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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Hochfrequenzschaltungen
und damit implementierte Verfahren, insbesondere auf Hochfrequenzschaltungen
mit verbesserter Antennenanpassung.
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Radarsysteme,
die zur Abstandsmessung in Fahrzeugen verwendet werden, umfassen
im Wesentlichen zwei Radar-Subsysteme, die in verschiedenen Frequenzbereichen
arbeiten. Zur Abstandsmessung im Nahbereich (”short range radar”, Nahbereichsradar)
werden gegenwärtig üblicherweise
Radarsysteme verwendet, welche in einem Frequenzbereich um eine
Mittenfrequenz von 24 GHz arbeiten. Unter Nahbereich werden üblicherweise
Abstände zum
Fahrzeug in einem Bereich von 0 m bis 20 m verstanden. Das Frequenzband
von 76 GHz bis 77 GHz wird gegenwärtig zur Abstandmessung im
Fernbereich verwendet, d. h. für
Messungen von Abständen zum
Fahrzeug im Bereich von 20 m bis 200 m (”long range radar”, Fernbereichsradar).
Diese unterschiedlichen Frequenzbereiche behindern die Entwicklung eines
Konzepts für
ein einziges Radarsystem, welches Messungen in mehreren Entfernungsbereichen (Nahbereich,
Fernbereich) ausführen
kann und erfordern im Prinzip zwei separate Radarsysteme.
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Der
Frequenzbereich von 77 GHz bis 81 GHz ist ebenfalls geeignet für Anwendungen
zur Entfernungsmessung im Nahbereich und wurde von den Behörden zu
diesem Zweck zugänglich
gemacht, so dass der Frequenzbereich von 76 GHz bis 81 GHz nun für Anwendungen
im Automobilbereich sowohl für
Messungen im Nahbereich als auch im Fernbereich zur Verfügung steht.
Ein einzelnes Mehrbereichs-Radarsystem, welches Abstandsmessungen sowohl
im Nah- als auch im Fernbereich mit einem einzigen Hochfrequenz-Sende-/Empfangsmodul (HF-Frontend)
bewerkstelligt, war jedoch bisher aus unterschiedlichen Gründen nicht
möglich
bzw. nicht praktikabel. Ein Grund dafür liegt darin, dass zum Aufbau
be kannter Radarsysteme zur Zeit Schaltungen verwendet werden, welche
in III/V-Halbleitertechnologien (z. B. Gallium-Arsenid-Technologien) gefertigt
werden. Gallium-Arsenid-Technologien eignen sich zwar sehr gut für die Integration
von Hochfrequenzkomponenten, jedoch ist aufgrund technologischer
Beschränkungen
kein derart hoher Integrationsgrad zu erreichen, wie er beispielsweise
bei einer Integration in Silizium möglich wäre. Darüber hinaus wird nur ein Teil
der benötigten
Elektronik in GaAs-Technologien gefertigt, so dass viele unterschiedliche
Einzelkomponenten zum Aufbau des Gesamtsystems notwendig sind.
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Moderne
Fertigungstechnologien ermöglichen
die Herstellung von Hochfrequenz-Oszillatoren, welche über den
gesamten Frequenzbereich von 76 GHz bis 81 GHz abstimmbar sind.
Diese Technologien, wie z. B. eine SiGe-Technologie, ermöglichen
die Produktion von Radarsystemen, welche im Wesentlichen kompakter
und günstiger
herzustellen sind im Vergleich zu bekannten Radarsystemen. Neben
einer kompakten Architektur ist auch ein großes ”Sichtfeld” (”field of view”) des Radarsensors
ein wünschenswertes
Designziel bei einem Design von Hochfrequenz-Sende-/Empfangsschaltungen (HF-Frontends),
wobei für
ein größeres Sichtfeld
die abgestrahlte Signalleistung steigt.
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Monostatische
Radarsysteme verwenden eine gemeinsame Antenne zum Senden und Empfangen
von Radarsignalen und werden aufgrund der dadurch möglichen
kompakten Architektur des Radarmoduls verwendet. Das HF-Frontend
eines monostatischen Radars umfasst typischerweise einen Richtkoppler
(z. B. einen ”rat
race coupler”)
zum Trennen der empfangenen Signale von den Sendesignalen. Ein empfangenes
Signal wird mit Hilfe eines Mischers in das Basisband oder ein Zwischenfrequenzband
(ZF-Band) umgesetzt,
wobei der Mischer mit dem Richtkoppler verbunden ist. Das Basisbandsignal
bzw. das Zwischenfrequenzsignal (ZF-Signal) steht am Ausgang des
Mischers zur Verfügung und kann
zur weiteren digitalen Signalverarbeitung digitalisiert werden.
