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Die
vorliegende Erfindung befasst sich mit einer effizienten Implementierung
eines Analog-zu-Digital-Wandlers und insbesondere damit, wie ein
mit einem hohen Offset beaufschlagtes Signal eine Analog-zu-Digital-Wandlung
effizient und mit hoher Genauigkeit digitalisiert werden kann.
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Bei
einer Vielzahl praktischen Anwendungen ist es erforderlich, einen
kleinen Signalanteil, der mit einem hohen, näherungsweise konstanten Offset
beaufschlagt ist, zu bestimmen und zu digitaliseren. Dies bringt
eine Reihe von Problemen mit sich. Wird ein solches Signal beispielsweise
mit einem konventionellen Sigma-Delta-Wandler (ΣΔ-Wandler) digitalisiert, ergäbe sich
eine Pulsfolge mit sehr hoher Dichte. Da zusätzlich zu dem interessierenden,
auf dem Offset befindlichen Signalanteil, der Offset selbst mit gemessen
werden muss, um die erforderliche Genauigkeit jedoch durch den auf
dem Offset befindlichen Signalanteil bestimmt wird, müsste die
Genauigkeit des Wandlers sehr hoch sein. Dies rührt daher, dass das keine Information
enthaltene Offset-Signal mit der selben Genauigkeit digitalisiert
werden müsste,
wie der auf dem Offset befindliche interessierende Signalanteil.
Dies würde
entweder eine Multi-Bit Analog-zu-Digital Wandlung (AD) oder ein
sehr hohes Oversampling erfordern. Den beiden Alternativen sind
jedoch technologische Grenzen gesetzt. Zum einen sind Multibit-Wandler, wie beispielsweise Flash-ADC's, die mit einem
einzelnen Wandelschritt das Signal digitalisieren können, äußerst aufwendig, da
diese für
jede Auflösungsstufe
einen Komparator benötigen,
die zudem nur geringe Fehler zwischen den Stufen aufweisen dürfen. Dies
führt dazu,
dass zum Einen der Energieverbrauch bei wachsender Auflösung stark
anwächst
und dass zum Anderen viel Chipfläche
benötigt
wird, um einen solchen Wandler zu implementieren.
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Dies
führt bei
integrierten Designs, insbesondere bei Anwendungen, bei denen die
Digitalisierung auf dem Chip eines Sensors stattfindet, zu Problemen.
Der Erhöhung
der Sample-Frequenz,
die prinzipiell das Verwenden eines Wandlers mit geringerer Auflösung ermöglichen
würde,
sind ebenfalls technologische Grenzen gesetzt. Insbesondere steigt
bei der Erhöhung
der Taktfrequenz der Stromverbrauch mit der Anzahl der Umschaltvorgänge an,
so dass auch die Wärmeentwicklung
in dem selben Maße
zunimmt. Dies kann durch die zusätzlich
eingebrachte Wärme
der ADC-Wandlung in Applikationen, in denen der Wandler in unmittelbarer
geometrischer Nähe
zu einem Sensorelement angebracht ist, durch Erwärmung des Wandlers dazu führen, dass
es zu einer nicht mehr tolerierbaren Verfälschung des Messergebnisses
aufgrund des zusätzlichen
Wärmeeintrags
kommt.
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Als
Beispiel für
die Auslese eines Sensors soll im Folgenden die Auslese eines Bolometers
dienen. Ein Bolometer dient der Messung von Wärme, indem elektromagnetische
Strahlung im Bolometer absorbiert wird, wodurch sich die Temperatur
des Bolometers erhöht.
Durch Verwendung eines temperaturabhängigen Bauelements wird die Änderung
der Temperatur in ein elektrisches Signal umgesetzt. Dabei werden
beispielsweise in einem Vakuum thermisch von der Umgebung gut isolierte
Widerstandselemente verwendet, deren elektrischer Widerstand sich
mit der Erwärmung ändert. Allerdings
sind die Temperaturänderungen
durch die einfallende Wärmestrahlung äußerst gering.
Für die
Messung müssen
Temperaturdifferenzen von weniger als 1 mK aufgelöst werden.
Im Falle der Widerstands-Messung kann beispielsweise eine konstante
Spannung an dem Widerstandselement angelegt werden, so dass die
thermisch induzierte Widerstandsänderung
einen sich minimal ändernden
Stromfluss bewirkt, der zu messen ist. Allerdings wird durch den
intrinsischen Widerstand des Widerstandsbauelements bei Anlegen
einer Spannung bereits ein Offset-Strom fließen, der im Vergleich zu den
thermisch induzierten Stromänderungen
groß ist.
Das elektrische Signal wird also durch einen sehr hohen Offset überlagert.
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Oftmals
wird der Strom durch ein Bolometer in der oben beschriebenen Konfiguration
mit einem Sigma-Delta-Wandler gemessen. Der Offset wird dabei auf
unterschiedliche Weisen abgezogen. Häufig werden z. B. sogenannten
blinde Bolometer verwendet, d. h. Bolometer, die von der einfallenden
elektromagnetischen Strahlung abgeschirmt werden und thermisch mit
dem Substrat gut verbunden sind, durch das der den Offset bildende
Strom fließt.
Der Strom des blinden Bolometers kann vor der Analog-zu-Digital-Wandlung
(AD) vom Strom des sensitiven Bolometers abgezogen werden. Typischerweise weichen
herstellungsbedingt die Bolometerwiderstände der einzelnen Bolometer
eines Bolometer-Sensor-Arrays jedoch stark voneinander ab, so dass
vor einer Messung die durch das Bolometer fließenden Ströme abgeglichen werden müssen. Dazu werden
bei den gängigen
Implementierungen die Spannungen über dem aktiven und dem blinden
Bolometer über
DA-Wandler eingestellt. Einige Ausleseschaltungen verwenden dazu
Transistoren, die sich in den Pixeln des Bolomoter-Arrays befinden,
und deren Gate-Spannungen mit einem DA-Wandler eingestellt werden
können.
