erfindungsgemäßen
Antenne,
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6 zeigt
die Rückseite einer erfindungsgemäßen
Antenne mit Frequenzdiplexern und Verstärkern;
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7 stellt
ein erfindungsgemäßes Hohlleitermodul zur Polarisationsnachführung
dar;
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8 zeigt
ein aeronautisches Antennensystem mit einem Zwei-Achsen-Positionierer;
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9 stellt
einen kombinierten E-Feld und H-Feld Teiler dar, mit dessen Hilfe
die Antenne hochpräzise nachgeführt werden kann.
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Die
Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein breitbandiges Antennensystem,
insbesondere für aeronautische Anwendungen zur Verfügung
zu stellen, das bei minimalen Dimensionen einen regulatorisch konformen
Sende- und Empfangsbetrieb und die präzise Ausrichtung
der Antenne auf den Zielsatelliten erlaubt.
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Diese
Aufgabe wird mit der Erfindung gemäß des Anspruchs
1 gelöst. 1a–c stellen einen
bevorzugten erfindungsgemäßen Aufbau des Antennensystems
dar. Die Antenne zur Breitband-Satellitenkommunikation, insbesondere
für mobile Anwendungen, besteht aus einem Feld von primären
Hornstrahlern (1), welche durch ein Hohlleiter-Speisenetzwerk
(2) miteinander verbunden sind, wobei die Antenne aus einer
Anzahl N = N1 × N2 primären
Hornstrahlern mit N1 > 4 N2 besteht,
N1 und N2 ganze
gerade Zahlen sind, für die gesamte Aperturfläche
A der Antenne A = L × H mit L ≥ 4 H und L < N1 λ gilt,
wobei λ die minimale Freiraumwellenlänge der zu
sendenden oder zu empfangenden elektromagnetischen Welle bezeichnet,
die primären Hornstrahler den Empfang und das Senden von
zwei orthogonalen linear polarisierten elektromagnetischen Wellen
dadurch ermöglichen, dass sie über eine rechteckige Aperturfläche
a = l × h mit l < h
und l < λ und
einen jedenfalls näherungsweise quadratischen Ausgang (3)
verfügen, wobei L = N1 l, H = N2 h, und A = N1 × N2 × l × h = L × H
gilt, und die primären Hornstrahler (1) direkt
an ihrem Ausgang (3) über rechteckige Hohlleiter
(4, 5) derart gespeist werden, dass die eine der
orthogonalen linearen Polarisationen parallel zur Aperturfläche
zu- und abgeführt wird und die andere der orthogonalen
linearen Polarisationen über ein Hohlleiter-Septum (6)
in einer Ebene senkrecht zur Aperturfläche zu- und abgeführt
wird, die Hörner der primären Hornstrahler gestaucht sind
und senkrecht zur Aperturfläche eine Länge lH < 1,5 λ aufweisen, das
Hohlleiter-Speisenetzwerk (2) aus einem Speisenetzwerk
für die eine der beiden orthogonalen linearen Polarisationen
(4) und einem davon getrennten Speisenetzwerk für
die andere der beiden orthogonalen linearen Polarisationen (5)
besteht, jedes der beiden Speisenetzwerke als binärer Baum
mit binären E- und H-Leistungsteilern (7, 8)
aufgebaut ist, sodass der jeweils letzte Leistungsteiler auf der
niedrigsten Ebene des binären Baums die Leistungen von
zwei Halbaperturen mit jeweils N/2 primären Hornstrahlern
für jede der beiden orthogonalen Polarisationen getrennt
symmetrisch zusammenführt, die Aperturbelegung der Antenne
jedenfalls näherungsweise der Relation p1,j < p2,j < p3,j < ... < pk,j =
pk+1,j = pk+2,j =
... = pk+m,j > pk+m+1,j > pk+m+2,j > pk+m+3,j > ... > p2k+m,j folgt,
wobei k und m ganze Zahlen sind und 2k + m = N1 gilt,
und die Leistungen pi,j, i = 1..N1, j = 1..N2, die Leistungsbeiträge
der einzelnen primären Hornstrahler bezeichnen, die Aperturbelegung
durch symmetrische und asymmetrische binäre E- und H-Leistungsteiler
(7, 8) in jedem der beiden Speisenetzwerke für jede
der beiden orthogonalen Polarisationen realisiert ist, und die gesamte
Aperturfläche von einem Phasenegalisierungsgitter (9)
abgedeckt ist, wobei die Maschen (10) des Phasenegalisierungsgitters eine
quadratische Dimension mit Kantenlänge b aufweisen und
jedenfalls näherungsweise b = 1, h = 2 b und b < λ gilt,
sodass in der Richtung N1 die Stege des
Gitters über der Stoßkante zweier benachbarter Hornstrahler
liegen und in Richtung N2 die Stege des Gitters
sich jedenfalls näherungsweise genau in der Mitte der Aperturfläche
der einzelnen Hornstrahler befinden.
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Durch
die Dimensionierung des Hornstrahler-Feldes mit einer Anzahl N =
N1 × N2 primären Hornstrahlern,
wobei N1 > 4
N2, und N1 und N2 ganze gerade Zahlen, wird eine rechteckige
Antennenapertur erzielt, die den Anforderungen einer möglichst
geringen Höhe im mobilen, insbesondere aeronautischen,
Einsatz genügt. Diese Dimensionierungsvorschrift stellt
zudem sicher, dass bei Drehung der Antenne um die Hauptstrahlachse
die mit der Drehung zwangsläufig verbundene Aufweitung
der Hauptkeule innerhalb des für die Anwendung wichtigen
Winkelbereichs +/–35° gering bleibt. Bei einem
Längen zu Seiten Verhältnis von 4:1 beträgt
die Aufweitung etwa im Ku-Sendeband (14 GHz-14,5 GHz) nur wenige Zehntel
Grad.
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Der
Winkelbereich für den geographischen skew von +/–35° ist
deshalb von besonderer Bedeutung, weil dann z. B. im Ku-Band der
gesamte Nordamerikanische Kontinent mit nur einem Satelliten abgedeckt
werden kann. Dies führt zu einer erheblichen Reduzierung
der Providingkosten eines entsprechenden Dienstes.
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Sind
N1 und N2 gerade
Zahlen, dann kann das Hornstrahler-Feld mit einem in beiden Richtungen
binären Zuführungsnetzwerk effizient gespeist werden.
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Die
Dimensionierungsvorschrift für die Länge L des
Hornstrahlerfeldes, L < N1 λ, stellt sicher, dass in Azimutrichtung
keine parasitären Nebenkeulen auftreten, die durch einen
zu großen Abstand der Strahlzentren der primären
Hornstrahler erzeugt werden. Die Wellenlänge λ muss
dabei die kleinste der im Sendebetrieb auftretende Wellenlänge
sein. Im Ku-Band Sendebetrieb ist dies z. B. die Wellenlänge bei
14.5 GHz, sodass λ ≈ 2,07 cm. Nur durch die Unterdrückung
parasitärer Nebenkeulen ist ein regulatorisch erlaubter
Sendebetrieb möglich.
