DE102009016290A1

DE102009016290A1 - Elektronische Vorrichtung und Verfahren zur DC-DC-Wandlung mit Steilheitskompensation

Info

Publication number: DE102009016290A1
Application number: DE102009016290A
Authority: DE
Inventors: Stefan Herzer; Sumeet Prakash Kulkarni; Jochen Neidhardt; Maciej Jankowski
Original assignee: Texas Instruments Deutschland GmbH
Current assignee: Texas Instruments Deutschland GmbH
Priority date: 2009-04-03
Filing date: 2009-04-03
Publication date: 2010-10-14
Anticipated expiration: 2029-04-04
Also published as: DE102009016290B4; US20100253313A1; US8310221B2

Abstract

Es wird eine elektronische Vorrichtung bereitgestellt, die eine Schaltung für eine DC-DC-Wandlung aufweist, die so ausgeführt ist, das sie einen Induktivitätsstrom durch eine Induktivität unter Verwendung einer Steilheitskompensation schaltet, wobei die Schaltung eine Steilheitskompensationsstufe aufweist, die so ausgeführt ist, dass sie ein Steilheitskompensationssignal in Abhängigkeit von einer Schaltfrequenz der DC-DC-Wandlung und einer Eingangsspannung des DC-DC-Wandlers erzeugt.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Vorrichtung mit einer Schaltung zur DC-DC-Wandlung und ein Verfahren.
HINTERGRUND
DC-DC-Wandler haben zwei grundlegende Steuermechanismen: die Spannungssteuerung und die Stromsteuerung. Obwohl die Vorteile der Strommodussteuerung gegenüber der herkömmlichen Spannungsmodussteuerung häufig aufgezeigt worden sind, hat der übliche spitzenwerterfassende Strommoduswandler zahlreiche Nachteile. Spitzenwerterfassende Wandler haben üblicherweise eine inhärente Instabilität der offenen Schleife über 50% des Tastverhältnisses, eine nicht ideale Schleifenreaktion, eine Neigung zur subharmonischen Oszillation und eine Rauschempfindlichkeit, wenn die Induktivitätswelligkeit gering ist. Die meisten oder all diese Probleme können mit einem Verfahren, das als Steilheitskompensation bezeichnet wird, verringert oder sogar überwunden werden.
1 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild eines DC-DC-Abwärtswandlers unter Verwendung der Spitzenstromerfassung in einem Stromsteuerungsmodus. Es gibt einen Leistungsschalter S1 (z. B. einen NPN-Bipolartransistor), eine Induktivität L, eine Diode D, einen Kondensator C und eine Last RL. Der Kollektor des Bipolartransistors S1 ist so gekoppelt, dass er eine primäre Eingangsspannung VI, die von einer Batterie bereitgestellt werden kann, empfängt. Der Emitter des Leistungsschalters S1 ist an eine Kathode der Diode D und an die Induktivität L gekoppelt. Wenn der Schalter S1 eingeschaltet ist, steigt der Induktivitätsstrom IL durch die Induktivität L. Wenn der Leistungsschalter S1 abgeschaltet ist, wird der Induktivitätsstrom IL durch die Diode D eingespeist, sinkt aber langsam. Der Kondensator C dient als Bufferkondensator. Das Verhalten des Induktivitätsstroms IL ist auch in der kleinen Abbildung gezeigt.
Es gibt auch zwei Regelschleifen, eine für die Ausgangsspannung VO und eine für den Induktivitätsstrom IL. VO wird mit einer Referenzspannung VREF im Fehlerverstärker AMP verglichen, der ein Fehlersignal VE bereitstellt. Eine Steilheitskompensationsspannung VC wird von VE subtrahiert, und die resultierende Spannung VX wird in einen negativen Eingang des Komparators COMP eingespeist. Der positive Eingang des Komparators COMP empfängt eine Spannung VS, die zum Induktivitätsstrom IL proportional ist. Der Komparator COMP dient dazu, einen Spitzenstromerfassungsmechanismus zu implementieren. Wenn IL einen maximalen Wert überschreitet, wechselt der Ausgang des Komparators COMP auf niedrig. Der Ausgang des Komparators COMP ist an den Rücksetzeingang R eines RS-Latchs L1 gekoppelt. Ein logisch-niedrig-Pegel am Eingang R stellt den Ausgang des Latchs L1 auf niedrig ein, und der Leistungsschalter S1 wird abgeschaltet. Dies stellt sicher, dass IL abnimmt. Ein Oszillator OSC stellt Pulse einer Periode T für den Setzeingang S des RS-Latchs L1 bereit. Ein Puls am Setzeingang S stellt den Ausgang des Latchs L1 auf hoch, und der Leistungsschalter S1 wird eingeschaltet, bis beide Eingänge R und S wieder niedrig sind. Der Strom IL nimmt zu, bis VS VX überschreitet und S1 wieder abgeschaltet wird. Die Kompensationsspannung VC sorgt dafür, dass VX für einen konstanten VE über die Periode T linear abnimmt. Der maximale Spannungsschritt von VC ist A.