Bei einer solchen Lösung
befindet sich der zum Abgleich verwendete Transistor jedoch nicht
innerhalb einer Regelschleife, so dass es leicht zu Abweichungen
kommen kann. Beispielsweise ist die Schwellenspannung eines Transistors
temperaturabhängig.
Dadurch kann es zu einem Driften der Schaltung kommen. Bei dem oben
beschriebenen Verfahren wird ein AD-Wandler zur Erzeugung des eigentlichen
Messsignals benutzt. Dies ist unter Anderem deswegen problematisch,
da die Spannung, die dem LSB entspricht, bei Verwendung zweier unterschiedlicher
Wandler nicht identisch ist, so dass die Bestimmung der Messgröße mit unterschiedlicher
Präzision
erfolgt wie die Offsetkompensation.
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Für Bolometer-Arrays,
bzw. im Allgemeinen für
Sensor-Arrays, gilt,
dass die Pixel des Sensor-Arrays typischer weise sequentiell ausgelesen
werden. Wird beispielsweise ein Analog-zu-Digital-Wandler pro Sensorspalte
oder Sensorzeile verwendet, muss der ADC-Wandler sehr einfach aufgebaut
sein. Insbesondere mehrstufige bzw. Multibit-ADC's sind zu vermeiden, da sie zum einen
viel Chipfläche
benötigen,
zum anderen einen erheblichen Wärmeeintrag in
dem Sensor zur Folge haben. Wird das Prinzip der Sigma-Delta-Wandlung verwendet,
sollte also der innerhalb des Sigma-Delta-Kreises verwendete ADC sehr einfach
aufgebaut sein, idealerweise also lediglich ein Auflösung von
einem Bit haben. Speziell bei der Auslese von Bolometern ergibt
sich darüber
hinaus das Problem der zusätzlichen
Erwärmung
durch die verwendete Ausleseelektronik auf dem Bolometer-Chip. Die
elektrisch eingebrachte Leistung führt unweigerlich dazu, dass
sich aufgrund der Ausleseschaltung der Chip selbst erwärmt. Die
generell unerwünschte
Eigenschaft wird durch die Tatsache, dass die Verstärker bzw.
ADC's auf einer
Seite des Chips angeordnet sind, noch verschlimmert, da der einseitige
Wärmeeintrag
zu Wärmegradienten
auf dem Chip führt.
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Obwohl
man bei einer Verdoppelung des Oversampling-Verhältnisses
eines Sigma-Delta-Wandlers mit einem Modulator zweiter Ordnung 2,5
Bit Auflösung
gewinnen könnte,
ist, beispielsweise bei der Bolometer-Auslese, die Erhöhung des Oversampling-Verhältnisses
besonders kritisch, da sich dadurch die von der Ausleseschaltung
erzeugte Verlustwärme
stark erhöht.
Diese müsste
gegebenenfalls durch eine Vereinfachung der restlichen an der Schaltung
beteiligten Bauelemente kompensiert werden, um insgesamt die durch
die Ausleseschaltung eingebrachte Verlustleistung auf einem akzeptablem
Maß zu
halten.
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Es
ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung und
ein Verfahren zur Analog-zu-Digital-Wandlung zu schaffen, die es
ermöglichen,
Signale effizient zu digitalisieren.
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Bei
einigen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung wird ein Analog-zu-Digital-Wandler verwendet,
bei dem der von einem analogen Messwert abzuziehende Offset innerhalb
einer Regelschleife berücksichtigt
wird, mittels derer ein nach dem Modulationsprinzip operierender
Analog-zu-Digital-Wandler
rückgekoppelt
ist.
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Bei
einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wird je ein nach dem Sigma-Delta(ΣΔ)-Verfahren
arbeitender ADC und DAC kombiniert, so dass ein mittels des DACs
erzeugter analoger Offset, der bei der Messung einer analogen Messgröße berücksichtigt
werden muss, in der Rückkoppelschleife
des Sigma-Delta-ADCs berücksichtigt wird.
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Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wird eine Korrekturgröße, die einen Kombinations- und einen Rückkoppelanteil enthält, durch
Kombination der Signale einer Mehrzahl von Signalerzeugern gebildet,
von denen je nach Höhe
der erforderlichen Korrekturgröße eine ausgewählte Anzahl
kombiniert werden, um die Korrekturgröße zu erzeugen. Bei einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung, bei dem als Korrekturgröße ein Strom
zu erzeugen ist, sind die Signalerzeuger Kondensatoren näherungsweise
identischer Kapazität
bzw. Stromquellen oder Senken identischer Stromstärke. Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung kann eine Widerstandsmatrix verwendet
werden, deren einzelne Widerstände
beliebig kombiniert, bzw. in Reihe geschaltet werden können. Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wird eine Vielzahl von Spannungsquellen
verwendet, welche in beliebiger Kombination in Reihe geschalten
werden können,
um eine Korrekturgrößevariierender
Höhe zu
erzeugen.