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Die
primären Hornstrahler besitzen, wie in 1b und 2 dargestellt,
eine rechteckige Aperturfläche a, mit a = l × h
und l < h. Das
Hornstrahlerfeld ist dann entsprechend den Vorschriften L = N1 l, H = N2 h, und
A = N1 × N2 × l × h
= L × H aufgebaut, wobei A die gesamte Aperturfläche
des Feldes bezeichnet. Damit liegen die Aperturflächen
a der primären Hornstrahler in Azimut- und Elevationsrichtung
dicht nebeneinander und sind mit ihrer kurzen Kante in Azimutrichtung
und mit ihrer langen Kante in Elevationsrichtung ausgerichtet. Mit
l < λ wird
dann erreicht, dass bei dichter Hornbelegung keine parasitären
Nebenkeulen in Azimutrichtung auftreten können. Wird z.
B. für den Ku-Band Sendebetrieb im Frequenzband 14 GHz-14,5
GHz l < λmax und l ≈ λmax ≈ 2,07
cm gewählt, dann erhält man bei erfindungsgemäßer
Wahl von h = 2 l und N1 > 4 N2 ein Hornstrahlerfeld
minimaler Dimension, dass den regulatorischen Anforderungen entsprechen
kann. Wird regulatorisch z. B. für die 3dB-Breite Δ3dB der Hauptkeule in Azimut 2° gefordert,
dann ergibt sich mit der bekannten Näherungsformel Δ3dB = 51°/Lλ (z.
B. J. D. Kraus und R. J. Marhefka, „Antennas: for
all applications", 3rd ed., McGraw-Rill series in electrical
engineering, 2002, pa. 374) mit Lλ = L/λmax = N1,min eine minimale
Anzahl N1,min = 26. Für die minimale
Anzahl von N2, N2,min,
gilt dann N2,min < 4, der Vorschrift, dass N1 und
N2 ganze gerade Zahlen sind, entsprechend.
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Wird
nun zusätzlich die Vorschrift aus Anspruch 1 herangezogen,
dass das Speisenetzwerk als binärer Baum ausgeführt
ist, dann ergibt sich ein Hornstrahlerfeld mit N1 =
32 und N2 = 4, d. h. L ≈ 64 cm
und H ≈ 16 cm. Wird die Aperturbelegung durch symmetrische
und asymmetrische binäre E- und H-Leistungsteiler nun erfindungsgemäß gewählt, dann
kann das Antennendiagramm den regulatorischen Vorschriften entsprechen.
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Durch
die Dimensionierung der primären Hornstrahler ist zudem
sichergestellt, dass diese über einen quadratischen Ausgang
verfügen können, der zwei orthogonale lineare
Polarisationen unterstützt. Der quadratische Ausgang (3)
wird durch zwei in orthogonalen Ebenen zueinander liegenden rechteckigen
Hohlleitern gespeist. Diese Geometrie stellt eine effektive Polarisationstrennung
sicher. Zudem ist der in einer Ebene senkrecht zur Aperturebene
liegende Speisehohleiter mit einem Hohlleiterseptum (6)
versehen, das die parasitäre Migration der orthogonalen
Polarisation in diesen Hohlleiterzweig verhindert. Der Übergang
vom quadratischen Ausgang (3) des primären Hornstrahlers
zu dem in der Aperturebene liegenden Eingang des Rechteckhohleiters der
einen linearen Polarisation ist typischerweise stufenförmig
ausgelegt. Dies kann ebenfalls die Polarisationstrennung und die
Breitbandigkeit verbessern. Eine typische Ausführungsform
der Signalauskopplung aus den primären Hornstrahlern ist
in 2 dargestellt.
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Um
die Dimensionen des Hornfeldes möglichst gering zu halten,
sind die Hörner der primären Hornstrahler in Strahlrichtung
gestaucht. Ihre Länge senkrecht zur Aperturfläche
beträgt lediglich lH < 1,5 λ.
Diese Länge ist sehr viel kleiner als die Länge,
welche sich nach den bekannten Dimensionierungsvorschriften für
Hornaperturen ergeben würde und führt ohne Phasenegalisierungsgitter
zu einer signifikanten Impedanzfehlanpassung an die Freiraumwelle und
damit zu erheblichen Reflektionsverlusten. Wird die Apertur jedoch
mit einem erfindungsgemäßen Phasenegalisierungsgitter
versehen, dann können die Hörner erfindungsgemäß dimensioniert
werden ohne dass signifikanten Verluste auftreten. Dies führt zu
einer erheblichen Größenreduzierung der Gesamtantenne.
Das Phasenegalisierungsgitter hat bei erfindungsgemäßen
Antennen daher nicht nur die Aufgabe die Phasenbelegung der Apertur
zu homogenisieren, sondern dient auch zur Impedanzanpassung der
primären Hornstrahler an die Freiraumwellenimpedanz.
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Zur
Erzielung einer größtmöglichen Polarisationstrennung
und einer größtmöglichen instantanen Bandbreite
ist ein für jede der beiden orthogonalen Polarisationen
getrenntes Speisenetzwerk vorgesehen. Die getrennte Speisung direkt
ab Hornausgang hat zudem den Vorteil, dass die beiden linearen orthogonalen
Polarisationen völlig getrennt verarbeitet werden können
und ein hochpräziser Phasenabgleich erfolgen kann. Dies
ist notwendig, um die für die Polarisationsnachführung
erforderliche Genauigkeit von typischerweise < 1° über die gesamte
instantane Bandbreite von typischerweise mehr als 3 GHz erzielen
zu können. Auch wird die Trennung von Sende- und Empfangsband
durch entsprechende Frequenzdiplexer dadurch erleichtert.
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Der
Aufbau der Speisenetzwerke als binäre Bäume, wie
schematisch in 1c dargestellt, ermöglicht
die Verwendung von hochpräzisen binären symmetrischen
und asymmetrischen E-Feld und H-Feld Leistungsteilern (7, 8),
wie sie beispielhaft in 4a und 4b dargestellt
sind. Diese hohe Präzision ist notwendig, um einen für
beide Polarisationen nahezu identischen Frequenzgang über
die gesamte instantane Bandbreite zu erzielen, was erforderlich
ist, um die notwendige Präzision bei der Polarisationsnachführung
erreichen zu können. Konstruktionsbedingt kann ein hocheffizienter
Phasenabgleich dann durch eine geeignete Kombination von Hohlleiterstücken
mit Koaxialkabelstücken über die gesamte instantane
Bandbreite erzielt werden. Zudem hat dies den Vorteil, dass die
Amplituden- und Phasenbelegung der Apertur sehr genau eingestellt werden
kann. Dies ist notwendig um die regulatorische Envelope zuverlässig über
die gesamte erforderliche Sendebandbreite von typischerweise mehr als
500 MHz einhalten zu können. Es hat sich gezeigt, dass
im Gegensatz zu Mehrfach-Leistungsteilern sich bei größeren
Feedingstrukturen produktionsbedingte Toleranzen bei binären
Strukturen typischerweise herausmitteln. Die Hohlleiter (2)
der Speisenetzwerke sind für beide Polarisationen derart
dimensioniert, dass zum Einen eine möglichst verlustfreie
Wellenleitung über die gesamte instantane Bandbreite erreicht
wird, und zum Anderen durch eine hohe Integrationsdichte der erforderliche
Bauraum minimiert wird. Im Ku-Band z. B. kommen daher Hohlleiter
zum Einsatz deren Seitenverhältnis wesentlich kleiner als
das Standardverhältnis 1:2 ist. In der in 1a dargestellten
Ausführungsform besitzen die Hohlleiter (2) lediglich
ein Seitenverhältnis von 6,5:16. Es hat sich gezeigt, dass
dies ausreicht um die gesamte instantane Bandbreite von 10,7 GHz-12,75
GHz und 13,75 GHz-14,5 GHz abzudecken. Gegenüber Hohlleitern
mit Standarddimensionen wird dadurch eine signifikante Volumenreduzierung
bei den Speisenetzwerken von ca. 20% und eine entsprechende Gewichtsreduzierung
erreicht. So hat die in 3a–d
dargestellte Ausführungsform für das Ku-Band insgesamt
nur eine Tiefe (Ausdehnung senkrecht zur Aperturebene) von ca. 15
cm, was insbesondere für aeronautische Anwendungen von
sehr großem Vorteil ist.