2 zeigt zwei Signalverläufe, die den Bedarf an Steilheitskompensation im Allgemeinen veranschaulichen. Der Induktivitätsstrom IL, zum Beispiel IL des Strommodus-DC-DC-Wandlers ohne Kompensationsspannung VC aus dem Stand der Technik, der in 1 gezeigt ist, ist für zwei verschiedene Tastverhältnisse D = TON/TS gezeigt. In der oberen Abbildung ist das Tastverhältnis kleiner als 50% (Tastverhältnis D < 0,5). Die ansteigende Flanke mr ist somit steiler als die fallende Flanke mf des Induktivitätsstroms IL. Die durchgezogene Linie IL ist der ideale Strom, und die gestrichelte Linie ist ein realistischerer Strom. Auch für eine deutliche anfängliche Abweichung des realen Stroms IL von der idealen Kurve wird die Abweichung über mehrere Zyklen abgeschwächt, d. h. die erste Abweichung ΔI1 ist größer als die zweite Abweichung ΔI2, die größer ist als die dritte Abweichung ΔI3. Um mit den Einheiten der Abbildung zu übereinstimmen, können die Abweichungen als ΔI1·RS, ΔI2·RS oder ΔI3·RS interpretiert werden. Die Abbildung darunter zeigt die gleiche Situation für ein Tastverhältnis D, das größer ist als 50% (Tastverhältnis > 0,5). Hier ist die fallende Flanke mf steiler als die steigende Flanke mr. Nun wächst die Abweichung von der idealen Kurve, d. h. ΔI1 < ΔI2 < ΔI3. Diese Situation kann zu Unstabilität führen. Für den Spitzenstromsteuerung-Abwärtswandler werden Störungen des Stroms IL nur bei Tastverhältnissen unter 50% abgeschwächt.
3 zeigt den Induktivitätsstrom IL für die in 1 gezeigte Schaltung mit der Steilheitskompensationsspannung VC. Die Spannung VX sinkt linear über die Periode TS. Dadurch wird der maximal zulässige Spitzenstrom für den Induktivitätsstrom IL verringert. Obwohl das Tastverhältnis kleiner ist als 50%, wird die Abweichung von der idealen Kurve abgeschwächt. Das Ausführen einer linearen Steilheitskompensation, wie in 3 gezeigt, kann als Änderung der steigenden Flanken mr und fallenden Flanken mf des erfassten Induktivitätsstroms betrachtet werden. Die steigende Flanke wird zu größeren Werten hin geführt (d. h. sie wird steiler gemacht), und die fallende Flanke wird zu einem niedrigeren Wert geführt (d. h. sie wird flacher gemacht).
Die Kompensationssteilheit ist von der Eingangsspannung VI, der Ausgangsspannung VO und der Induktivität L abhängig. Darüber hinaus werden Gleichspannungswandler bei vielen verschiedenen und sogar variierenden Betriebsfrequenzen betrieben. Der Betrag der Steilheitskompensation hängt von statischen Ausführungsentscheidungen ab (Frequenz FS = 1/TS, Induktivitätswert L der Induktivität) und von variierenden Bedingungen wie etwa von VI und dem Tastverhältnis D = TON/TS.
Einige DC-DC-Wandler aus dem Stand der Technik wählen den Betrag der Steilheitskompensation auf konservative Weise in Bezug auf die Worst-Case-Systemparameter aus. Dies ist suboptimal, da der Wandler in Spannungsmodussteuerung betrieben wird, wodurch die Außenschleifenstabilität problematisch und den Vorteilen der primären Nutzung der Strommodussteuerung entgegengewirkt wird. Zu große Steilheitskompensationswerte schränken die Induktivitätsstromfähigkeit ein oder erfordern einen zusätzlichen Mechanismus zur Erhöhung der Stromgrenze.
Obwohl eine Steilheitskompensation theoretisch nur für Tastverhältnisse von über 50% erforderlich ist, verwenden die meisten Vorrichtungen aus dem Stand der Technik eine Kompensation auch unterhalb von 50%, um Herstellungsstreuungen zu kompensieren und die Signalintegrität zu gewährleisten.
KURZZUSAMMENFASSUNG
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine elektronische Vorrichtung und ein Verfahren zur DC-DC-Wandlung bereitzustellen, das die Steilheitskompensation verwendet und auf verschiedene statische Ausführungsentscheidungen und sich ändernde Betriebsbedingungen angewendet werden kann, ohne dass die Stromfähigkeit übermäßig eingeschränkt wird oder die inhärenten Vorteile der Strommodussteuerung beeinträchtigt werden.
Bei einem Aspekt der Erfindung wird eine elektronische Vorrichtung bereitgestellt, die eine Schaltung zur DC-DC-Wandlung aufweist. Die elektronische Vorrichtung ist so ausgeführt, dass sie einen Induktivitätsstrom durch eine Induktivität unter Verwendung von Steilheitskompensation schaltet. Die Schaltung weist eine Steilheitskompensationsstufe auf, die so ausgeführt ist, dass sie ein Steilheitskompensationssignal in Abhängigkeit von der Schaltfrequenz der DC-DC-Wandlung und von der Eingangsspannung des DC-DC-Wandlers erzeugt. Dieser Aspekt der Erfindung sorgt dafür, dass nicht nur die Schaltfrequenz, sondern auch der Eingangsspannungspegel berücksichtigt wird, um die geeignete Steilheitskompensation zu bestimmen.