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Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wird die Mehrzahl von Signalerzeugern
derart angesteuert, dass bei jeweils gleicher gewünschter
Anzahl zu kombinierender Signalerzeuger bei verschiedenen Auslesezyklen
unterschiedliche Kombinationen der Signalerzeuger ver wendet werden,
um produktionsbedingte Unterschiede der Betriebsparameter der einzelnen
Signalerzeuger zu maskieren. Zu diesem Zweck wird bei einigen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung eine Analog-zu-Digital-Wandlung mit deutlich
höherer
Frequenz als die typische Änderungsfrequenz des
analogen Messsignals durchgeführt
(Oversampling), so dass bereits innerhalb eines einzigen Messzyklus
mit einer Vielzahl von AD-Wandlungen die statistischen Schwankungen
aufgrund unterschiedlicher Betriebsparameter der einzelnen Signalerzeuger
herausgemittelt bzw. kompensiert werden.
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Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wird das von der Analog-zu-Digital-Wandlung
rückgeführte Rückkoppelsignal
mit einem den mittleren zu erwartenden Offset beschreibenden Kalibrationssignal
im Rückkoppelkreis
des ADCs addiert, um daraus das Kombinationssignal zu bestimmen.
Daher wird sowohl die Rückkopplung
als auch die Offset-Kompensation mit identischer Quantisierung vorgenommen.
Das heißt, die
Werte einzelner Bits der Rückkopplung
und der Offset-Kompensation entsprechen exakt identischen Signalanteilen
der analogen Messgrößen, wodurch ein
Mismatch verhindert wird.
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Gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung wird ein Analog-zu-Digital-Wandler zur Auslese
eines Bolometers verwendet, bei dem ein Offset-Wert in den Rückkoppelzweig des
ADCs eingespeist wird. Dies ermöglicht
es über die
reine Analog-zu-Digital-Wandlung hinaus, festzustellen, wie viel
Energie dem Bolometer während
der Auslese zugeführt
wurde. Dies ist insbesondere für die
Auslese eines Bolometers relevant, da sich aufgrund der zugeführten elektrischen
Energie das Bolometer selbst während
der Auslese erwärmt,
was zur Verfälschung
von Messergebnissen führen
kann. Durch Verwendung des rückgekoppelten
ADCs kann die zugeführte
Energie durch Abzählen
von verwendeten gequantelten Signalanteilen der einzelnen Signalerzeuger
bestimmt werden, so dass diese bei der Auswertung des Bolome tersignals
rechnerisch berücksichtigt
werden können.
Zusätzlich
wird es dadurch möglich,
einem zu Vergleichszwecken verwendeten blinden Bolometer exakt dieselbe
Energiemenge zuzuführen,
wenn das dem Vergleichsbolometer zugeordnete ADC so lange weiterbetrieben
wird, bis die dem Vergleichsbolometer zugeführte Energie der dem zu messenden
Bolometer zugeführten
Energie entspricht. Dies kann auch auf alle Bolometer eines Arrays
erweitert werden, sodaß jedem
Bolometer die gleiche Energie zugeführt wird. Dies ist durch Verwendung
der gequantelten Signalteile einige Ausführungsbeispiele der Erfindung
leicht möglich.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend, Bezug nehmend auf
die beigefügten
Figuren, näher
erläutert.
Es zeigen:
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1a ein
Blockschaltbild eines Digital-Analog-Wandlers;
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1b ein
Blockschaltbild eines Analog-Digital-Wandlers;
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1c ein
Ausführungsbeispiel
eines Analog-zu-Digital-Wandlers;
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2 ein
weiteres Ausführungsbeispiel
eines Analog-zu-Digital-Wandlers;
und
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3 ein
Ausführungsbeispiel
eines Verfahrens zur Analog-zu-Digital-Wandlung.
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Zur
Veranschaulichung des Konzepts zur Digital-Analog-Wandlung wird im
Folgenden anhand der 1a und 1b kurz
das Prinzip der ΣΔ-Analog-zu-Digital
und Digital-zu-Analog-Wandlung
dargestellt. Anhand von 1c wird
beschrieben, wie sich die ADC und DAC-Wandler der 1a und 1b kombinieren
lassen, um zu einem Ausführungsbeispiel
eines Analog-zu-Digital-Wandlers zu gelangen.
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1a zeigt
einen Digital-zu-Analog-Wandler (DAC), der ein N-Bit-Signal in ein
analoges Ausgangssignal wandelt.
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Ein
N-Bit-Signal 2 wird am Eingang des DAC 1 zur Verfügung gestellt,
und mit einem, in einer Rückkoppelschleife 4 des
DAC 1 erzeugten, zweiten N-Bit-Signal 6 addiert.
Das addierte Signal wird von einem Quantisierer 8 quantisiert,
um ein M-Bit-Signal 10 niedrigerer Auflösung zu erhalten, also ein
Signal, welches das N-Bit-Signal 2 mit verringerter Genauigkeit
wiedergibt. Dies ist aus Effizienzgründen oftmals erforderlich,
um einen Digital-zu-Analog-Konverter 12 (DAC), der die
eigentliche Wandlung des Signals bzw. das Erzeugen des analogen
Signals vornimmt, verwenden zu können.
Dies ist wünschenswert,
da Multi-Bit-DACs äußerst viele
Bauelemente besitzen, somit also viel Energie- und Chipfläche verbrauchen. Dabei
muss auch gewährleistet
werden, dass die Bauteile nur geringfügig abweichen oder entsprechende
Kompensationseinrichtungen vorhanden sind.
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Der
M-Bit DAC 12 erzeugt ein analoges Ausgangssignal 14,
das üblicherweise
eine der Auflösung
des DACs 12 entsprechende Anzahl von diskreten Signalhöhen (beispielsweise
Spannungen oder Ströme)
aufweisen kann. Um diese treppenförmigen Analog-Signale, die
sich mit dem Taktsignal des DAC 12 unstetig ändern können, in
stetige Signale zu verwandeln, bzw. einen glatten Signalverlauf
sicherzustellen, wird das analoge Ausgangssignal 14 von
einem analogen Filter 16, beispielsweise einem Integrator,
gefiltert. Das so erzeugte Analog-Signal 18 kann nun in
der analogen Domain weiterverwendet werden.