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Ein
realer Richtkoppler, der mit Hilfe von Mikrostreifenleitungen (”microstrip
lines”)
realisiert werden kann, weist keine idealen Eigenschaften im Bezug
auf Durchgangsverluste und Isolation auf, die – abhängig von dem betrachteten Port-Paar des Richtkopplers – idealerweise
Null bzw. unendlich sind. Das Oszillatorsignal, dass einem Eingangs-Port
des Richtkopplers zugeführt
ist, um über
die Antenne angestrahlt zu werden, wird nicht nur zu jenem Port
weitergeleitet, der mit der Antenne verbunden ist, sondern es wird
auch ein kleiner Anteil des Oszillatorsignals (d. h. ein Bruchteil
der Leistung des Oszillatorsignals) an jenen Port weitergeleitet,
der mit einem Signaleingang des Mischers verbunden ist. Dieser Bruchteil
des Oszillatorsignals wird am Mischereingang mit dem von der Antenne
empfangenen Signal überlagert.
Diese Überlagerung
führt zu
einem Gleichstrom-Offset am Ausgang des Mischers, welcher dem Basisbandsignal
bzw. dem ZF-Signal überlagert
ist. Insbesondere bei der Verwendung aktiver Mischer ist dieser
Gleichstrom-Offset sehr störend. Der
Gleichstrom-Offset steigt mit einer steigenden Sendeleistung. Der
Gleichstrom-Offset ist daher also ein die Sendeleistung und damit
die Größe des Sichtfeldes
begrenzender Parameter.
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Auch
im Fall eines idealen Richtkopplers ist ein Gleichstrom-Offset ein potentielles
Problem bei monostatischen Radarsystemen auf Grund von Impedanz-Fehlanpassungen
am Antennen-Port des Richtkopplers. Bei einer Fehlanpassung der
Antenne wird ein Oszillatorsignal, das gesendet werden soll, zurück in den
Antennen-Port des Richtkopplers reflektiert. Das reflektierte Oszillatorsignal
wird dann an den Signaleingang des Mischers weitergeleitet und verursacht
ebenfalls den oben beschriebenen Gleichstrom-Offset.
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Da
eine viertel Wellenlänge λ/4 im Frequenzband
von 76 GHz bis 81 GHz weniger als 500 μm auf einem Siliziumsubstrat
ent spricht, ist es jedoch in einer Massenproduktion sehr schwierig,
eine präzise Anpassung
zwischen Antenne und der HF-Sende-/Empfangsschaltung
(HF-Frontend) zu erhalten.
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Die
der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, ein System
bzw. ein Verfahren zur Antennenanpassung bei Hochfrequenzschaltungen, insbesondere
bei monostatischen Radarsystemen, zur Verfügung zu stellen.
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Diese
Aufgabe wird durch das HF-Frontend gemäß Anspruch 1 bzw. durch die
Halbleiterschaltungen gemäß den Ansprüchen 9 und
20, sowie durch das Verfahren gemäß Anspruch 17 gelöst. Beispielhafte
Ausführungsformen
der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
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Gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung beinhaltet eine HF-Sende-/Empfangsschaltung ein abstimmbares
Anpass-Netzwerk umfassend einen ersten Anschluss, der an einen HF-Schnittstellen-Port
gekoppelt ist, und einen Richtkoppler, der einen ersten Port, der
mit einem HF-Eingang des Mischers gekoppelt ist, einen zweiten Port,
der mit einem HF-Generator-Port
gekoppelt ist, und einen dritten Port, der mit einem zweiten Anschluss
des abstimmbaren Anpass-Netzwerks gekoppelt ist. Der Richtkoppler
ist dazu ausgebildet, ein Signal von dem HF-Generator-Port an das
abstimmbare Anpass-Netzwerk
sowie ein Signal von dem abstimmbaren Anpass-Netzwerk an den HF-Eingang des Mischers
weiterzuleiten. Die HF-Sende-/Empfangsschaltung beinhaltet weiter
eine an das abstimmbare Anpass-Netzwerk gekoppelte Steuereinheit
für das abstimmbare
Anpass-Netzwerk. Die Steuereinheit ist dazu ausgebildet, die Impedanzanpassung
zwischen dem HF-Schnittstellen-Port
und dem zweiten Anschluss des abstimmbaren Anpass-Netzwerks zu optimieren.