Die Steilheitskompensationsstufe kann ferner so ausgeführt sein, dass sie das Steilheitskompensationssignal zum Kompensieren aller Tastverhältnisse der DC-DC-Wandlung erzeugt. Das Steilheitskompensationssignal kann dann eine Funktion der erwarteten Änderung der Tastverhältnisse für eine spezifische Ausführungsform sein. Diese Aspekte der Erfindung sorgen für eine robuste und genaue Methode zur Erzeugung der optimalen Steilheitskompensation über einen weiten Bereich von statischen und externen Bedingungen.
Bei einem Aspekt der Erfindung kann die Schaltfrequenz vorteilhaft von einem Strom eines Oszillators abgeleitet werden. Dieser Oszillatorstrom kann vorteilhaft ein Strom sein, der von der Schwingfrequenz des Oszillators abhängig ist. Die Schwingfrequenz kann dann vorteilhafterweise die Schaltfrequenz der DC-DC-Wandlung sein. Dies sorgt für eine sehr effiziente und robuste Methode zum Bereitstellen eines Signals, das die Schaltfrequenz der DC-DC-Wandlung angibt.
Die Steilheitskompensationsstufe kann dann so ausgeführt sein, dass sie einen Widerstandswert in Reaktion auf einen Betrag des Oszillatorstroms einstellt, um einen eingestellten Widerstand bereitzustellen. Dies kann auch als Implementierung eines Stroms bei einem Widerstandswandler angesehen werden. Die elektronische Vorrichtung kann somit einen Strom-Widerstand-Wandler umfassen. Diese Einstellung des Widerstandswerts des Widerstands kann vorteilhafterweise digital durchgeführt werden, indem Widerstände aus einer Vielzahl von Widerständen angeschlossen, getrennt und/oder kurzgeschlossen werden, um einen Gesamtwiderstand bereitzustellen, der eine Funktion (z. B. eine lineare Funktion) des Oszillatorstroms ist.
Ein Fensterkomparator kann zur Überwachung eines Spannungsabfalls am Widerstand zum Einstellen des Widerstandswerts verwendet werden. Das Ausgangssignal des Komparators kann dann in einer digitalen Logik verarbeitet werden, die Konfigurationssignale für mehrere Widerstände bereitstellt, die dann so gekoppelt sein können, dass sie einen Gesamtwiderstand bereitstellen, der eine lineare Funktion des Oszillatorstroms ist.
Das Einstellen der Widerstände durch die digitale Logik kann vorteilhafterweise gemäß einer 1/x-Funktion durchgeführt werden. Dies sorgt dafür, dass die Approximation des finalen Widerstandswerts optimiert ist, wenn sich der Strom von dem Oszillator linear mit der Schaltfrequenz ändert.
Ein digitaler Wert zum Einstellen des Widerstands kann dann verwendet werden, um auch einen anderen Widerstand einzustellen. Der zweite Widerstand kann dann den gleichen Widerstandswert wie der erste Widerstand haben. Die Widerstände können so ausgeführt sein, dass sie aufeinander abgestimmt sind (engl. match). Der zweite Widerstand kann dann so gekoppelt sein, dass er einen Strom erzeugt, der von der Schaltfrequenz abhängig ist.
Die Kompensationsstufe kann auch einen Spannungsfolger aufweisen, der mit dem eingestellten Widerstand gekoppelt und so ausgeführt ist, dass er einen Rampenstrom durch den eingestellten Widerstand in Reaktion auf die Eingangs spannung steuert. Der Spannungsfolger kann somit einen Transistor aufweisen, der mit einem Kanal mit dem eingestellten Widerstand in Reihe geschaltet ist. Ein Steuergate des Transistors kann dann mit einem Operationsverstärker gesteuert werden, der als Spannungsfolger gekoppelt ist, um mit dem Transistor einen Strom durch den eingestellten Widerstand in Reaktion auf die Eingangsspannung zu steuern. Der eingestellte Widerstand kann dann vorteilhafterweise der zweite Widerstand sein, der den gleichen Widerstandswert wie der erste Widerstand hat. Der zweite Widerstand und der Transistor des Spannungsfolgers können dann derart in Reihe geschaltet sein, dass ein Strom durch den Widerstand eine Funktion der Eingangsspannung und der Schaltfrequenz ist. Das Kompensationssignal kann dann unter Verwendung des Stroms erzeugt werden. Dies ist eine effiziente und flexible Methode, um dafür zu sorgen, dass das Kompensationssignal eine Funktion der Eingangsspannung und der Schaltfrequenz ist.
Das Steilheitskompensationssignal kann ferner erzeugt werden, indem ein Kondensator mit einem Strom geladen wird. Der Strom kann der Strom (oder eine Funktion des Stroms) sein, der mit dem zweiten Widerstand und dem Spannungsfolger erzeugt wird. Es können mehrere Stromquellen vorgesehen sein. Jede der Stromquellen kann so ausgeführt sein, dass sie einen Strom bereitstellt, der eine Funktion des Rampenstroms ist. Der Rampenstrom kann von der Schaltfrequenz und der Eingangsspannung abhängig sein. Der Rampenstrom kann vorteilhafterweise der Strom sein, der mit dem zweiten Widerstand und dem Spannungsfolger erzeugt wird.