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Um
durch die Quantisierung des Quantisierers 8 keine Verschlechterung
der Signalqualität
in Kauf nehmen zu müssen,
wird in bekannter Art und Weise der Quantisierungsfehler 20 (N-M
Bit-Signal) mittels eines Noise-Shaping-Digitalfilters 22 auf
das digitale Eingangssignal 2 zurückgekoppelt.
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Eine
DAC-Schaltung gemäß dem Sigma-Delta-Modulationsprinzip,
wie sie in 1a gezeigt ist, kann beispielsweise
dazu verwendet werden, einen Offset, also einen gleichbleibenden,
nicht interessierenden Signalanteil eines analogen Messsignals zu
kompensieren bzw. vor einer darauf folgenden Digital-zu-Analog-Wandlung
abzuziehen. Dazu wird der Digital-zu-Analog-Wandler mit dem N-Bit-Signal 2 angesteuert,
welches den erwarteten Offset in digitaler Form wiederspiegelt.
Das Analog-Signal 18 kann dann vom Messsignal abgezogen werden.
Durch Variation des N-Bit-Signals 2 kann
ein sich ändernder
Offset berücksichtigt
werden.
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1b zeigt
einen Analog-zu-Digital-Wandler 25, der nach dem Sigma-Delta-Modulationsprinzip
arbeitet und dazu verwendet werden kann, eine analoge Messgröße 30 zu
digitalisieren, beispielsweise nachdem ein Offset mittels des in 1a gezeigten
Digital-zu-Analog-Wandlers abgezogen wurde.
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Ein
analoges Messsignal 30 wird mit einem analogen Rückoppelsignal 32 addiert,
um ein so erzeugtes kombiniertes Signal 34 einem analogen
Filter 36 zuzuführen.
Bei der Sigma-Delta-Modulation ist
der analoge Filter 36 typischerweise ein Integrator, der
ein- oder mehrstufig ausgebildet sein kann. Das gefilterte kombinierte
Signal 38 wird dem eigentlichen Analog-zu-Digital-Wandler 40 zugeführt, der
ein digitales Ausgangssignal 42 erzeugt. Der damit unweigerlich
einhergehende Quantisierungsfehler wird über ein Rückkoppelsignal 44 und
einen vom Rückkoppelsignal 44 gesteuerten
Digital-zu-Analog-Wandler 46 auf den Eingang des Analog-zu-Digital-Wandlers 25 zurückgekoppelt.
Abhängig
vom im jeweiligen Taktschritt des ADCs hervorgerufenen Digitalisierungsfehler,
wird vom DAC 46 ein jeweils unterschiedliches Analog-Signal
erzeugt, welches zu dem analogen Eingangssignal 30 addiert
wird. Im einfachsten Fall wird entschieden, ob der Digitalisierungsfehler
positiv oder negativ ist, so dass im erstgenannten Fall ein negatives
Signal vorbestimm ter Amplitude vom DAC 46 erzeugt wird,
wohingegen im letztgenannten Fall ein positives Signal vom DAC 46 erzeugt
und auf den Eingang des ADCs von 1b rückgekoppelt
wird.
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Der
ADC 40 sowie die Rückkoppelschleife wird üblicherweise
mit einer Frequenz betrieben, die die Signalfrequenz, also der Frequenz,
mit der sich das analoge Eingangssignal 30 ändert, weit übertrifft (Oversampling).
Aufgrund der Rückkopplung
entspricht die digitale Repräsentation 42 des
Eingangssignals bzw. das Digital Signal im Mittel dem analogen Eingangssignal 30,
auch wenn sich pro Zyklus die beschriebenen Quantisierungsfehler
ergeben können.
Diese Tatsache wird ausgenutzt, indem das mittels eines vergleichsweise
niedrig auflösenden ADCs 40 erzeugte
Digital-Signal 42 von einem Dezimationsfilter 50 auf
ein digitales Ausgangssignal 52 reduziert wird, das mit
verminderter Frequenz, jedoch mit höherer Auflösung als das Digital-Signal 42 am
Ausgang des ADCs von 1b zur Verfügung steht.
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1c zeigt,
wie ein Konzept für
eine Auswerteschaltung entwickelt werden kann, die einen ΣΔ-DAC und
einen ΣΔ-ADC kombiniert.
Die entstehende Schaltung ist zum Einen sehr platzsparend, zum Anderen
kann ein eventueller Mismatch zwischen den Komponenten kompensiert
werden, da die wesentlichen analogen Bauelemente gemeinsam genutzt
werden.
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Wird
bei der Digitalisierung von mit hohen Offsetsignalen beaufschlagten
analogen Messsignalen in üblicher
Art und Weise der Offset mit einem DAC kompensiert, bevor das verbleibende
Restsignal mit einem ADC digitalisiert wird, kommt es zwangsweise
zu einem Mismatch. Dieser rührt
daher, dass von dem DAC der Offset mit einer Auflösung korrigiert
wird, die sich von der Auflösung
des ADC's, der die
eigentliche Digitalisierung und Modulation des zu messenden Signals
vornimmt, unterscheidet. Dieses Mismatch kann, wie in 1c gezeigt,
gemäß einigen
Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung vermieden werden.
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Dabei
zeigt 1c zum einen den ADC 25 aus 1b mittels
dessen aus dem analogen Messsignal 30 das digitale Ausgangssignal 52 erzeugt wird.