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Details
eines oder mehrerer Ausführungsbeispiele
der Erfindung werden unter Bezugnahme der folgenden Abbildungen
näher erläutert. In
den Abbildungen zeigen:
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1 ein
Radarsystem gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Einfindung;
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2 eine
Schaltung eines HF-Frontends, die gemäß einem Beispiel der Erfindung
einen Rat-Race-Koppler
verwendet;
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3a–b ein Beispiel
eines Richtkopplers und ein Beispiel eines abstimmbaren Anpass-Netzwerks;
-
4 eine
Schaltung eines HF-Frontends, die gemäß einem Beispiel der Erfindung
mehrere Rat-Race-Koppler
verwendet;
-
5 eine
Schaltung eines HF-Frontends, die gemäß einem Beispiel der Erfindung
mehrere Rat-Race-Koppler
und eine Mischer-Gleichsignalrückführung verwendet;
und
-
6 eine
Schaltung eines HF-Frontends, die gemäß einem Beispiel der Erfindung
mehrere Lange-Koppler
und eine Mischer-Gleichsignalrückführung verwendet.
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In
den Figuren bezeichnen, wenn nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche oder ähnliche
Komponenten bzw. Signale mit gleicher Bedeutung.
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Unterschiedliche
Ausführungsbeispiele
werden im Folgenden im Detail beschrieben. Diese Beispiele wurden
jedoch zur besseren Illustration der Erfindung ausgewählt und
sollen den Schutzbereich der Ansprüche nicht einschränken. Die
Erfindung ist im speziellen Kontext eines Radarsystems beschrieben.
Die Erfindung ist jedoch auch auf andere Systeme, wie z. B. HF-Kommunikationssysteme,
anwendbar, bei denen Sende- und Emp fangssignale gleichzeitig oder
zeitlich sehr nah beieinander auftreten.
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1 zeigt
ein Radarsystem 2 gemäß einem Beispiel
der vorliegenden Erfindung. Das Radarsystem 2 beinhaltet
eine integrierte HF-Schaltung 10 (HF-Frontend), das mit
einer externen Antenne 12 verbunden ist. Das integrierte
Radarsystem 2 beinhaltet einen Oszillator 22 zum
Erzeugen eines Sendesignals OSC, das über die Antenne abgestrahlt werden
soll, und zum Erzeugen eines Mischersignals LO zum Betrieb eines
Mischers 24. Ein Richtkoppler 18 koppelt die vom
Oszillator 22 kommenden Signale (Sendesignal OSC) an die
Antenne 12 und die von der Antenne 12 kommenden
Signale an den Mischer 24. In unterschiedlichen Beispielen
der vorliegenden Erfindung steuert eine Radarsystemsteuereinheit 26 den
Oszillator 22 und ein automatisches Anpass-Netzwerk 20.
Des Weiteren verarbeitet die Steuereinheit 26 das Ausgangssignal
IF des Mischers 24. In manchen Ausführungsbeispielen ist die integrierte
HF-Schaltung 10 auf
einem Siliziumwafer unter Verwendung eines Silizium-Germanium-(SiGe-)Bipolarprozesses
integriert. In alternativen Ausführungsbeispielen
können
jedoch andere Wafertypen wie z. B. Galliumarsenid-(GaAs-)Wafer verwendet
werden. In manchen Ausführungsbeispielen
kann die Antenne 12 als integrierte On-Chip-Antenne realisiert
sein.
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Das
Radarsystem 2 erzeugt ein Hochfrequenzsignal (Sendesignal
OSC) mit einer von der Antenne 12 abgestrahlten Leistung
Pi. Wenn das abgestrahlte Hochfrequenzsignal
ein Objekt 28 (wie z. B. ein Automobil) erreicht, wird
ein Teil der Sendeleistung reflektiert. Die reflektierte Signalleistung
Pr wird wieder von der Antenne 12 empfangen,
mit Hilfe des Mischers 24 in das Basisband- bzw. das Zwischenfrequenzband
umgesetzt (heruntergemischt, engl.: ”down converted”) und das
Basisband- bzw.
Zwischenfrequenzsignal IF wird durch die Radarsystem-Steuereinheit 26 weiterverarbeitet.