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Es
ist vorgesehen, die Speisenetzwerke derart auszuführen,
dass der Leitungsteiler auf der niedrigsten Ebene die Signale der
zwei Halbaperturen mit jeweils N/2 primären Hornstrahlern zusammenführt. Dies
hat den Vorteil, dass dieser Leistungsteiler auch als kombinierter
E-Feld und H-Feld Teiler ausgelegt werden kann. Damit kann nicht
nur das Summensignal der beiden Halbaperturen sondern auch das Differenzsignal
direkt am Aperturausgang abgegriffen werden. Wird das Differenzsignal
entsprechend verarbeitet ermöglicht dies die hochpräzise
Ausrichtung der Antenne auf den Zielsatelliten. Für den
Ku-Band Sendebetrieb in den USA z. B. verlangt die Norm CFR
25.222 eine Genauigkeit bei der Ausrichtung auf den Zielsatelliten
von < 0.2°.
Dies ist mit herkömmlichen Methoden der „open
loop” Nachführung mit Hilfe von Positionsdaten
(z. B. über GPS und/oder Inertialdetektoren) nur über
kurze Zeiträume möglich. Dann muss der Sendebetrieb
unterbrochen und die Antenne mit Hilfe des Empfangssignals neu ausgerichtet
werden.
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Ist
die Apertur hingegen so aufgebaut, dass sie das Differenzsignal
zur Verfügung stellen kann, dann können mit Hilfe
einer „closed loop” Nachführung Genauigkeiten
erzielt werden, die zeitlich dauerhaft << 0.2° sind.
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In 1c ist
der schematische Aufbau der beiden Speisenetzwerke für
die beiden orthogonalen linearen Polarisationen dargestellt. Direkt
am Ausgang (3) der primären Hornstrahler (1)
werden die beiden Polarisationen getrennt und in zwei getrennten
Speisenetzwerken (4) (durchgezogene Linien) und (5)
(punktierte Linien) zu- und abgeführt. Beide Speisenetzwerke
sind als binäre Bäume mit E-Feld Teilern (7)
und H-Feld Teilern (8) ausgeführt. Auf der niedrigsten
Ebene werden jeweils die Signale von N/2 primären Hornstrahlern
symmetrisch zusammengeführt. Zur Messung des Differenzsignals
der beiden Aperturhälften für beide Polarisationen
kann der Teiler auf der niedrigsten Ebene als kombinierter E-Feld
und H-Feld Teiler (30) ausgeführt werden.
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Es
ist zudem vorgesehen die Apertur mit einer hyperbolen Amplitudenbelegung
zu versehen, die jedenfalls näherungsweise der Relation p1,j < p2,j < p3,j < ... < pk,j =
pk+1,j = pk+2,j =
... = pk+m,j > pk+m+1,j > pk+m+2,j > pk+m+3,j > ... > p2k+m,j gehorcht,
wobei k und m ganze Zahlen sind und 2k + m = N1 gilt,
und die Leistungen pi,j, i = 1..N1, j = 1..N2, die
Leistungsbeiträge der einzelnen primären Hornstrahler
bezeichnen. Es hat sich gezeigt, dass Amplitudenbelegungen, die
dieser Relation gehorchen – sofern alle anderen erfindungsgemäßen
Merkmale vorhanden sind – Antennendiagramme erzeugen, welche
die typischen regulatorischen Envelopen (z. B. definiert in CFR
25.209 und ETSI EN 302 186) einhalten
können. Diese Klasse von Amplitudenbelegungen hat zudem,
zusammen mit den Dimensionierungsvorschriften für das Hornstrahlerfeld,
die einzelnen primären Hornstrahler und das Phasenegalisierungsgitter
des Anspruch 1 die Eigenschaft, dass bei zunehmendem geographischem
skew Winkel keine parasitären „grating lobes” auftreten,
sondern das Niveau der Nebenkeulen in Azimutrichtung über
die gesamte instantane Bandbreite abnimmt. Dies ist ein wesentlicher
Vorteil erfindungsgemäßer Anordnungen gegenüber
bisher bekannten Anordnungen. Der Effekt ist in 5a und 5b für
eine typische Ausführungsform und für eine Frequenz
im Ku-Sendeband (14.25 GHz) dargestellt. Der Winkel theta bezeichnet
dabei den Winkel entlang der Tangente an den Clark-Orbit an der
Stelle, an der sich der geostationäre Satellit befindet,
und der skew-Winkel den Rotationswinkel der Apertur senkrecht zur
Strahlrichtung, wenn die Antenne auf diesen Satelliten ausgerichtet
ist. Die fett eingezeichnete Kurve („FCC”) markiert
die regulatorische Envelope nach CFR 25.209, die
vom Antennengewinn „gain” nicht überschritten werden
darf. 5a zeigt den Winkelbereich –180° bis
+180°, 5b den Bereich um die Hauptkeule.
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Die
Aperturbelegung wird durch symmetrische und asymmetrische binäre
E- und H-Leistungsteiler (7, 8) in jedem der beiden
Speisenetzwerke für jede der beiden orthogonalen Polarisationen
realisiert und ist damit über die gesamte instantane Bandbreite
wirksam. Dies hat den Vorteil, dass auch im Empfangsband eine sehr
hohe Direktivität erreicht wird und die parasitäre
Einstrahlung von Signalen benachbarter Satelliten stark reduziert
wird. Eine typische Ausführungsform der Speisenetzwerke
ist in 1c dargestellt. Typische Ausführungsformen
der E-Feld Teiler (7) und H-Feld Teiler (8) sind
in den 4a und 4b dargestellt.