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Die
den in den 1a und 1b entsprechenden
Komponenten sind in 1c mit den selben Bezugszeichen
versehen. Daher sind auch die die einzelnen Komponenten betreffenden
Erläuterungen aus
diesen Figuren und die bezüglich 1c getroffenen
Aussagen wechselseitig aufeinander anwendbar.
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Wie 1c zu
entnehmen ist, werden der Analog-Filter 36 und der Digital-Analog-Konverter 46 nunmehr
sowohl von der Offset-Kompensation als auch von der Analog-zu-Digital-Wandlung der ΣΔ-Wandler
verwendet. Daher ergibt sich zum einen der Vorteil, dass diese Komponenten
nicht mehrfach implementiert werden müssen, so dass sowohl Platz auf
dem Chip, als auch Energie im Betrieb gespart werden kann. Erreicht
wird dies dadurch, dass das digitale Rückkoppelsignal 44 und
das quantisierte M-Bit Signal 10 des DACs in der digitalen
Domain innerhalb der Rückkoppelschleife
des ADCs 25 addiert werden, so dass DAC 46 eine
Korrekturgröße erzeugt,
die sowohl den Kalibrationsanteil als auch den Modulationsanteil
des Analog-zu-Digital-Wandlers 25 enthält.
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Bei
dem Ausführungsbeispiel
eines Analog-zu-Digital-Wandlers 150 kann
gegenüber
bisherigen Ausleseschaltungen, die aus einem Integrator, einem oder
mehreren DA-Wandlern zur Kalibration und einem ADC bestehen, die
Anzahl der benötigten Komponenten
deutlich reduziert werden. Bei Verwendung von ΣΔ-Wandlern kann eine äußerst hohe Genauigkeit
der Wandlung erreicht werden. Darüber hinaus vermeidet die in 1c gezeigte
Schaltung bzw. das dort skizzierte Prinzip einen Mismatch der notwendigen
Komponenten, wenn eine analoge Messgröße, die mit einem hohen Offsetanteil
beaufschlagt ist, gemessen und digitalisiert werden soll.
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Dies
wird erreicht, indem ein Analog-zu-Digital-Wandler 150 verwendet
wird, der eine Kompensations-Einrichtung 152 auf weist,
um eine analoge Messgröße 30 mit
einer von einem Kombinationssignal 154 abhängigen Korrekturgröße zu beaufschlagen,
sodass eine veränderte
Messgröße 156 gebildet wird.
Der Analog-zu-Digital-Wandler 150 weist ferner einen analogen
Filter 158 auf, der die veränderte Messgröße 156 filtert.
Ein Digitalisierer 40 (ADC) erzeugt, abhängig von
der gefilterten Messgröße 160 einen
Digitalwert 162. Der Analog-zu-Digital-Wandler 150 weist
ferner eine Rückkoppeleinrichtung 164 auf, um
das Kombinationssignal 154 durch Kombination eines digitalen
Kalibrationswerts 10 und des Digitalwerts 162 zu
bilden.
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Durch
die Kombination des Kalibrationswerts und des Digitalwerts in der
Rückkoppeleinrichtung können die
Vorteile der geringeren Komplexität und der höheren Genauigkeit bzw. des
besseren dynamischen Matchings erzielt werden.
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Durch
die Benutzung der Rückkoppeleinrichtung 164 und
eines gemeinsamen DACs 46 ist der Wert des LSB (Least-Significant-Bit)
für den
DAC und den ADC identisch. Dadurch entfallen systembedingte Abweichungen
zwischen dem DAC und dem ADC. Dies erleichtert eine spätere Verrechnung
der Daten erheblich. Bei einem hohen Offset ist es vorteilhaft, den
DAC als Multibitwandler auszulegen, um eine moderate Oversampling-Frequenz
zu ermöglichen. Eine
höhere
Anzahl Bits hat beim DAC nicht so gravierende Auswirkungen wie bei
einem ADC, bei dem beispielsweise beim Flash-Wandler je möglicher Wandelstufe
ein Komparator und ein dazugehöriges Referenzsignal
bereitgestellt werden müssen.
Im Hinblick auf die aufzuwendende Energie und Chipfläche ist
es daher erstrebenswert, einen ADC mit möglichst geringer Auflösung verwenden
zu können.
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In
dem im Folgenden diskutierten Ausführungsbeispiel von 2,
das sich besonders zur Auslese von Bolometern eignet, ist der Wandelbereich
des ADCs 16-mal größer als
der des DAC. Wegen des typischerweise besonders hohen Offsets von
Bolometern kann das Verhältnis
noch weiter vergrößert werden. 2 zeigt
ein Ausführungsbeispiel zur
Auslese des von einem Bolometer erzeugten Stroms als analoge Messgröße 30.
Der analoge Filter 158 ist in diesem Ausführungsbeispiel
durch einen Integrator zweiter Ordnung realisiert, der die von der Kompensations-Einrichtung 152 mit
einer Korrekturgröße beaufschlagte,
veränderte
Messgröße 156 integriert
bzw. filtert, um eine gefilterte Messgröße 160 an den Eingang
eines 1-Bit Analog-zu-Digital-Wandlers 40 anzulegen. Der
1-Bit-Wandler 40 (Komparator) erzeugt einen Datenstrom
von Bits, die jeweils 0 oder 1 sind, abhängig davon, ob die gefilterte
Messgröße 160 am
Eingang des Analog-zu-Digital-Wandlers 40 größer oder
kleiner als ein Referenzwert ist. Der Dezimationsfilter 50 ist
in dem in 2 gezeigten Ausführungsbeispiel
ein Dezimationsfilter dritter Ordnung, der dazu dient, aus dem oversampelten 1-Bit-Signal
des Analog-zu-Digital-Wandlers 40 durch Dezimation ein
digitalisiertes Ausgangssignal 52 zu erzeugen.