Die durch die Steuereinheit 26 verarbeiteten Daten können dann verwendet
werden, um die Geschwindigkeit und den Abstand des Objekts 28 in
Bezug auf die Antenne 12 zu ermitteln. Bei Anwendungen
im Automobilbereich können
die gemessene Geschwindigkeit und der Abstand z. B. dazu verwendet
werden, die relative Geschwindigkeit eines vor einem Auto fahrenden
Fahrzeuges zu ermitteln, um damit den Tempomaten zu steuern oder
um das Vorhandensein eines Hindernisses in einem toten Winkel beim
Spurwechsel zu erkennen.
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Wegen
den hohen Frequenzen, die bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung auftreten, kann die integrierte HF-Schaltung 10 direkt
auf eine Platine (engl.: ”PCB board”, nicht
dargestellt) gebondet sein, um parasitäre Effekte durch Verbindungsleitungen
zu reduzieren. Die Antenne 12 kann direkt mit einem Ausgangs-Pad 16 der
Schaltung 10 mit Hilfe eines Bonddrahtes 14 verbunden
sein.
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Es
ist ersichtlich, dass, auch wenn der Richtkoppler 18 ein
idealer Koppler ist (d. h. keine Kopplung von Port A nach Port C
in 1), ein Gleichsignal-Offset am Ausgang des Mischers 24 möglich ist, wenn
der Reflektionskoeffizient Γr am Antennen-Interface (Bondpad 16)
von Null abweicht. Im dargestellten Beispiel wird das Sendesignal
OSC vom Port A an den Port B des Richtkopplers 18 (und
damit an die Antenne) gekoppelt. Ein Anteil des gekoppelten Sendesignals
OSC wird am Antennen-Interface (Bondpad 16)
reflektiert und läuft
zurück
in das HF-Frontend 10. Der Richtkoppler koppelt den reflektierten
Anteil des Sendesignals OSC an den Mischer 24 wie ein von
der Antenne empfangenes Signal. Weil der Mischer 24 mit
dem Mischersignal LO betrieben wird, welches die gleiche Frequenz
wie das Sendesignal OSC hat, wird das reflektierte Sendesignal OSC
durch den Mischer 24 auf einen Gleichsignal umgesetzt.
Ein überhöhter Gleichanteil
am Ausgang des Mischers 24 ist nachteilig, weil dadurch
die Empfindlichkeit des HF-Frontends
reduziert wird, indem die mögliche
Dynamik reduziert wird. In Extremfällen, kann die reflektierte
Leistung den Mischer 24 auch in die Sättigung treiben. Der Gleichsignal-Offset
reduziert die maximale Eingangsignalleistung, wel ches das System
handhaben kann und bringt unter Umständen das System dazu, in Bereichen
zu arbeiten, in denen Rauschen und Verzerrung nur suboptimale Werte
aufweisen.
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In
unterschiedlichen Ausführungsbeispielen der
vorliegenden Erfindung gibt der Reflektionskoeffizient Γr am Antennen-Interface (Bondpad 16)
Anlass zur Reduzierung des Gleichsignal-Offsets durch eine dynamische
Anpassung der Antenne 12 an das HF-Frontend 10 mit
Hilfe eines automatischen Anpass-Netzwerks 20.
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In 2 ist
ein HF-Frontend 100 gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung dargestellt. Das HF-Frontend (Sende-/Empfangsschaltung)
hat eine Antenne 102, ein (automatisch) abstimmbares Anlass-Netzwerk 104, einen
Richtkoppler 105, einen Oszillator 120, einen Leistungsteiler 118,
einen Verstärker 116,
einen Mischer 122, einen Koppler 110, Leistungsdetektoren
(repräsentiert
durch die Dioden 106 und 108) und eine Reaktanzkorrektur-Steuereinheit 112.
Der Richtkoppler 105 ist als Rat-Race-Koppler dargestellt,
jedoch können
auch anderen Kopplerarchitekturen verwendet werden. Der Signalpfad
und die Komponenten des HF-Frontend 100 können auch
differenzielle Signalpfade umfassen.
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Die
Abmessungen des Rat-Race-Kopplers 105 sind entsprechend
dem interessierenden Frequenzband gewählt. Der Richtkoppler 105 hat
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
einen Gesamtumfang von 3λ/2.