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Wie
in 1a, 1b und 2 dargestellt, ist
zudem vorgesehen, dass die gesamte Aperturfläche von einem
Phasenegalisierungsgitter (9) abgedeckt ist, wobei die
Maschen (10) des Phasenegalisierungsgitters eine quadratische
Dimension mit Kantenlänge b aufweisen und jedenfalls näherungsweise
b = 1, h = 2 b und b < λ gilt,
sodass in der Richtung N1 die Stege des
Gitters über der Stoßkante zweier benachbarter
Hornstrahler liegen und in Richtung N2 die
Stege des Gitters sich jedenfalls näherungsweise genau
in der Mitte der Aperturfläche der einzelnen Hornstrahler
(1) befinden. Die Dimensionierung b = l und damit b < λ stellt
sicher, dass das Phasenegalisierungsgitter in Azimutrichtung der
Periodizität des Hornstrahlerfeldes folgt und damit keine zusätzlichen
parasitären Nebenkeulen auftreten. In Elevationsrichtung
unterteilen die Stege des Phasenegalisierungsgitters die Aperturflächen
der primären Hornstrahler in zwei gleiche Teile, wie in 1a dargestellt.
Diese Anordnung hat den Vorteil, dass die Phasenbelegung des Feldes
in beide Richtungen homogenisiert wird und auch bei Drehung der
Apertur um die Hauptstrahlrichtung keine phasenkorrelationsbedingten
parasitären Nebenkeulen auftreten. Dadurch, dass das Gitter
quadratische Zellen besitzt, tritt auch bei Vorliegen eines geographischen
skew keine Verzerrung der E-Feld und H-Feld Vektoren auf, selbst
wenn, wie bei erfindungsgemäßen Anordnungen, die
Aperturflächen der primären Hornstrahler ein Seitenverhältnis
von 1:2 besitzen. Damit kann die Zahl der erforderlichen primären
Hornstrahler in Elevationsrichtung halbiert werden, da diese dann
in dieser Richtung keine Ausdehnung haben müssen die kleiner λ ist.
Die topologischen Anforderungen an die Speisenetzwerke vereinfachen
sich dadurch erheblich und es wird eine zusätzliche Volumen
bzw. Gewichtsreduzierung erreicht.
-
Die
Ausdehnung des Phasenegalisierungsgitters (9) in Richtung
senkrecht zur Aperturfläche liegt typischerweise zwischen λ/4
und λ/2. Diese Ausdehnung wird durch die Ausdehnung lH der Horntrichter der Hornstrahler bestimmt,
welche erfindungsgemäß < 1,5 λ ist. Durch eine Variation
beider Längen kann die instantane Bandbreite und die Impedanzanpassung
an die Freiraumwelle entsprechend den jeweiligen Anforderungen eingestellt
werden. Erfindungsgemäße Anordnungen haben gegenüber
Feldern aus unmodifizierten Hornstrahlern damit den Vorteil, dass
ein zusätzlicher Freiheitsgrad für das Aperturdesign
existiert und die Antennenleistung der stark verkürzten
Hörner damit bezüglich des zur Verfügung
stehenden Bauraumes optimiert werden kann.
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Weitere
vorteilhafte Ausführungsformen der Antenne werden im Folgenden
beschrieben.
-
Hinsichtlich
der regulatorischen Konformität und wegen der einfacheren
Fertigung ist es von Vorteil, wenn die Aperturbelegung der Antenne
jedenfalls näherungsweise der Relation p1,j < p2,j < p3,j < ... < pk,j =
pk+1,j = pk+2,j =
... = pk+m,j > pk+m+1,j > pk+m+2,j > pk+m+3,j > ... > p2k+m,j folgt,
wobei k und m ganze Zahlen sind und m ≥ 2 k, 2k + m = N1 und jedenfalls näherungsweise
pi,j = p2k+m+l-i,j für
i = 1..N1/2 gilt, und die Leistungen pi,j, i = 1..N1, j
= 1..N2, die Leistungsbeiträge
der einzelnen primären Hornstrahler bezeichnen. Mit dieser
Klasse von trapezförmigen Amplitudenbelegungen wird erreicht,
dass die Zahl der asymmetrischen Leistungsteiler der Speisenetzwerke
minimiert werden und dennoch den regulatorischen Anforderungen genügt werden
kann. Die Netzwerke werden dadurch erheblich fehlertoleranter und
einfacher zu fertigen. Für das oben genannte Beispiel einer
Apertur für das Ku-Band mit N1 =
32 und N2 = 4, ergibt sich z. B. m = 16
und k = 8, sodass im Prinzip nur 8 unterschiedliche asymmetrische
Leistungsteiler notwendig sind. Dies stellt eine erhebliche Vereinfachung
dar. Ein Beispiel eines gemessenen Antennendiagramms einer erfindungsgemäßen
Antenne mit trapezförmiger Aperturbelegung ist in 5a und 5b dargestellt.
-
Eine
weitere Vereinfachung der Fertigung kann dadurch erreicht werden,
dass die Aperturbelegung der Antenne jedenfalls näherungsweise
der Relation p1,j < p2,j < p3,j < ... < pk,j =
pk+1,j = pk+2,j =
... = pk+m,j > pk+m+1,j > pk+m+2,j > pk+m+3,j > ... > p2k+m,j folgt,
wobei k und m ganze Zahlen sind und m ≥ 2 k, 2k + m = N1 und jedenfalls näherungsweise
pi,j = p2k+m+1-i,j für
i = 1..N1/2 gilt, und die Leistungen pi,j, i = 1..N1, j
= 1..N2, die Leistungsbeiträge
der einzelnen primären Hornstrahler bezeichnen und die
Leistungen p1,j bis pk,j sowie
die Leistungen pk+m,j bis p2k+m,j jeweils
linear voneinander abhängig sind, sodass die p1,j bis
pk,j und die pk+m,j bis
p2k+m,j jeweils zumindest näherungsweise
auf einer Geraden liegen, und die Steigungen der beiden Geraden
sich jedenfalls näherungsweise nur durch das Vorzeichen
unterscheiden.
-
Eine
weitere vorteilhafte Ausführungsform ist in 6 dargestellt.
Wird die Antenne gleichzeitig zum Senden und zum Empfangen verwendet,
dann ist es vorteilhaft, wenn der Ausgang des Speisenetzwerkes jeder
der beiden orthogonalen Polarisationen jeweils durch einen Hohlleiter
(11) mit einem Hohlleiter-Frequenz-Diplexer (12)
verbunden ist, der das Sendefrequenzband vom Empfangsfrequenzband trennt
und der Empfangsfrequenzband-Ausgang (13) der beiden Hohlleiter-Frequenz-Diplexer
(12) jeweils mit einem rauscharmen Verstärker
(14) verbunden ist. Es sind dabei Hohlleiterkomponenten
vorgesehen, da diese die geringste Dämpfung und die höchste
Isolation zwischen Sende- und Empfangsband besitzen können.
Der Empfangsfrequenzband-Ausgang ist jeweils mit einem rauscharmen
Verstärker direkt, oder vorzugsweise mit einem Hohlleiter,
verbunden, sodass die parasitäre Rauschleistung durch dissipative
Verbindungen minimal bleibt.