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Der
Digitalwert bzw. das digitale Ausgangssignal 42 des Analog-zu-Digital-Wandlers 40 wird
innerhalb der Rückkoppeleinrichtung 164 von
einem Addierer 170 mit einem digitalen Kalibrationswert 172 addiert.
In dem in 2 gezeigten Fall hat das digitale
Ausgangssignal 42 eine Auflösung von einem Bit und der
digitale Kalibrationswert 172 hat eine Auflösung von
4 Bit. Vom Addierer 170 wird also ein 5-Bit Datenwort 174 erzeugt,
welches in einen Thermometercode 176 transformiert wird.
In dem in 2 gezeigten einfachen Ausführungsbeispiel
repräsentiert
der Thermometercode die 16 möglichen
Werte des 5-Bit-Datenworts 174 durch 16 aneinander gereihte
Bits, die jeweils 0 oder 1 sein können, wobei die Anzahl der
1-Bits der Zahl des 5-Bit-Datenwortes entspricht. Der Thermometercode 176 kann
direkt als Kombinationssignal verwendet werden, um mittels der Kompensations-Einrichtung 152 die
vom Kombinationssignal abhängige
Korrekturgröße zu erzeugen,
wie im Folgenden kurz beschrieben wird.
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Im
in 2 gezeigten Fall umfasst die Kompensationseinrichtung 152 einen
Summationsknoten (Addierer) 180, an dem alle Ströme aufsummiert
werden, und einen Korrektur-Erzeuger 182.
Der Korrektur-Erzeuger wiederum besteht aus einem Kondensatorarray
mit 16 Kondensatoren nominal identischer Kapazität. Der Thermometercode 176 bezeichnet nun
diejenigen Kondensatoren, deren Ladung akkumuliert werden soll,
um die Korrekturgröße zu erzeugen,
die an dem Summationsknoten 180 zu der analogen Messgröße 30 addiert
wird. Dabei ist jede Stelle des 16-Bit-Datenwortes einem spezifischen
Kondensator eindeutig zugeordnet. Ist das Bit der betreffenden Stelle
1, wird der Kondensators verwendet, ist es 0, wird der Kondensators
nicht verwendet. Die zum analogen Messsignal 30 addierte
Korrekturgröße beinhaltet
also sowohl einen Anteil, der aus einer Kalibration herrührt, der
also die erwartete, gespeicherte Größe des Offsets beschreibt,
als auch einen Anteil, der aus dem der ΣΔ-Wandlung zugrunde liegenden Modulationsprinzip
herrührt.
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In
dem in 2 gezeigten Fall weist die Kompensationseinrichtung 182 zusätzlich eine
optionale Zufallseinrichtung 190 auf, die bei identischem Thermometercode 176 dafür sorgt,
dass jeweils unterschiedliche Kombinationen von Kondensatoren des
Kondensatorarrays 182 verwendet werden. Zu diesem Zweck
wird, basierend auf einer von einem Rauschgenerator 192 erzeugten
Zufallszahl 194 eine zufällige Permutation der 16 Bit
des Thermometercodes 176 in einem Permutator 196 vorgenommen, so
dass durch Schwankungen der Parameter bei der Produktion einer integrierten
Schaltung hervorgerufene Kapazitätsunterschiede
der nominal identischen Kondensatoren des Kondensatorarrays 182 das Messergebnis
nicht verfälschen
können.
Dies wird dadurch erreicht, dass immer unterschiedliche Kombinationen
von Kondensatoren geschaltet werden, so dass sich die unvermeidlichen
Kapazitätsunterschiede
durch das Oversampling und die damit verbundene Noise-Shaping-Eigenschaft
des ΣΔ-Modulators herausfiltern.
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Die
Rückkoppeleinrichtung 164 des
in 2 gezeigten Ausführungsbeispiels eines Analog-zu-Digital-Wandlers
weist ferner eine optionale Bereitstellungseinrichtung 200 für den Kalibrationswert 172 auf,
die einen Speicher zum Speichern eines vorbestimmten Kalibrationswertes 202 und
einen Noise-Shaper-Filter 204 zum Reduzieren der Auflösung des
gespeicherten vorbestimmten Kalibrationswertes 202 umfasst.
Im in 2 gezeigten Fall ist der aus der Kalibration des
auszulesenden Detektors 206 (Bolometer bzw. Bolometerarray)
vorbestimmten Kalibrationswerte 202 mit einer Auflösung von
18 Bit bestimmt. Der Noise-Shaper-Filter 204 dient dazu,
die Auflösung
auf die vier Bit des Kalibrationswertes 172 zu verringern,
die vom Digital-zu-Analog-Konverter noch verarbeitet werden können. In
Verbindung mit dem Oversampling stellt der Noise-Shaper-Filter 204 sicher,
dass der Kalibrationswert 172 im Mittel dem vorbestimmten
Kalibrationswert 202 der höheren Auflösung entspricht.