Für den
Frequenzbereich zwischen 76 GHz und 81 GHz beträgt die Wellenlänge λ zwischen 1875 μm und 2000 μm auf einem
Siliziumsubstrat. Zum Zwecke der Implementierung der Schaltung wurde
für λ ein Wert
von rund 1960 μm
gewählt.
In alternativen Ausführungsbespielen
der vorliegenden Erfindung können
jedoch auch andere Werte für λ verwendet
werden. Die Länge
des Segments 113 des Richtkopplers 105 kann 3λ/4 betragen,
die Längen der
Segmente 107, 109 und 111 können jeweils λ/4 betragen.
Die Impedanz dieser Leitungen beträgt 2Z0,
wobei Z0 eine Systemimpedanz (Wellenwiderstand)
ist, welche in den meisten Ausführungsbeispielen
50 Ω beträgt. Obwohl
die Darstellung einen kreisförmigen
Richtkoppler zeigt, kann der Koppler 105 tatsächlich als
gefaltete Struktur implementiert sein. In unterschiedlichen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung kann der Richtkoppler 105 als
70 Ω-Leitung
in einer Oberflächenmetallisierung über einer
Masseleitung, die in einer tiefer liegenden Metallisierungsschicht
verläuft,
realisiert sein. Der Widerstand 124 ist 50 Ohm in einem
Ausführungsbeispiel.
Wegen der hohen Frequenz und der hohen Sensitivität im Hinblick
auf eine Fehlanpassung, ist der Richtkoppler 105 gemäß einem
Ausführungsbeispiel
als differenzieller Richtkoppler implementiert. In unterschiedlichen
Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung können
andere Frequenzbereiche, andere Dimensionen für den Richtkoppler, andere Kopplerarchitekturen,
andere Impedanzwerte bzw. physikalische Abmessungen verwendet werden.
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Der
ordnungsgemäße Betrieb
des Rat-Race-Kopplers 105 wird dadurch erreicht, dass die
in den Signalpfaden des Kopplers 105 auftretenden Laufzeiten
bzw. Phasenverschiebungen derart gewählt sind, dass eine konstruktive
oder destruktive Interferenz an dem jeweiligen Richtkoppler-Port
erreicht wird. Z. B. wird das Signal S3, welches am Port D in den
Koppler 105 eingespeist wird, in zwei Komponenten aufgespalten,
wovon eine Komponente im Urzeigersinn durch das Segment 113 und
eine andere Komponente gegen den Urzeigersinn durch das Segment 111 verläuft. Die
beiden Komponenten interferieren konstruktiv am Port A (der mit
der Antenne 102 gekoppelt ist) weil an jener Stelle jede
Komponente eine Länge
von 3λ/4
zurückgelegt
hat. Am Port B (welcher an den Mischer 122 gekoppelt ist)
interferieren die beiden Komponenten jedoch destruktiv, weil die
im Urzeigersinn verlaufende Komponente eine Distanz von λ und die
gegen den Urzeigersinn verlaufende Komponente eine Distanz von λ/2 zurückgelegt
hat. Wegen des Gangunterschiedes von einer halben Wellenlänge sind
die beiden Komponenten um 180° phasenverschoben
und die Überlagerung
der beiden Signalkomponenten ergibt im Idealfall eine vollständige Auslö schung,
also kein Signal am Port B. Eine ähnliche Analyse führt dazu,
dass das Signal, welches in den Port D eingespeist wird am Port
C zu einer konstruktiven Interferenz führt. Dabei absorbiert der Widerstand 124 die
Hälfte
der Leistung des Verstärkers 116.
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Das
Signal, welches in den Port A eingespeist wird, führt jedoch
zu einer konstruktiven Interferenz am Port B, weil an jener Stelle
beide Signalkomponenten (d. h. die im Urzeigersinn und die gegen
den Urzeigersinn verlaufende Komponente) in Phase zueinander sind.
Wegen dieser konstruktiven Interferenz gelangt jedes Signal, das
an der Antenne 102 reflektiert wird und in den Port A des
Richtkopplers 105 zurückläuft, an
den Port B und somit in den Eingang des Mischers 122.
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In
unterschiedlichen Ausführungsbeispielen der
Erfindung ist das abstimmbare Anpass-Netzwerk 104 mit einem
Antennenport (Bondpad 16, siehe 1) und dem
Richtkoppler verbunden (d. h. mit Port A des Richtkopplers, siehe 2).