Die Integration kann dadurch erfolgen, dass die Stromquellen individuell zum Laden des Kondensators geschaltet werden. Das Schalten kann innerhalb einer einzigen Periode der Schaltfrequenz erfolgen. Die Periode der Schaltfrequenz kann in Übereinstimmung mit der Anzahl der Stromquellen in Subzyklen unterteilt sein. Der Kondensator kann während der ersten Subzyklen mit einem Konstantstrom geladen werden. Anschließend kann eine Stromquelle eingeschaltet werden und in jedem Subzyklus eingeschaltet bleiben. Dies sorgt für ein stückweise lineares Verhalten des Spannungspegels am Kondensator, der dann als Steilheitskompensationssignal verwendet werden kann.
Die Erfindung stellt auch ein Verfahren zum Betreiben eines DC-DC-Wandlers bereit. Ein Strom kann durch eine Induktivität in Übereinstimmung mit einer Schaltfrequenz geschaltet werden. Eine Flanke des Stroms durch die Induktivität kann mit einem Kompensationssignal kompensiert werden. Das Kompensationssignal kann dann von einer Schaltfrequenz des DC-DC-Wandlers und der Eingangsspannung des DC-DC-Wandlers abhängig sein. Das Kompensationssignal kann auch so ausgebildet sein, dass es die sich ändernden Tastverhältnisse (d. h. zum Beispiel alle Tastverhältnisse für eine spezifische Ausführung) kompensiert.
Die elektronische Vorrichtung und die Verfahren gemäß der Erfindung sorgen für robuste und genaue Lösungen zur Erzeugung einer optimalen Steilheitskompensation über einen breiten Bereich von externen Bedingungen. Im Vergleich zu DC-DC-Wandlern aus dem Stand der Technik, die bipolare Multiplizierer oder Hochspannungs-Operationsverstärker verwenden, ist die vorliegende Erfindung weniger komplex und spart Chipfläche. Die Ausführungsformen der Erfindung sorgen auch für eine hohe Flexibilität und Konfigurabilität, da die Steilheitskompensation durch digitale Signale eingestellt werden kann.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Weitere Aspekte der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung anhand der beigefügten Zeichnungen. Darin zeigen:
1 einen DC-DC-Wandler gemäß dem Stand der Technik mit Spitzenstromerfassung und Steilheitskompensation;
2 Signalverläufe eines Induktivitätsstroms in einem DC-DC-Wandler aus dem Stand der Technik ohne Steilheitskompensation;
3 Signalverläufe eines Induktivitätsstroms in einem DC-DC-Wandler aus dem Stand der Technik mit einer Steilheitskompensation aus dem Stand der Technik;
4 ein vereinfachtes Schaltbild einer elektronischen Vorrichtung zur DC-DC-Wandlung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
5 ein vereinfachtes Schaltbild eines Oszillators, der in der Ausführungsform aus 4 verwendet werden kann;
6 ein vereinfachtes Schaltbild eines Rampenstromgenerators, der in der Ausführungsform aus 4 verwendet werden kann;
7 ein vereinfachtes Schaltbild eines stückweise linearen Stromintegrators, der in der Ausführungsform aus 4 verwendet werden kann;
8 Signalverläufe von Signalen der Schaltung aus 7; und
9 Signalverläufe von Signalen der Ausführungsform aus 4.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG EINER BEISPIELHAFTEN AUSFÜHRUNGSFORM
4 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung. Die gestrichelten Linien deuten verschiedene Ausführungen für integrierte und externe Komponenten an, wenn die elektronische Vorrichtung – zumindest teilweise – als integrierte Schaltung implementiert ist. Bei einer Ausführungsform kann sogar die Last integriert sein. Bei weiteren Ausführungsformen kann die Last eine externe Komponente sein. Bei einer weiteren Ausführungsform kann die integrierte Schaltung so ausgeführt sein, dass sie alle erforderlichen Komponenten aufweist, um die Steuersignale für den Leistungstransistor oder für mehrere Leistungstransistoren bereitzustellen. Weitere Ausführungen sind denkbar.
Der Fehlerverstärker AMP stellt eine Fehlerspannung VE bereit, indem die Ausgangsspannung VO mit einer Referenzspannung VREF verglichen wird. Eine Steilheitskompensation VC wird mit der Steilheitskompensationsstufe 2 erzeugt, die gemäß Aspekten der Erfindung implementiert ist. Die Eingangsspannung kann beispielsweise zwischen 4 V bis 40 V variieren, und die Frequenz kann zwischen 150 kHz und 600 kHz variieren. Dies kann zu einer hundertfachen Änderung der erforderlichen Steilheitskompensation führen.
Der Induktivitätsstrom IL, oder vielmehr IL multipliziert mit einem Abtastwiderstandswert RS, kann eine steigende Flanke mr und eine fallende Flanke mf haben. Der Parameter mc kann dann die Steilheit des Kompensationssignals sein. In dieser Situation kann mc folgendermaßen gewählt sein: mc ≥ |mf| – mr2 mit mf = –VO/L und mr = (VI – VO)/L mc ≥ VO – VI2L = VIL (D – 0,5)wobei D = VO/VI für Abwärtswandler.