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Wegen
des geringen Eigenrauschens erfindungsgemäßer
Antennen können hier vorteilhafterweise auch gekühlte
rauscharme Verstärker verwendet werden. Insbesondere mit
thermoelektrisch gekühlten rauscharmen Verstärkern
oder aktiv oder passiv kryogekühlten rauscharmen Verstärkern
lässt sich die Empfangsleistung der Antenne weiter steigern.
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In 7 ist
eine typische Ausführungsform eines Hohlleitermoduls zur
Polarisationsnachführung dargestellt. Zur Kompensation
des geographischen skew oder anderer Polarisationsdrehungen, die durch
entsprechende Bewegungen des Antennenträgers verursacht
werden, ist es vorteilhaft, wenn die beiden orthogonal linear polarisierten
Signale, die an den beiden Ausgängen der Speisenetzwerke und/oder
an den Ausgängen der Hohlleiter-Frequenz-Diplexer und/oder
an den Ausgängen der rauscharmen Verstärker anliegen,
orthogonal in ein oder mehrere Hohlleitermodule eingespeist werden, welche
aus zwei miteinander entlang ihrer Achse verbundenen Hohlleiterstücken
(15, 16) bestehen, welche gegeneinander um die
Hohlleiterachse (17) motorbetrieben (18) mit Hilfe
eines Getriebes (19) gedreht werden können, sodass
auf der den Einspeisepunkten (20) gegenüberliegenden
Seite (21) der Hohlleitermodule in ihrer Polarisation gegenüber
den eingespeisten orthogonal linear polarisierten Signalen gedrehte
linear polarisierte Signale ausgekoppelt werden können
und so die Polarisation der einfallenden Wellen rekonstruiert werden
oder die Polarisation der abzusendenden Wellen gesteuert werden kann.
-
Wird
die Antenne zum Empfang und zum Senden von Signalen in unterschiedlichen
Frequenzbändern, welche unter Umständen weit auseinander liegen,
eingesetzt, dann ist es von Vorteil, wenn die Antenne mit einem
Hohlleitermodul zur Polarisationsnachführung für
das Sendeband und einem davon getrennten Hohlleitermodul zur Polarisationsnachführung
für das Empfangsband ausgestattet ist. Die beiden Hohlleitermodule
können dann genau auf das entsprechende Band abgestimmt
werden. Hierdurch wird eine hochpräzise Polarisationsnachführung
erzielt und die durch die Frequenzdispersion der Hohlleiter bedingten
Abweichungen können minimiert werden.
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Soll
die Antenne nicht nur zum Empfang und zum Senden von linear polarisierten
Signalen sondern auch zum Empfang und/oder Senden von zirkular polarisierten
Signalen eingesetzt werden, dann ist es vorteilhaft, wenn die beiden
orthogonal linear polarisierten Signale, die an den beiden Ausgängen
der Speisenetzwerke und/oder an den Ausgängen der Hohlleiter- Frequenz-Diplexer
und/oder an den Ausgängen der rauscharmen Verstärker
anliegen mit einem oder mehreren 90°-Hybrid-Kopplern in
orthogonale zirkular polarisierte Signale umgewandelt werden, sodass
mit der Antenne auch zirkular polarisierte Signale gesendet und/oder
empfangen werden können. Auch ist bei entsprechender Aufteilung
der Sende- und Empfangssignale der simultane Betrieb mit allen vier
möglichen orthogonalen Polarisationen (2 × linear
+ 2 × zirkular) sowohl im Sende- als auch im gleichzeitigen
Empfangsbetrieb möglich. Eine Anordnung nach Anspruch 1
besitzt damit die höchstmögliche Variabilität.
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Insbesondere
für mobile Anwendungen ist es von Vorteil, wenn die Antenne
auf der Elevationsachse eines Zwei-Achsen Positionierers angebracht ist
und die Hohlleitermodule zur Kompensation von Polarisationsdrehungen
und/oder die 90°-Hybrid-Koppler zur Rekonstruktion zirkular
polarisierter Signale auf der Azimutplattform des Positionierers angebracht
sind und die Antenne und die Hohlleitermodule und/oder die 90°-Hybrid-Koppler
mit flexiblen Hochfrequenzkabeln miteinander verbunden sind. Diese
Anordnung von Apertur und HF-Modulen reduziert den erforderlichen
Bauraum und erleichtert die Integration, insbesondere bei aeronautischen
Anwendungen. Eine typische Anordnung mit einem Zwei-Achsen-Positionierer
ist in 7 dargestellt. Die Hornfeld-Apertur mit Speisenetzwerk
(22) ist auf der Elevationsachse (23) montiert
und kann mit Hilfe des Elevationsmotors (24) und dem Elevationsgetriebe
(25) in Elevationsrichtung ausgerichtet werden. Mit Hilfe
des Azimutmotors (26) kann die Antenne um die Azimutachse
(27) gedreht werden. In die Azimutachse (27) ist
eine Hochfrequenzdrehdurchführung mit typischerweise zwei
Kanälen integriert. Die Elektronikboxen (28) und
(29) enthalten typischerweise die Steuerungselektronik
für den Positionierer und zusätzliche Hochfrequenzmodule,
wie z. B. Module nach Anspruch 4 zur Polarisationsnachführung.
Auch können die Boxen (28) und (29) die
Verarbeitungselektronik zur hochpräzisen Nachführung
der Antenne enthalten, wie etwa die Elektronik zur Verarbeitung des
Differenz- und des Summensignals eines kombinierten E-Feld und H-Feld-Teilers.
-
Wegen
der extremen Umweltbedingungen, denen insbesondere rumpfmontierte
aeronautische Antennen ausgesetzt sind, kann es von Vorteil sein, wenn
alle oder ein Teil der Bauteile der Antenne ganz oder teilweise
versilbert oder verkupfert sind, alle oder ein Teil der Bauteile
miteinander verlötet und/oder verschweißt und/oder
verklebt sind, die Antenne mit Ausnahme der Aperturfläche
von Außen ganz oder teilweise mit einer Schutzschicht gegen das
Eindringen von Feuchtigkeit versehen ist, und in der Ebene zwischen
den Primärhörnern (1) und dem Phasenegalisierungsgitter
(9) oder in der Ebene der Hornausgänge (3)
eine hochfrequenzdurchlässige wasserdichte Folie eingebracht
ist, die das Eindringen von Feuchtigkeit in die Primärhörner
und das Hohlleiter-Speisenetzwerk verhindert. Insbesondere bei mobilen
Anwendungen bestehen erfindungsgemäße Antennen
aus Gründen der Gewichtsreduktion typischerweise aus Leichtmetallen
wie Aluminium oder aus metallisierten Plastikmaterialien. Zur Erhöhung
der Antenneneffizienz ist es vorteilhaft diese Materialien zu versilbern
oder zu verkupfern, da Silber und Kupfer eine sehr hohe HF-Leitfähigkeit
besitzen. Um die erforderliche HF-Dichtigkeit auch bei extremen
schnellen Temperaturwechseln zu gewährleisten, ist es von
Vorteil zumindest kritische Teile der Apertur zu verlöten,
zu verschweißen, oder zu verkleben, wobei bei der Verklebung
typischerweise elektrisch leitende Klebstoffe zum Einsatz kommen.