In anderen Worten, das Anpass-Netzwerk ist zwischen Richtkoppler 105 und
Antenne 102 geschaltet. Eine Messung der Impedanz-Fehlanpassung
bzw. der (durch eine Fehlanpassung bewirkten) Reflektion des Sendesignals
(siehe 2, Signal RF_M) an dem abstimmbaren Anpass-Netzwerk 105 wird
entlang einer Übertragungsleitung
zwischen dem Anpass-Netzwerk 104 und dem Port A des Richtkopplers 105 vorgenommen.
In unterschiedlichen Ausführungsformen der
vorliegenden Erfindung wird ein Koppler 110 dazu verwendet,
in Richtung Antenne laufende und zurückreflektierte Signalleistung
zu Leistungsdetektoren weiterzuleiten. Die Leistungsdetektoren,
welche durch die Detektionsdioden 106 und 108 repräsentiert
werden, können
durch bekannte Techniken implementiert sein. Die Reaktanz-Steuereinheit 112 verarbeitet
die Ausgangssignale der Detektoren 106 und 108 und
gibt ein Steuersignal MN_CONT aus, welches das abstimmbare Anpass-Netzwerk 104 steuert.
Der Koppler 110 und die Leistungsdetektoren 106, 108 können zusammen
als Reflexionsmessungs-Einheit gesehen werden, die dazu ausgebildet ist,
einen vom Reflexionsfaktor (d. h. den Anteil der reflektierten Leitung)
abhängigen
Messwert zu generieren.
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In
verschiedenen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung ist der Richtkoppler 110 als ”Single
Section Coupled Line Coupler” (d.
h. als Richtkoppler mit zwei entlang eines einzigen Leitungsabschnitts
gekoppelten Leitungen) implementiert, wie in 3a dargestellt.
Ein derartiger Richtkoppler 110 hat zwei benachbarte Leitungen 190 und 192 in
sehr geringem Abstand über
eine bestimmte Distanz (Bezugszeichen 119), welche vorzugsweise λ/4 beträgt. In alternativen
Ausführungsformen
kann die Länge 119 auch
weniger als λ/4
betragen, um Platz zu sparen, wenn die damit verbundene Änderung
des Richtkoppler-Verhaltens berücksichtigt wird.
In unterschiedlichen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung, bei denen der Frequenzbereich von 75
GHz bis 81 GHz verwendet wird, beträgt die Länge 119 rund 490 μm. Der Port
A1 des Kopplers 110 ist mit dem Richtkoppler 105 (siehe 2) verbunden,
Port B1 ist mit dem abstimmbaren Anpass-Netzwerk 104 (siehe 2)
verbunden und die Port C1 und D1 sind mit den Detektordioden 106 und 108 (siehe
ebenfalls 2) verbunden. Eine bei der Antenne 102 einfallende
Welle verläuft
vom Port A1 zum Port B1, wobei ein Teil der einfallenden Leistung an
den Port C1 gekoppelt wird.
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Die
Reaktanzkorrektur-Steuereinheit 112 erhält Messwerte der einfallenden
Leistung vom Detektor 106 bzw. der reflektierten Leistung
vom Detektor 108 und ist dazu ausgebildet, den Anteil der
von der Antenne 102 reflektierten Leistung zu ermitteln.
In unterschiedlichen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung ermittelt die Reaktanzkorrektur-Steuereinheit 112 eine
Kennzahl, welche den Reflektionskoeffizient repräsentiert, in anderen Ausführungsbeispielen
können
jedoch auch andere Kennzahlen verwendet werden, wie z. B. ein Stehwellverhältnis (VSWR,
engl.: ”voltage
standing wave ratio”) oder
ein die reflektierten Leistung repräsentierender Messwert. Die
Reaktanzkorrektur-Steuereinheit 112 kann implemen tiert
werden, indem ein Netzwerk analoger Summierer und Verstärker verwendet
wird oder, alternativ, kann auch eine digitale Implementierung verwendet
werden. In unterschiedlichen Ausführungsbeispielen können die
Detektoren 106 bzw. 108 einfache Dioden sein.
In alternativen Ausführungsformen
können
jedoch die Detektoren 106 und 108 jeweils ein
Signal ausgeben, welches proportional zum Logarithmus der detektierten
Leistung ist, wobei dann eine einfache Subtraktion der Ausgangssignale
einen Wert ergibt, der proportional zum Reflektionsfaktor in dB
ist.
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Sobald
die Reaktanzkorrektur-Steuereinheit 112 eine Maßzahl (z.