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Zusammengefasst
kann das in 2 gezeigte Ausführungsbeispiel
eines Analog-zu-Digital-Konverters also wie folgt charakterisiert
werden. Die digitalen Daten des Noise-Shapers und des ΣΔ-ADC werden addiert. Sie werden
umgesetzt in einen Thermometercode, der die Anzahl der einzuschaltenden
Kondensatoren festlegt und über
eine Pseudozufallsfunktion wird entschieden, welche Kondensatoren
aus der Kondensatormatrix geschaltet werden. Bei gleichem Eingangswert
werden immer wieder unterschiedliche Kombinationen von Kondensatoren
geschaltet. Dadurch können
Abweichungen herausgefiltert werden. Die Abweichungen der Kapazitäten wirken
sich als höherfrequente
Störungen
oberhalb des Signalbandes aus und werden durch das Dezimationsfilter 50 unterdrückt. Wie
in 2 gezeigt, werden in dem dort beschriebenen Ausführungsbeispiel
die Integratoren des analogen Filters 158 sowohl vom DAC
als auch vom ADC genutzt. Die beiden Integratoren benötigen dabei
jeweils einen Operationsverstärker.
Generell ist es Teil des Konzeptes, dass sowohl ADC als auch DAC
die analogen Schaltungskomponenten gemeinsam benutzen, was durch
die eingezeichnete Trennungslinie 210 zwischen der analogen
und der digitalen Domain noch einmal verdeutlicht wird.
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Zusätzlich kann
im in 2 gezeigten Fall durch den Multibit DAC der Dynamikumfang
des ADC erheblich eingeschränkt
werden, so dass dieser letztlich als ein einfacher Komparator implementiert werden
kann.
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Das
in 2 gezeigte Ausführungsbeispiel hat den Vorteil
einer deutlich verringerten Anzahl von Schaltungselementen. Bereits
eine konventionelle Ausleseschaltung mit einem Integrator und einer CDS-Stufe
besitzt eine ähnliche
Komplexität
wie die in 2 gezeigte Schaltung. Zu dieser
kommen jedoch noch ein ADC und ein DAC hinzu, welche in der vorgestellten
Schaltung bereits integriert sind. Das in 2 gezeigte
Ausführungsbeispiel
ermöglicht
also eine besonders effiziente Umsetzung der Analog-zu-Digital-Wandlung von mit
hohem Offset beaufschlagten analogen Messignalen. Darüber hinaus wird
ein perfektes Matching des Offsetabgleichs und der Analog-Digital-Wandlung
erreicht, indem sämtliche
Analogkomponenten gemeinsam verwendet werden, was zu einer besseren
Genauigkeit des Ergebnisses führt.
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Eine
Vereinfachung könnte
sich gegenüber herkömmlichen
Ausleseschaltungen darüber
hinaus dadurch ergeben, dass bei normalen ΣΔ-ADCs der ADC in der Lage sein
muss, sowohl positive als auch negative Referenzsignale auszugeben,
bzw. je nach digitalem Eingangssignal eine Ladung Q zu addieren oder
zu subtrahieren. Da im in 2 gezeigten
Fall immer nur ein Stromfluss in eine Richtung stattfindet, reicht
es aus, den DAC so aufzubauen, dass eine Ladung addieren oder subtrahieren
kann, je nach Richtung des Stromflusses des verwendeten Sensors. Durch
diese Vereinfachung kann die Anzahl der Bauelemente zusätzlich reduziert
werden, einhergehend mit einer Flächenreduktion des für den ΣΔ-ADC benötigten Halbleiterbereichs.
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3 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
eines Verfahrens zur Analog-zu-Digital-Wandlung, das folgende Schritte
aufweist. In einem Korrektur-Schritt 300 wird eine analoge
Messgröße mit einer
von einem Kombinationssignal 302 abhängigen Korrekturgröße beaufschlagt,
um eine veränderte
Messgröße zu bilden.
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Die
veränderte
Messgröße wird
in einem Filterschritt 304 von einem analogen Filter gefiltert,
um eine gefilterte Messgröße zu erhalten.
Die gefilterte Messgröße wird
in einem Digitalisierschritt 306 digitalisiert, um einen
Digitalwert zu erhalten.
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In
einem Rückkoppelschritt 308 wird
ein digitaler Kalibrationswert mit dem Digitalwert kombiniert, um
das Kombinationssignal 302 zu bilden, welches der Kompensations-Einrichtung 300 zugeführt wird.
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Im
Falle des Auswertens von Messignalen von Bolometern mit einem der
erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiele,
kann die in 2 gezeigte Quantisierung der
möglichen
Korrekturgrößen besonders
vorteilhaft genutzt werden, um die inhärente Eigenerwärmung der
Bolomoterelemente durch die Auslese zu kompensieren. Durch die stark
unterschiedlichen Widerstände
der einzelnen Bolometerelemente kommt es auch zu einer unterschiedlichen Eigenerwärmung bei
der Auslese. Diese Eigenerwärmung
war bei gängigen
Ausleseverfahren nicht korrigierbar, bzw. diese war nicht bestimmbar.
Eine unterschiedlich hohe Eigenerwärmung kann als zusätzlicher
Offset betrachtet werden, der zu korrigieren ist. Aus diesem Grund
muss immer wieder ein Offsetabgleich während des Betriebs bzw. des
kontinuierlichen Betriebs eines Bolometers bzw. eines Bolometerarrays
erfolgen.
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Die
Eigenerwärmung
eines Bolometers ist jedoch durch die erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiele
bzw. die Ausleseschaltung aus
2 sehr einfach
zu erfassen, insbesondere durch die Anzahl der Schaltvorgänge im Kondensatorarray
in Verbindung mit der Eigenschaft der gequantelten Korrekturgrößen. Da
der Strom am Eingang des analogen Filters
158 durch die
Rückkopplung
geregelt wird, entspricht der durch ein Bolometerelement fließende Strom
im Mittel dem vom Kondensatorarray
182 abgegebenen Strom.