Strommodusgesteuerte DC-DC-Wandler mit fester Frequenz erfordern allgemein eine Steilheitskompensation zur Stabilisierung der Stromschleife für Tastverhältnisse von mehr als 50% für die Spitzenstromsteuerung und von weniger als 50% für die Talstromsteuerung. Die Aspekte der Erfindung können somit vorteilhafterweise bei aktuellen strommodusgesteuerten DC-DC-Wandlern mit fester Frequenz angewendet werden. Die Tastverhältnisse müssen hinsichtlich der Art der Steuerung, d. h. Spitzen- oder Talsteuerung, und der Art des Wandlers, d. h. Abwärts- oder Aufwärtswandler, berücksichtigt werden. Die jeweiligen Änderungen an den obigen und nachfolgenden Formeln, um sie auf eine andere Art DC-DC-Wandler oder Strommodussteuerung anzuwenden, sind dann für einen Fachmann einfach. Die vorliegenden Ausführungsformen beziehen sich auf einen Abwärtswandler mit Spitzenstromsteuerung, doch die Aspekte können auch auf andere Arten von DC-DC-Wandlern angewendet werden.
Bei dieser Ausführungsform kann die Steilheitskompensation unter 50% gestartet werden, beispielsweise bei 30%. Die Steilheit mc kann dann wie folgt sein: mc = VIL (D – 0,3)mit D(t) = t/TS, wobei TS = 1/FS und FS die Schaltfrequenz des DC-DC-Wandlers ist. Der Wert 0,3 ist auch eine Variable und kann, wie oben erläutert, verändert werden. Ein Ausführungsparameter und Betriebsbedingungsparameter KFL kann als KFL = (FS·L)/RS definiert sein. Die zeitabhängige Steilheit mc(t) des Kompensationssignals kann dann wie folgt sein:
und mc(t) = 0 für t < 0,3 TS
Um das erforderliche Steilheitskompensationssignal VC(t) zu bestimmen, muss die Steilheit integriert werden
Die Ausführungsform der Erfindung aus 4 kann die obige Gleichung implementieren oder allgemeiner:
wobei x ein Auswahlparameter zum Beispiel zwischen 0 und 50% ist, um den Anfangspunkt (einen Zeitpunkt innerhalb einer Periode TS, einen Schwellenwert) der Steilheitskompensation festzusetzen. Dies kann auch wie folgt definiert sein:
wobei M und i Variablen sind, zum Beispiel positive ganzzahlige Werte (M > 1, i ≥ 0). M kann dann eine Anzahl von stückweise linearen Approximationsabschnitten der linearen quadratischen Funktion angeben, und i kann Taktzyklen eines Taktes innerhalb der Periode TM = TS/(M + i) darstellen, in der die Kompensation noch nicht beginnt. Weitere Einzelheiten zu M und i sind nachfolgend beschrieben. Der Parameter i kann dann als Schwellenwert betrachtet werden, um zu bestimmen, wann die quadratische Steilheitskompensation beginnen sollte. Bei vorteilhaften Ausführungsformen können i > 1, zum Beispiel i = 3, und M = 7 gewählt sein.
Obwohl sich diese Ausführungsform auf einen Buck-Converter oder Abwärtswandler konzentriert, können ähnliche Überlegungen auf einfache Weise auf Abwärtswandler mit einer geringfügig anderen Beziehung zwischen VI und VO angewendet werden.
Bei dieser Ausführungsform kann die Steilheitskompensationsspannung VC von einer Fehlerspannung VE subtrahiert werden, um eine Differenzspannung VX bereitzustellen, die dann in den Komparator COMP (VX = VE – VC) eingespeist wird. Der Komparator COMP führt eine Spitzenstromsteuerung aus und vergleicht VX mit der Eingangsspannung VS, die eine lineare Funktion des Induktivitätsstroms IL durch die Induktivität L sein kann. Die Spitzenstromerfassung kann wie in 1 veranschaulicht unter Verwendung eines Abtastwiderstands RS durchgeführt werden, der den Induktivitätsstrom IL (d. h. VS = IL·RS) empfängt.
Das Komparatorausgangssignal COMPOUT wird zum Rücksetzeingang R eines RS-Latchs 6 geleitet. Der Setzeingang des RS-Latchs 6 empfängt ein Taktsignal CLK vom Oszillator OSC 3, der eine Schaltfrequenz FS (FS = 1/TS) hat. Der RS-Latch 6 kann einen Leistungstransistor PS1 ansteuern, der so gekoppelt ist, dass er die Eingangsspannung VI empfängt. Die Induktivität L, die Diode D, der Kondensator C und der Widerstand RL können wie mit Bezug auf 1 erläutert betrieben werden. Aufgrund der Schaltung des Leistungstransistors PS1 steigt und fällt der Strom IL durch die Induktivität L nahezu linear, wie mit Bezug auf 2 und 3 erläutert ist. Ein Spitzenstromerfassungsmechanismus für den Strom IL ist mit dem Komparator COMP und beispielsweise mit einem Nebenschlusswiderstand (RS nicht gezeigt) implementiert, der dazu dient, den Transistor PS1 an- und auszuschalten, wenn der Betrag von IL obere und untere maximale Werte (Höchstwerte und Kleinstwerte) erreicht.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung kann ein Strom IOSC vom Oszillator OSC 3 in die Steilheitskompensationsstufe 2 eingespeist werden. Der Strom IOSC kann dann eine Funktion der Schaltfrequenz FS sein: IOSC = KOSC·FSwobei KOSC ein Ausführungsparameter ist, der sich auf die spezifische Implementierung des Oszillators OSC 3 bezieht.