B. Reflexionsfaktor, VSWR, reflektierte Leistung in dB, etc.) für die reflektierte
Leistung ermittelt hat, wird ein entsprechendes, von dieser Maßzahl abhängiges Steuersignal
M_CONT an das abstimmbare Anpass-Netzwerk 104 ausgegeben,
um diese Maßzahl
zu optimieren. Das heißt,
die reflektierte Leistung wird reduziert bzw. minimiert. In unterschiedlichen
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung wird diese Optimierung in einer Rückkoppelschleife
durchgeführt,
wobei das Steuersignal MN_CONT gleichsam als ”Fehlersignal” fungiert
und die oben genannte Maßzahl
als die (möglichst
auf Null) zuregelnde Regelgröße.
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In
anderen Ausführungsbeispielen
kann das Steuersignal MN_CONT erhöht oder gesenkt werden, solange
bis die oben genannte Maßzahl
einen vordefinierten, erwünschten
ersten Wert erreicht. In manchen Ausführungsformen kann ein weiteres
Verändern
des Steuersignals deaktiviert werden, sobald der erste Wert erreicht
wurde, solange bis die oben erwähnte
Maßzahl über einen
zweiten Wert steigt (d. h. sich wieder verschlechtert), worauf das
Steuersignal wieder entsprechend einem Regelgesetz weiter verändert wird.
Der erste Wert und der zweite Schwellwert können so gewählt werden, dass das Reaktanz-Steuersystem eine
Hysterese aufweist, um so Störungen
während
des Betriebs zu reduzieren.
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In 3 ist ein Schaltplan eines Beispiels eines
abstimmbaren Anpass-Netzwerks 104 gezeigt. In verschiedenen
Ausführungsbeispielen
wird ein LC-Π-Netzwerk
verwendet mit einer Serieninduktivität L, programmierbaren Shunt-Kondensatoren
C1 und C2 sowie
Ports 130 und 132. In unterschiedlichen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung werden die nominellen Werte dieser Bauteile
so gewählt,
dass die Kapazität
des Bondpads 16 kompensiert wird. Programmierbare Kondensatoren
C1 und C2 können z.
B. spannungsgesteuerte Kondensatoren sein, die mit Hilfe einer Varaktor-Diode,
einer Sperrschichtdiode oder als MOSFET-Kondensator implementiert
sind und die mit Hilfe eines analogen Steuersignals MN_CONT gesteuert
werden. In manchen Ausführungsbeispielen
können
die Shunt-Kondensatoren
C1 und C2 unabhängig voneinander
(also einzeln) angesteuert werden, um eine bessere Anpassung zu
erreichen. In weiteren Ausführungsbeispielen
kann ein geschaltetes Netzwerk einzelner Kondensatoren verwendet
werden, welches mit Hilfe eines digitalen Signals, welches das Steuersignal MN_CONT
repräsentiert,
angesteuert wird und einen dem Steuersignal entsprechenden Kapazitätswert annimmt.
In weiteren Ausführungsbeispielen
können auch
andere geeignete programmierbare Anpass-Netzwerk-Strukturen verwendet
werden.
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In 4 ist
ein anderes Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung dargestellt. Das Ausführungsbeispiel aus 4 ist
im Prinzip identisch mit dem Ausführungsbeispiel aus 2,
mit der Ausnahme, dass zwei Richtkoppler 142 und 140 zusammen mit
einem Leistungssummierer 150 statt einem einzelnen Richtkoppler
verwendet werden. Des Weiteren wird ein Verstärker 152 mit zwei
Ausgangskanälen
verwendet statt einem einfachen Verstärker mit einem Ausgangskanal.
In einem Ausführungsbeispiel wird
das Oszillatorsignal von dem Verstärker 152 verstärkt und
verstärkte
Signale S3P und S3B ausgegeben, welche gleich, jedoch zueinander
um 180° phasenverschoben
sind.
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In
unterschiedlichen Ausführungsformen
ist der Verstärker 152 als
differenzieller Verstärker
(mit erdfreien, differenziellen Ausgang) implementiert. Es können in
alternativen Ausführungsformen
jedoch auch Verstärker
mit massebezogenem Ausgang verwendet werden (je nach Anwendung).
Wie in der 4 zu sehen ist, werden dem Verstärker 152 Signale
S1 und S2 zugeführt.