Zudem kann es notwendig sein, die Apertur gegen eindringende Feuchtigkeit,
insbesondere Kondenswasser, zu schützen. Da es sich gezeigt
hat, dass das Phasenegalisierungsgitter nicht galvanisch mit den primären
Hornstrahlern verbunden sein muss, ist es vorteilhaft, eine notwendige
Schutzfolie zwischen der Ebene der Primärhörner
und dem Phasenegalisierungsgitter oder in der Ebene der Hornausgänge
(3) anzubringen. Dies hat zudem den Vorteil der sehr hohen
mechanischen Stabilität auch bei starker Änderung
des Umgebungsluftdruckes.
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Zum
Schutz gegen eindringende Feuchtigkeit kann auf das Phasenegalisierungsgitter
jedoch auch von Außen ein geeignetes HF-durchlässiges Material
aufgebracht werden. Geeignete Materialien sind insbesondere dünne
Platten aus geschlossenzelligen Schäumen (z. B. Polystyrol,
Airex, etc.). Diese Platten können mit der Oberfläche
des Phasenegalisierungsgitters mit geeigneten flexiblen oder viscoplastischen
Klebstoffen verklebt und/oder verschraubt werden und verhindern
so zuverlässig das Eindringen von Feuchtigkeit oder anderen
unerwünschten Stoffen in die Antenne. Vorteilhaft ist darüber
hinaus eine hydrophobe und/oder eine fungizide Ausstattung der Oberfläche
des Schutzmaterials da dies die unerwünschte Ansiedelung
biologischer Organismen („biological slime”, Pilze)
verhindert, welche die Hochfrequenzeigenschaften negativ beeinflussen
können. Auch das direkte Verschäumen der Öffnungen
des Phasenegalisierungsgitters ist möglich.
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Weiterhin
kann es, insbesondere für aeronautische Anwendungen, von
Vorteil sein, das Speisenetzwerk mit Belüftungsöffnungen
zu versehen. Solche Belüftungsöffnungen können
verhindern, dass sich im Inneren der Antenne Kondenswasser akkumuliert,
was zu einer Beeinträchtigung der Hochfrequenzeigenschaften
der Antenne führen kann. Die Belüftungsöffnungen
werden dabei vorzugsweise an der langen Kante der Hohlleiter des Speisenetzwerks
angebracht, da hier nur geringe Hochfrequenzströme fließen.
Die Dimension der Belüftungsöffnungen ist typischerweise
sehr viel kleiner als die Wellenlänge für die
die Antenne ausgelegt ist. Die Belüftungsöffnungen
können jedoch auch in der Schutzfolie des Phasenegalisierungsgitters
beziehungsweise in dem das Phasenegalisierungsgitter bedeckenden
Material angebracht werden, wobei hier auch größere Öffnungen
realisiert werden können. Um das Eindringen von Schmutz
oder sonstiger unerwünschter Stoffe wie z. B. Öl
zu verhindern kann es darüber hinaus vorteilhaft sein die
Belüftungsöffnungen mit lediglich wasserdampfdurchlässigen Membranen
(z. B. oleophoben Gore-Membranen) zu versehen.
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9 stellt
eine typische Ausführungsform eines kombinierten E-Feld
und H-Feld Teilers dar, mit dessen Hilfe die Antenne hochpräzise
nachgeführt werden kann. Eine vorteilhafte Ausführung
der Antenne ist dadurch gekennzeichnet, dass der letzte Hohlleiter-Leistungsteiler
jedes der beiden Speisenetzwerke (4, 5), welcher
die Signale der beiden Aperturhälften mit jeweils N/2 primären
Hornstrahlern zusammenführt, als kombinierter E- und H-Teiler
(30) ausgelegt ist, sodass an diesem Hohlleiter-Viertor
sowohl das Summensignal (31) der beiden symmetrischen Aperturhälften
als auch das Differenzsignal (32) der beiden symmetrischen
Aperturhälften anliegt und für jede der beiden
orthogonalen Polarisationen sowohl das Summensignal als auch das
Differenzsignal getrennt abgeleitet werden können. Kombinierte E-Feld
und H-Feld-Teiler, sogenannte „Magic Tees”, sind
Viertorelemente, welche aufgrund ihrer geometrischen Eigenschaften
sowohl das Summensignal zweier zugeführter Signale, als
auch das Differenzsignal zur Verfügung stellen. Bedingt
durch den binären Aufbau der Speisenetzwerke ist es bei
erfindungsgemäßen Hornfeld-Aperturen möglich,
statt des letzen binären Leistungsteilers ein „magic
Tee” einzubauen. Das Differenzsignal kann dann entweder
alleine oder zusammen mit dem Summensignal zur hochpräzisen
Ausrichtung der Antenne auf den Zielsatelliten verwendet werden.
Da das Differenzsignal bei exakter Ausrichtung verschwindet und
das Summensignal bei exakter Ausrichtung maximal wird, hat z. B.
der Quotient der Signalleistungen Pdifferenz/Psumme ein extrem ausgeprägtes Minimum
(eine sogenannte „Null”) bei exakter Ausrichtung.
Bei Abweichungen von der exakten Ausrichtung steigt der Wert des
Quotienten stark an und kann zur präzisen und schnellen
Nachführung der Antenne verwendet werden. Zudem hat die
Phase des HF-Signals am Differenztor (32) einen Nulldurchgang
bei exakter Ausrichtung, sodass das Vorzeichen der Phasenlage die
Richtung angibt, in die die Antenne nachgeführt werden
muss. Da die hochpräzise Nachführung bei Satellitenantennen
im Prinzip nur entlang des Clarke-Orbit – der Azimutrichtung – erfolgen
muss, ist es ausreichend, die Apertur in zwei Hälften in
Azimutrichtung zu teilen. In Elevationsrichtung reicht typischerweise
eine „open loop” Nachführung mit Hilfe von
Positionsdaten und/oder Inertialdetektordaten aus.
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Ist
der letzte Leistungsteiler der Speisenetzwerke als kombinierter
E-Feld und H-Feld Teiler (30) ausgelegt, dann ist es von
Vorteil, wenn das Differenztor (32) des kombinierten E-
und H-Teilers mit einem Sendeband-Sperrfilter ausgestattet ist,
der das Eindringen von Sendesignalen in den Differenzzweig verhindert
und das Differenztor (32) über den Sendeband-Sperrfilter
mit einem rauscharmen Verstärker verbunden ist. Da zur
hochpräzisen Nachführung der Antenne mit Hilfe
des Signals des Differenztors nur das Empfangsignal verwendet werden
muss, kann der rauscharme Verstärker, welcher dieses Signal verstärkt,
effizient durch einen Sendeband-Sperrfilter vor Übersteuerung
durch das typischerweise sehr starke Sendesignal geschützt
werden. Typischerweise wird hierzu ein Hohlleiter-Sperrfilter verwendet,
da diese Klasse von Bauteilen eine nur sehr geringe Dämpfung
besitzt. Es ist zudem von Vorteil, den rauscharmen Verstärker
direkt mit dem Sendeband-Sperrfilter zu verbinden, vorzugsweise
ebenfalls durch Hohlleiter, da hierdurch der Signalverlust minimiert
werden kann. Ist das Empfangssignal stark genug dann sind jedoch
auch Ausführungsformen denkbar, bei denen der rauscharme
Verstärker mit einem Hochfrequenzkabel, z. B. einer Koaxialleitung, mit
dem Sendeband-Sperrfilter verbunden wird.