Daraus kann die Ladung und damit die dem Bolometer während der
Auslesezyklen zugeführte
Energie einfach berechnet werden, wie folgende Formel zeigt:
- W:
- Zum Bolometer zugeführte Energie
- U:
- Spannung über dem
Bolometer
- N:
- Anzahl der Zyklen
- in:
- Anzahl der geschalteten
Kondensatoren und deren Polarität
im Zyklus n
- q:
- Ladung auf dem Kondensator
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Somit
kann, nach Kenntnis der im Bolometer während der Auslese umgesetzten
Leistung aufgrund eines theoretischen Modells eine Erwärmung errechnet
werden, die zur Korrektur des Ausleseergebnisses verwendet werden
kann.
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Wird
die eingangs beschriebene Vorgehensweise gewählt, ein blindes Bolometer
zum Offset-Abgleich zu verwenden, kann die Eigenerwärmung auf alternative
Art und Weise kompensiert werden, da nach einer festgelegten Anzahl
von Ladungstransfers durch die Kondensatoren die Messung beendet, und
daher bekannt ist, welche Energiemenge dem messenden Bolometer zugeführt wurde.
Je nachdem, welchem der beiden zu vergleichenden Bolometer mehr
Energie zugeführt
wurde, kann das weniger erwärmte
Bolometer mit noch weiteren Messzyklen betrieben werden, bis die
Eigenerwärmung
beider Bolometer gleich ist, da beiden dieselbe Energiemenge zugeführt wurde.
Damit ist zugeführte
Energie während
der Auslese für
alle Bolometer identisch und die blinden Bolometer können mit
höherer
Genauigkeit als bisher als Referenz ver wendet werden. Dies kann
auch auf alle Bolometer eines Arrays erweitert werden, sodaß jedem
Bolometer die gleiche Energie zugeführt wird.
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Die
im Vorhergehenden beschriebenen Ausführungsbeispiele einer Analog-zu-Digital-Wandlung ermöglichen
also zusätzlich
eine bis dato nicht mögliche,
sehr einfache Erfassung der Eigenerwärmung von Bolometern bzw. von
mittels der Analog-zu-Digital-Wandlern ausgelesenen Sensoren.
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Statt
mehrerer Kondensatoren, wie in 2 (182)
können
auch weniger Kondensatoren verwendet werden, die stattdessen mit
einer höheren
Frequenz als der Abtastrate des Sigma-Delta-Wandlers geschaltet
werden. Sie transferieren die gleiche Gesamtladung in zeitlich aufeinanderfolgenden
Schritten. Anstelle von n Kondensatoren können so weniger Kondensatoren
verwendet werden, z. B. n/x Kondensatoren, die x mal geschalten
werden. Die Anzahl der Ladungstransfers bleibt gleich im Vergleich
zu den beim Kondensatorarray durchgeführten Transfers. In einem speziellen
Ausführungsbeispiel
wird ein Kondensator verwendet, der n Ladungstransfers pro Takt
des Sigma-Delta-Wandlers durchführen kann.
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Es
versteht sich von selbst, dass zur Erzeugung einer Korrekturgröße nicht
nur die in 2 gezeigten Kondensatoren verwendet
werden können. Vielmehr
können
beispielsweise auch Stromquellen und -Senken sowie Spannungsquellen
verwendet werden, um eine geeignete Korrekturgröße zu erzeugen. Alternativ
kann auch ein Widerstands-Array verwendet werden, das in beliebiger
Kombination geschaltet werden kann, so dass bei fest vorgegebener Referenzspannung
ein variabler Referenzstrom erzeugt wird. Auch ist es nicht erforderlich,
dass die Korrekturgröße aus quantisierten
Werten erzeugt wird. Vielmehr ist es genauso möglich, die Korrekturgrößen kontinuierlich
zu erzeugen.
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Obwohl
im Vorhergehenden Ausführungsbeispiele
von Analog-zu-Digital-Wandlern
meist im Zusammenhang mit der Auslese von Bolometern diskutiert
wurden, ist das erfindungsgemäße Konzept der
Analog-zu-Digital-Wandlung selbstverständlich nicht auf die Auslese
von Bolometern beschränkt. Vielmehr
kann jedweder Sensor ausgelesen, bzw. es kann jedwedes analoges
Messsignal (Spannung, Strom) mittels des Konzepts zur Analog-zu-Digital-Wandlung
digitalisert werden. Besonders geeignet ist das Konzept zur Digitalisierung
von analogen Messsignalen, die einen hohen Offset aufweisen.
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Beispiele
für weitere
Sensoren, die mit dem erfindungsgemäßen Konzept ausgelesen werden können, sind
beispielsweise Drucksensoren, Lichtsensoren, Gassensoren, Feuchtigkeitssensoren
oder dergleichen.
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Abhängig von
den Gegebenheiten kann das Verfahren zur Analog-zu-Digital-Wandlung
in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementation
kann auf einem digitalen Speichermedium, insbesondere einer Diskette
oder CD mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die
so mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, dass
das erfindungsgemäße Verfahren
zur Analog-zu-Digital-Wandlung
ausgeführt
wird. Allgemein besteht die Erfindung somit auch in einem Computer-Programm-Produkt
mit einem auf einem maschinenlesbaren Träger gespeicherten Programmcode
zur Durchführung
des erfindungsgemäßen Verfahrens,
wenn das Computer-Programm-Produkt auf einem Rechner abläuft. In anderen
Worten ausgedrückt
kann die Erfindung somit als ein Computer-Programm mit einem Programmcode
zur Durchführung
des Verfahrens realisiert werden, wenn das Computer-Programm auf
einem Computer abläuft.