Wenn der Oszillator eine differenzielle Architektur aufweist, sind
die Signale S1 und S2 um 180° phasenverschoben.
Wenn der Oszillator ”single
ended” (also
nicht differenziell) ist, kann jedoch auch ein Ringhybrid (Koppler)
verwendet werden, um die beiden gegenphasigen Signale S1 und S2
zu erzeugen. In anderen Ausführungsbeispielen
können
andere Techniken verwendet werden, um die Signale S1 und S2 zu erzeugen.
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Sämtliche
Signalanteile des Oszillatorsignals, die an den jeweiligen Ports
B der Richtkoppler 140 und 142 ankommen, werden
summiert (Summierer 150) und als Eingangssignal an den
Mischer 122 weitergeleitet. Weil die Signale an dem Ausgangsport B
der beiden Koppler 140 und 142 um 180° zueinander
phasenverschoben sind, werden sich diese Signalkomponenten gegenseitig
auslöschen
und dabei das Oszillatorsignal, das am Schaltungsknoten RF1 ankommt,
reduzieren.
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Der
Leistungssummierer 150 kann z. B. als Wilkinson-Summierer
implementiert sein, jedoch können
auch andere Architekturen verwendet werden. Der Signalpfad, der
den Leistungsteiler 118, den Verstärker 152, die Koppler 140 und 142 sowie
den Leistungssummierer 150 umfasst sollte in einem Layout
gut angepasst sein, um eine gute Anpassung der Phasen der Signale
S3P und S3B zu gewährleisten und
folglich eine adäquate
Auslöschung
der verbleibenden Oszillatorsignale am Eingang des Mischers 122.
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In 5 ist
ein weiteres Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung dargestellt. Das Ausführungsbeispiel aus 5 ist ähnlich dem
Ausführungsbeispiel
aus 4, wobei die Reaktanzkorrektur-Steuereinheit 112 zusätzliche
Steuereingänge und
Ausgänge
aufweist. Das Signal DC, welches den Gleichsignal-Offset am Ausgang
des Mischers 122 repräsentiert
wird als Eingangssignal der Reaktanzkorrektur-Steuereinheit 112 zugeführt. In
einem Ausführungsbeispiel
wird der Gleichsignal-Offset als Maßzahl zusätzlich zu der oben genannten
Maßzahl für den Reflektionsfaktor
am Antennen-Interface verwendet, um die Effektivität des abstimmbaren
Anpass-Netzwerks zu verbessern und zu steuern. Des Weiteren kann
die Richtwirkung der Richtkoppler 140 und 142 verbessert
werden. Eine programmierbare Impedanz 162 in Serie zu dem
Widerstand 164 terminiert den Port A des Kopplers 142.
Durch Verändern bzw.
Anpassen der Terminierung dieses Ports kann die Symmetrie der beiden
Richtkoppler angepasst werden. In unterschiedlichen Ausführungsformen können sowohl
das Stehwellenverhältnis
(VSWR) als auch der Gleichsignal-Offset des Mischers gleichzeitig
optimiert werden durch das Anpassen des abstimmbaren Anpass-Netzwerks 104 und
der programmierbaren Impedanz 162. So wird gleichsam eine
kombinierte Maßzahl
für den
Reflektionsfaktor am Antennen-Interface optimieret. Z. B. kann die kombinierte
Maßzahl
dadurch berechnet werden, dass die mittleren Quadrate des Stehwellenverhältnisses
(VSWR) und der Gleichsignal-Offset addiert werden. In unterschiedlichen
Ausführungsbeispielen kann
ein LMS-Algorithmus (least mean square algorithm, Methode der kleinsten
Fehlerquadrate) verwendet werden, um die Performanz des Systems
zu optimieren. Alternativ können
auch andere Algorithmen und Optimierungsverfahren verwendet werden.
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6 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung, das ähnlich
zu dem Ausführungsbeispiel
aus 5 ist, mit der Ausnahme, dass Lange-Koppler 182 und 184 verwendet
werden anstelle von Rat-Race-Kopplern. Lange-Koppler können für eine größere Bandbreite
ausgelegt sein, als korrespondierende Rat-Race-Koppler. Des Weiteren ermöglichen
Lange-Koppler größere Flexibilität beim Design,
weil nicht alle Ports der Lange-Koppler gleichstromgekoppelt sind.
In alter nativen Ausführungsbeispielen
der Erfindung können
auch andere Kopplerarchitekturen verwendet werden.