Der Strom IOSC kann zur Erzeugung eines Rampenstroms IR mit dem Rampenstromgenerator 4 verwendet werden. Bei dieser Ausführungsform kann IR dann eine Funktion der Frequenz FS und der Eingangsspannung VI sein:
wobei KVIN eine variable oder konstante Verstärkung sein kann, ein Abschwächungs- oder Verstärkungsfaktor für VI, und VREFR eine Referenzspannung ist, die der Mittelwert von VREF1 und VREF2 sein kann.
Der Rampenstrom IR kann dann in den stückweise linearen Integrator 5 geleitet werden, der IR bezüglich des Tastverhältnisses D stückweise linear integriert. Das Ergebnis ist eine stückweise lineare Approximation der optimalen Steilheitskompensationsspannung VC gemäß den obigen Gleichungen.
5 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform eines Oszillators OSC 3. Um ein periodisches Taktsignal CLK bereitzustellen, wird ein Oszillatorkondensator COSC periodisch geladen und entladen. Ein Ladestrom ICH definiert den Betrag des Ladestroms und somit die Schaltfrequenz FS oder die Periode TS = 1/FS des Taktsignals CLK. Der Ladestrom ICH wird durch den Stromspiegel MP4, MP5 mit einem Verhältnis von 1:m zum Transistor MP7 gespiegelt, der so gekoppelt ist, dass er den Oszillatorkondensator COSC mit einem Strom versorgt, der das m-fache des Ladestroms ICH betragen kann. Der Komparator COMP überwacht die Spannung am Kondensator COSC und vergleicht den Spannungspegel mit einer Oszillatorreferenzspannung VREFOSC. Die Schaltfrequenz FS kann somit wie folgt bestimmt sein:
Der Ausgang des Komparators COMP ist an eine monostabile Logik gekoppelt, deren Ausgang das periodische Taktsignal CLK mit der Frequenz CLK ist. Das Taktsignal CLK wird dazu verwendet, die Transistoren MP7 und MN1 zu schalten. Wenn der Referenzspannungspegel VREFOSC erreicht ist, wird MN1 eingeschaltet und der Kondensator entladen. Der Ladestrom ICH wird auch durch den Stromspiegel MP4, MP6 mit einem Verhältnis von 1:n gespiegelt, um den Oszillatorstrom IOSC bereitzustellen, der eine Funktion der Schaltfrequenz FS ist IOSC = nm VREFOSC FS COSC
Dies sorgt dafür, dass der Oszillatorstrom IOSC gemäß der nachfolgenden Beziehung allgemein proportional zur Schaltfrequenz FS ist: IOSC ∝ FS COSC
Bei dieser Ausführungsform der Erfindung wird diese Beziehung verwendet und der Strom IOSC weiter verarbeitet, um schließlich VC zu erhalten.
6 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform einer Rampenstromerzeugungsstufe 4. Die Rampenstromstufe erzeugt ein Ausgangssignal, hier einen Rampenstrom IR, das eine Funktion der Schaltfrequenz FS des DC-DC-Wandlers und der Eingangsspannung VI des DC-DC-Wandlers ist.
Der Oszillatorstrom IOSC, der eine Funktion der Schaltfrequenz FS ist, wird zu einer Reihe von Widerständen R11 bis R1N geleitet. Die Reihe von Widerständen kann aus mehreren Einheitswiderständen bestehen. Der Gesamtwiderstandswert R1 der Reihe kann durch eine digitale Logik DL konfiguriert werden. Die digitale Logik DL empfängt Ausgangssignale von zwei Komparatoren COMP1 und COMP2, die den Spannungsabfall VR1 = R1·IOSC mit einer ersten Referenzspannung VREF1 und einer zweiten Spannungsreferenz VREF2 vergleichen. Die beiden Komparatoren COMP1, COMP2 können einen Fensterkomparator implementieren, und die Logik DL stellt sicher, dass die Reihe von Widerständen R11 bis R1N so eingestellt ist, dass VR1 zwischen VREF1 und VREF2 liegt. Dieser Teil der Schaltung stellt sicher, dass der Strom IOSC in einen Widerstandswert R1 umgewandelt wird. Somit kann dies als Spannung-Widerstand-Wandler betrachtet werden. Es ist eine zweite Reihe von Widerständen R21 bis R2N vorgesehen, die so gekoppelt ist, dass sie einen Widerstandswert R2 hat, der eine Funktion von R1 oder gleich R1 sein kann. Wenn R11 bis R1N und R21 bis R2N ähnlich konfiguriert und implementiert sind (z. B. können R11 bis R1N und R21 bis R2N gematcht sein), können die logischen Werte, die von der digitalen Logik DL bereitgestellt werden, gleichzeitig die beiden Widerstände R1 und R2 durch Steuersignale einstellen.