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Insbesondere
für mobile Anwendungen der Antenne ist es vorteilhaft,
wenn die Differenzsignale und/oder ein Teil der Summensignale der
beiden symmetrischen Aperturhälften an eine Verarbeitungselektronik
weitergeleitet werden, welche die Stärke und/oder die Phasenlage
der Differenzsignale und/oder der Summensignale auswertet und diese an
die Steuerungselektronik des Antennen-Positionierers übergibt,
sodass die Steuerungselektronik die Antenne derart nachführen
kann, dass das Differenzsignal minimal wird und so die Antenne auf
den Zielsatelliten ausgerichtet bleibt wenn sich der Antennenträger
relativ zum Zielsatelliten bewegt. Konstruktionsbedingt ist die
Antenne dann optimal auf den Zielsatelliten ausgerichtet, wenn das
Empfangssignal am Differenztor des kombinierten E-Feld und H-Feld
Teilers minimal wird. Dieses Optimalitätskriterium kann
in einfacher weise dadurch zur hochpräzisen Nachführung
der Antenne bei sich bewegendem Antennenträger verwendet
werden, dass es von einer geeigneten Elektronikeinheit verarbeitet
und an die Steuerung des Antennen-Positionierungssystems weitergeleitet
wird. Da das Differenzsignal zeitlich permanent zur Verfügung
steht, sind sehr hohe Abtastraten und damit eine sehr schnelle Nachführung
auch bei sich sehr schnell bewegendem Antennenträger möglich.
Da die Phase des Differenzsignals bei optimaler Ausrichtung auf
den Zielsatelliten einen schnellen Nulldurchgang besitzt, ist es
vorteilhaft, auch die Phasenlage des Differenzsignals auszuwerten
und zur Nachführung zu verwenden. Typischerweise kann dadurch
eine noch höhere Präzision bei der Nachführung
erreicht werden, als wenn nur die Stärke des Differenzsignals
verwendet wird. Da das Antennendiagramm des Differenztors zwei Hauptkeulen
besitzt, welche im ungünstigen Fall auf Nachbarsatelliten
zeigen können, ist es zudem von Vorteil, das Differenzsignal
in seiner Stärke und/oder seiner Phasenlage mit dem Summensignal
zu vergleichen, um die parasitäre Interferenz von Nachbarsatelliten
bei der Nachführung auszuschließen. Im Prinzip
können durch eine entsprechende Verarbeitung des Summensignals,
da das Antennendiagramm des Summentors nur eine einzige, wohl definierte
Hauptkeule besitzt, parasitäre Interferenzterme im Differenzsignal
eliminiert werden. Dies kann z. B. dadurch erfolgen, dass das Differenzsignal
phasenabgestimmt auf das Summensignal projiziert wird.
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Um
die Antenne hochpräzise nachzuführen, können
im Prinzip sowohl Beacon-Signale des Satelliten als auch normale
Transpondersignale verwendet werden. Dabei besteht ein Satelliten-Beacon
typischerweise aus einem schmalbandigen (< 1 kHz) CW-ähnlichen Signal,
während ein normaler Transponder typischerweise ein breitbandiges
Signal abstrahlt (im Ku-Band z. B. 30 MHz), dem durch Phasencodierung
(z. B. QPSK) ein Informationsgehalt aufgeprägt ist. In
beiden Fällen kann es vorteilhaft sein, das Signal zu Rausch-Verhältnis
des Differenztorsignals und/oder des Summentorsignals dadurch zu
erhöhen, dass die Rauschbandbreite eingeschränkt
wird. Auch wird die Verarbeitung hochfrequenter Signale dadurch
erleichtert, dass die Verarbeitungselektronik für die Differenzsignale
und/oder die Summensignale einen oder mehrere feste Frequenzmischer
und/oder einen oder mehrere steuerbare frequenzvariable Mischer
und einen oder mehrere Frequenzfilter enthält, mit welchen
das Differenzsignal oder ein Teil des Differenzsignals und/oder
das Summensignal oder ein Teil des Summensignals in ein definiertes
Basisband konvertiert und dort verarbeitet werden kann. Durch die
Verwendung steuerbarer frequenzvariabler Mischer („Frequenzsynthesizer”)
kann der zur Nachführung verwendete Frequenzbereich bzw.
Transponder gezielt angesteuert werden.
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Bei
Satellitensignalen geeigneter Stärke können das
Differenzsignal und das Summensignal im Basisband direkt ausgewertet
werden. Hierzu ist es von Vorteil, wenn die Stärke des
Differenzsignals und/oder des Summensignals im Basisband mit einer geeigneten
elektronischen Schaltung gemessen und an die Steuerungselektronik
des Antennen-Positionierers übergeben wird. Hierbei können
elektronische Standardbauteile, wie etwa geeignete Verstärker
oder Leistungsdetektoren, eingesetzt werden, welche für
typische Basisbänder im MHz-Bereich kostengünstig
verfügbar sind.
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Bei
schwachen Satellitensignalen oder bei ungünstigen Satellitenkonfigurationen
kann es von Vorteil sein, wenn das Differenzsignal und/oder das Summensignal
im Basisband mit einem analog-digital Konverter digitalisiert und
an einen Prozessor weitergeleitet wird, welcher über geeignete
Auswertungsverfahren verfügt, um die Stärke und/oder
die Phasenlage des Differenzsignals und/oder des Summensignals zu
bestimmen, und diese Informationen an die Steuerungselektronik des
Antennen-Positionierers übergibt. Durch die Digitalisierung
der Signale wird die software-gesteuerte Auswertung und damit die
flexible Anpassung an die jeweiligen Gegebenheiten möglich.
Der Prozessor kann hierbei z. B. aus einem speziell programmierten
FPGA oder einer einfachen frei programmierbaren Recheneinheit bestehen.
Zur Verbesserung der Signalqualität können z.
B. sofware-implementierte steuerbare Filter verwendet werden, mit
deren Hilfe die Rauschbandbreite optimiert werden kann.
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Werden
die Antennensignale zum Zweck der hochpräzisen Nachführung
in ein Basisband konvertiert, digitalisiert und an einen Prozessor
weitergeleitet, dann ist es insbesondere für aeronautische
Anwendungen, bei denen sich der Antennenträger (z. B. das
Flugzeug) mit sehr hoher Geschwindigkeit bewegen kann, vorteilhaft,
wenn der Prozessor über ein Auswerteverfahren verfügt,
mit welchem die bei schnellen Bewegungen des Antennenträgers
auftretende Doppler-Frequenzverschiebung des Differenzsignals und/oder
des Summensignals kompensiert werden kann. Im Gegensatz zur elektronischen
Implementierung einer Dopplerverfolgungselektronik ist die software-implementierte
Verfolgung relativ unaufwändig in einem geeigneten Prozessor
realisierbar, wenn die Signale bereits in digitalisierter Form vorliegen.