Schalter und ein Decoder und/oder ein anderer Mechanismus mit Schaltern usw. können dann zum Einstellen der beiden Widerstände R1, R2 verwendet werden. Der spezifische Decodierungsmechanismus ist nicht ausführlich gezeigt. Der korrekte Wert für R1 (bzw. R2) kann dann gemäß einer 1/x-Funktion approximiert werden. Dies ist vorteilhaft, wenn der Oszillatorstrom IOSC eine lineare Funktion der Schaltfrequenz FS ist. Wenn die Widerstandswerte für jeden Schritt der Approximation von R1 dann gemäß einer 1/x-Funktion ausgewählt sind, ist eine Mindestanzahl von Schritten, Abgriffen, Widerständen und Bits in der logischen Stufe erforderlich. Bei einem Aspekt der Erfindung können bei der vorliegenden Ausführungsform auch Temperaturschwankungen der Widerstandswerte kompensiert werden, indem die Widerstände in Reaktion auf die Komparatorergebnisse getrimmt werden. Das Trimmverfahren kann dann vorteilhaft in Echtzeit durchgeführt werden. Der Trimmbereich des Widerstands ist vorteilhafterweise so ausgewählt, dass er Frequenzschwankungen, Prozessschwankungen und/oder Temperaturschwankungen abdeckt. Die Anzahl N und Größe der Reihe von Widerständen R11 bis R1N und R21 bis R2N können vorteilhafterweise mit Bezug auf die erforderliche Genauigkeit und die erwartete Herstellungsstreuung ausgewählt werden. Sie können darüber hinaus so ausgewählt sein, dass sie die oben erwähnte 1/x-Funktion einhalten.
Der zweite Widerstand R2 (d. h. die Reihe von Widerständen R11 bis R1N) kann dann an einen Spannungsfolger gekoppelt sein, der beispielsweise den Transistor M1 (NMOSFET) und einen Operationsverstärker OPAMP aufweist. Der positive Eingang des Operationsverstärkers empfängt die Eingangsspannung VI multipliziert mit einer konstanten Verstärkung oder einem Abschwächungsfaktor KVIN. Die Eingangsspannung am positiven Eingang des Operationsverstärkers OPAMP ist vorteilhafterweise nur ein Bruchteil der Eingangsspannung VI. Dies sorgt dafür, dass der Spannungsabfall am zweiten Widerstand R2 auch nur ein Bruchteil von VI ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers OPAMP kann dann an ein Steuergate des Transistors M1 gekoppelt sein, der mit einem Kanal mit dem Widerstand R2 in Reihe gekoppelt sein kann. Der negative Eingang des Operationsverstärkers OPAMP kann dann an den Source-Anschluss des Transistors M1 gekoppelt sein. Der Transistor M1 kann dann in Reaktion auf die Eingangsspannung VI gesteuert werden. Der Drain-Anschluss des Transistors M1 kann dann so gekoppelt sein, dass er einen grundsätzlich konstanten Spannungspegel empfängt. Der Rampenstrom IR am Drain-Anschluss des Transistors M1 kann dann eine Funktion der Schaltfrequenz FS und der Eingangsspannung VI gemäß der obigen Gleichung sein.
7 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform einer Stufe 5, die sicherzustellt, dass das Steilheitskompensationssignal VC auch eine Funktion des Tastverhältnisses ist. Die Stufe 5 kann als stückweise linearer Integrator betrachtet werden. Der Rampenstrom IR wird durch eine Anzahl M von Stromquellen multipliziert, und ein Kondensator CSLOPE wird mit den kopierten Versionen des Rampenstroms gemäß einem Zeitablaufschema geladen, das eine Funktion des Tastverhältnisses D ist. M kann jede beliebige Anzahl von getrennten Stromquellen gemäß der erforderlichen Auflösung des Tastverhältnisses und der Genauigkeit der Approximation mit stückweise linearen Abschnitten sein. M kann 7, 10 oder, falls erforderlich, 30 betragen.
Der Rampenstrom IR kann durch die Stromspiegel MP01, MP11, MP21, MPM in die Einheitsstromquellen I1 bis IM eingespeist werden. Jede Stromquelle I1 bis IM kann den gleichen Strombetrag zum Gesamtstrom ITOT zum Laden des Kondensators CS beitragen. Die Stromquelle weist Kaskadentransistoren MP13, MP12, MP23, MP22 bis MPM3, MPM2 auf, die für ein Schalten ohne Störimpulse konstante Arbeitsspannungen VBIAS1 und VBIAS an ihren Gates empfangen. Die Stromquellen werden durch Schalter S1, S2 bis SM gesteuert. Es gibt auch einen Rücksetzschalter SR, der so gekoppelt ist, dass er den Kondensator CS nach einer vollständigen Periode TS entlädt. Die Schalter S1 bis SM können mit einem thermometercodierten Signal von einer digitalen Logik, die nicht gezeigt ist, gesteuert werden. Das Schalten sollte in Übereinstimmung mit der Anzahl von Stromquellen I1 bis IM und der Schaltfrequenz FS gesteuert werden. Bei dieser Ausführungsform kann die Taktfrequenz (zum Schalten der Stromquellen) i + M mal größer sein als die Schaltfrequenz FS. Während jeder Periode TM = TS/(M + i) kann eine Stromquelle geschaltet werden, indem einer der Schalter S1 bis SM eingeschaltet wird. Der Parameter i kann 0 betragen, doch er kann auch 3 oder 5 betragen. Er gibt eine Anfangsperiode an, in der keine der Stromquellen in geschaltetem Zustand verwendet wird.
Es kann eine Konstantstromquelle ICONST vorhanden sein, die dazu verwendet werden kann, den Kondensator CS bei einigen ersten Subzyklen zu Es kann eine Konstantstromquelle ICONST vorhanden sein, die dazu verwendet werden kann, den Kondensator CS bei einigen ersten Subzyklen zu laden. ICONST kann beispielsweise in den ersten drei Subzyklen, d. h. für t < i·TM verwendet werden. Anschließend kann bei jedem Zyklus TM eine Stromquelle T1 bis TM eingeschaltet sein. Der Spannungspegel am Kondensator CS kann dann das Steilheitskompensationssignal VC gemäß den obigen Gleichungen sein. Nach i Zyklen TM steigt die Spannung VC quadratisch in stückweise linearen Schritten. Die obige Formel für VC kann dann in einer allgemeineren Weise wie folgt lauten:
In der Ausführungsform von 7 kann i 3 und M 7 betragen.