Da die maximale Dopplerverschiebung über die maximale Geschwindigkeit
des Antennenträgers berechnet werden kann, ist es möglich,
einen software-implementierten Filter entsprechend zu konfigurieren.
Dann kann z. B. mit Hilfe einer FFT („Fast Fourier Transformation”)
die aktuelle Frequenz des Signals bestimmt, die Rauschbandbreite
entsprechend eingestellt und die Stärke des Signals gemessen
werden.
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Da
die Antennenapertur in mobilen und insbesondere aeronautischen Anwendungen
typischerweise nicht um die Strahlachse rotiert werden kann, kann
es von Vorteil sein, wenn eine durch die räumliche Lage
des Antennenträgers bedingte Polarisationsdrehung des Differenzsignals
und/oder des Summensignals der beiden Aperturhälften durch
ein oder mehrere Hohlleitermodule nach Anspruch 4 oder dadurch,
dass der Prozessor der Verarbeitungselektronik über ein
geeignetes Auswertungsverfahren verfügt, kompensiert werden
kann. Hierdurch wird eine Vermischung der Signale unterschiedlicher
Polarisation und damit eine Signalstörung, welche die präzise Nachführung
beeinträchtigen kann, verhindert. Im Prinzip stehen hierzu
je nach Anwendungsfall zwei Verfahren, die Verwendung von Hohlleitermodulen nach
Anspruch 4 und die softwaremäßige Verarbeitung,
zur Verfügung. Da die Position des Antennenträgers,
z. B. über GPS, typischerweise bekannt ist, lässt
sich die Polarisationsdrehung in einfacher Weise berechnen und kann
dann an die Steuerung des Hohlleitermoduls bzw. an den Prozessor übergeben werden.
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Liegen
die Signale des Differenztors und des Summentors in digitalisierter
Form vor, dann hat sich gezeigt, dass es vorteilhaft ist, wenn das
Auswertungsverfahren des Prozessors darin besteht, jeweils zwei
oder mehr zeitlich aufeinander folgende Werte der Amplitude des
Basisband-Differenzsignals zu multiplizieren und diese Produkte über
eine bestimmt Zeit Δt zu einer Summe S1 aufzusummieren,
jeweils zwei oder mehr zeitlich aufeinander folgende Werte der Amplitude
des Basisband-Summensignals zu multiplizieren und diese Produkte über
eine bestimmt Zeit Δt zu einer Summe S2 aufzusummieren,
nach Ablauf der Zeitspanne Δt den Quotienten S1/S2 und/oder eine andere geeignete Funktion
f(S1, S2) zu bilden,
den dadurch erhaltenen Wert nach der Methode des kleinsten Abstandes
oder einer anderen geeigneten Methode mit der durch Kalibrierungsmessung
oder Berechnung bekannten Normkurve fN(δ, S1, S2) zu vergleichen,
dadurch den Wert des Abweichungswinkels δ zu bestimmen
und diesen an die Steuerungselektronik des Antennen-Positionierers zu übergeben.
Mit Hilfe dieses Verfahrens können selbst Differenzsignale
verarbeitet werden, für welche die Rauschleistung höher
ist als die Signalleistung. Bei entsprechender Wahl der Zeitspanne Δt verschwinden
im Multiplikationskorrelator alle Rauschanteile und die Stärke
des typischerweise verallgemeinert periodischen Signals wird sichtbar.
Wird auch das Summensignal entsprechend verarbeitet, dann wird z.
B. der Quotient S1/S2 unabhängig
von den jeweiligen Signalamplituden, was bei wechselnden Signalstärken
von großem Vorteil ist. Die signalstärkenunabhängige
Normkurve fN(δ, S1,
S2) kann durch einfache mathematische Verfahren
berechnet werden. Zur präzisen Nachführung kann
die Normkurve jedoch auch mit Hilfe des Verfahrens und eines geeigneten
Satellitentransponders oder -Beacons gemessen und dann gespeichert
werden. Wegen seiner Einfachheit kann das Verfahren auch in z. B.
Analogelektronik implementiert werden.
-
Da
insbesondere aeronautische Antennen typischerweise unter einem aerodynamisch
optimierten Radom montiert sind, kann es bauraumbedingt notwendig
sein die rechteckige Form erfindungsgemäßer Aperturen
zu modifizieren. Insbesondere kann, um den notwendigen Abstand zur
Unterseite des Radoms einzuhalten, eine Abrundung der Ecken der
Apertur (Hörner mit Leistungen p11,
p1N₁, p1N₂,
pN₂N₁ in 1b)
erforderlich werden. Es hat sich gezeigt, dass eine Veränderung
der Hornkanten oder eine Verkleinerung der Hornöffnung
und selbst die vollständige Wegnahme von Hörnern
des Hornfeldes an den Ecken der Apertur die Leistungsfähigkeit
der Antenne und ihre positiven Eigenschaften hinsichtlich der Antennencharakteristik
kaum beeinflusst.
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In
einer nicht dargestellten Ausführung ist die Antenne erfindungsgemäß aufgebaut,
bis zu insgesamt N1/2 primäre Hornstrahler,
welche am Rand der Apertur liegen sind jedoch physikalisch nicht
realisiert, oder in ihrer Umrandung verändert oder verkleinert
realisiert, die zugehörigen Zellen des Phasenegalisierungsgitters
sind entsprechend so modifiziert, dass die Kanten der Zellen weiterhin
auf den Kanten der primären Hornstrahler liegen, die erfindungsgemäße
Aperturbelegung ist nur für vollständige Zeilen der
Feldes von primären Hornstrahlern realisiert, welche N1 primäre Hornstrahler enthalten
(vgl. 1b), und die binäre
Baumstruktur der beiden Speisenetzwerke (vgl. 1c)
ist im Fall des Fehlens von primären Hornstrahlern entsprechend
beschnitten.
-
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
-
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-
Zitierte Patentliteratur
-
- - US 5243357 [0011]
- - US 2005/0146477 [0011]
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- - US 6201508 [0011]
-
Zitierte Nicht-Patentliteratur
-
- - CFR 25.209 [0005]
- - CFR 25.222 [0005]
- - ITU-R M. 1643 [0005]
- - ETSI EN 302 186 [0005]
- - CFR 22.209 [0005]
- - J. D. Kraus und R. J. Marhefka, „Antennas: for all applications”,
3rd ed., McGraw-Hill series in electrical engineering, 2002 [0006]
- - CFR 25.209 [0008]
- - 25.222 [0008]
- - CFR 25.209 [0011]
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3rd ed., McGraw-Rill series in electrical engineering, 2002, pa.
374 [0027]
- - CFR 25.222 [0033]
- - CFR 25.209 [0036]
- - ETSI EN 302 186 [0036]
- - CFR 25.209 [0036]