8 ist eine grafische Darstellung, die die resultierende Steilheitskompensationsspannung VC und den Gesamtstrom ITOT zeigt, der CS gemäß einer möglichen Schaltsequenz der Schaltung aus 7, mit i = 3 und M = 7, lädt. Der Subzyklus TM entspricht einem Zehntel der gesamten Periode TS = 1/FS. Im oberen Teil ist der Gesamtstrom ITOT gezeigt. In den ersten drei Subzyklen TM trägt nur der Konstantstrom ICONST zu ITOT bei. Nach dem dritten Subzyklus (d. h. nach i Subzyklen) wird die erste Stromquelle I1 eingeschaltet und trägt mit einem Strom zu ITOT bei, der proportional zum Rampenstrom IR ist. Der Rampenstrom ist eine Funktion der Schaltfrequenz FS und der Eingangsspannung VI. Mit jedem weiteren Subzyklus wird eine weitere Stromquelle I2, I3 usw. eingeschaltet, die den gleichen Strombetrag zum Gesamtstrom ITOT beiträgt. Die Steilheitskompensationsspannung VC am Kondensator CS ist somit eine stückweise lineare Approximation einer quadratischen Funktion gemäß der obigen Gleichung für VC. Nach einem kompletten Zyklus TS wird die Schaltung zurückgesetzt, was bedeutet, dass CS entladen wird.
Der Kondensator CS kann vorteilhafterweise mit dem Oszillatorkondensator COSC des in 5 gezeigten Oszillators 3 gematcht sein. Die kann dafür sorgen, dass Fehler aufgrund von Kondensator-Fehlanpassungen verringert oder beseitigt werden.
9 zeigt eine vereinfachte grafische Darstellung des erfassten Induktivitätsstroms IL unter Verwendung einer Steilheitskompensation gemäß Aspekten der Erfindung. Die zuvor beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung können ein Signal VC bereitstellen, das dazu verwendet werden kann, ein Signal VX = VE – VC, wie in 4 gezeigt, zu erzeugen. Die reale Kurve von IL·RS kann um einen Fehler ΔI1 von der idealen Kurve abweichen. Die Steilheitskompensation durch VX = VE – VC, wobei VC die stückweise lineare Approximation gemäß den Aspekten und Ausführungsformen der Erfindung ist, stellt sicher, dass der Fehler verringert wird, obwohl das Tastverhältnis TON/TS größer ist als 50%.
Die Erfindung wurde im Vorangehenden zwar anhand einer besonderen Ausführungsform beschrieben, sie ist jedoch nicht auf diese Ausführungsform beschränkt, und der Fachmann wird zweifellos weitere Alternativen finden, die im Umfang der Erfindung, wie sie beansprucht ist, liegen.

Claims

Elektronische Vorrichtung mit einer Schaltung zur DC-DC-Wandlung, die so ausgeführt ist, dass sie einen Induktivitätsstrom durch eine Induktivität unter Verwendung einer Steilheitskompensation schaltet, wobei die Schaltung eine Steilheitskompensationsstufe aufweist, die so ausgeführt ist, dass sie ein Steilheitskompensationssignal in Abhängigkeit von einer Schaltfrequenz der DC-DC-Wandlung und einer Eingangsspannung des DC-DC-Wandlers erzeugt.
Elektronische Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Steilheitskompensationsstufe so ausgeführt ist, dass sie in Abhängigkeit von dem Tastverhältnis der DC-DC-Wandlung das Steilheitskompensationssignal erzeugt, um variierende Werte der Tastverhältnisse zu kompensieren.
Elektronische Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Schaltfrequenz aus einem Strom eines Oszillators abgeleitet wird.
Elektronische Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Steilheitskompensationsstufe so ausgeführt ist, dass sie in Reaktion auf einen Betrag des Oszillatorstroms einen Widerstandswert einstellt, um einen eingestellten Widerstand bereitzustellen.
Elektronische Vorrichtung nach Anspruch 4, bei der die Kompensationsstufe einen Spannungsfolger aufweist, der mit dem eingestellten Widerstand gekoppelt und so ausgeführt ist, dass er in Reaktion auf die Eingangsspannung einen Rampenstrom durch den eingestellten Widerstand steuert.
Elektronische Vorrichtung nach Anspruch 5, bei der das Steilheitskompensationssignal durch das Laden eines Kondensators mit einem Strom, der von dem Rampenstrom abhängig ist, erzeugt wird.
Verfahren zum Betreiben eines DC-DC-Wandlers, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Schalten eines Stroms durch eine Induktivität mit einer Schaltfrequenz, Kompensieren einer Steilheit des Stroms durch die Induktivität mit einem Kompensationssignal, das von einer Schaltfrequenz des DC-DC-Wandlers und von der Eingangsspannung des DC-DC-Wandlers abhängig ist.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem das Kompensationssignal auch so gewählt ist, dass es variierende Werte des Tastverhältnisses kompensiert.