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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Schaltungsanordnung,
die über
einen Strombegrenzungswiderstand, der als Schutzwiderstand dazu
dient, einen Strom auf einen Wert kleiner oder gleich einem bestimmten
Wert zu begrenzen, mit wenigstens entweder einer Energieversorgungspotentialseite
oder einer Referenzpotentialseite einer Ansteuerenergieversorgungsquelle
verbunden ist und eine Spannungskomparatorschaltung aufweist, die
eine Signalspannung eines Eingangssignals mit einer bestimmten Referenzspannung,
die auf der Grundlage eines Energieversorgungspotentials bestimmt
wird, vergleicht, um ein Vergleichsergebnis auszugeben.
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Eine
herkömmliche
elektronische Schaltungsanordnung weist eine Spannungskomparatorschaltung
auf, die eine Signalspannung eines Eingangssignals mit einer bestimmten
Spannung, die auf der Grundlage eines Energieversorgungspotentials
bestimmt wird, vergleicht, um ein Vergleichsergebnis auszugeben.
Die Schaltungsanordnung kann beispielsweise, wie in der JP 9-88708A
offenbart, als Temperatursensorschaltung verwendet werden. Bei dieser
Temperatursensorschaltung wird eine temperaturbedingte Widerstandsänderung
eines Abgastemperatursensors als Spannungsänderung erfasst, an einen Komparator
gegeben und mit einer bestimmten Referenzspannung verglichen. Dies
führt dazu,
dass bestimmt werden kann, ob die von dem Abgastemperatursensor
erfasste Temperatur eine bestimmte festgelegte Temperatur überschreitet
oder nicht.
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Bei
dieser Temperatursensorschaltung wird eine Spannung an einem gemeinsamen
Knotenpunkt zwischen einem Abgastemperatursensor und einer Spannungsteilerwiderstandsschaltung über einen Widerstand
an einen invertierenden Eingangsanschluss des Komparators einer
Komparatorschaltung gegeben. Ferner wird eine Spannung an dem gemeinsamen
Knotenpunkt zwischen Widerständen, die
zwischen einem Energieversorgungsanschluss und einem Masseanschluss
in Reihe geschaltet sind, als Referenzspannung an einen nicht invertierenden Eingangsanschluss
des Diese Temperatursensorschaltung kann Teil eines elektronischen
Steuergeräts
(ECU) eines Fahrzeugs sein, wobei der elektrische Ansteuerstrom
gewöhnlich
von einer in dem Fahrzeug vorgesehenen Batterievorrichtung bereitgestellt
wird. Die ECU ist derart über
einen als Schutzwiderstand dienenden Strombegrenzungswiderstand
mit der Batterievorrichtung verbunden, dass selbst dann, wenn eine
hohe Spannung von einer Energieerzeugungsvorrichtung, wie beispielsweise
einer Lichtmaschine (Generator), in einem Zustand, bei welchem die
Batterievorrichtung von der ECU getrennt wird, direkt an die ECU
gelegt wird, kein hoher Strom in die ECU fließt. Folglich verursacht dieser Strombegrenzungswiderstand
einen Spannungsabfall.
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Eine
elektronische Schaltungsanordnung 100 kann beispielsweise,
wie in 8 gezeigt, als integrierte Schaltung (IC) aufgebaut
sein und eine Signalprozessorschaltung 102 und eine Spannungskomparatorschaltung 104 aufweisen.
Die Signalprozessorschaltung 102 unterzieht ein an einen
Eingangsanschluss IN1 gelegtes Eingangssignal Sig1 einer bestimmten
Signalverarbeitung, um ein verarbeitetes Signal an einen Ausgangsanschluss
OUT1 zu geben. Die Spannungskomparatorschaltung 104 vergleicht
ein an einen Eingangsanschluss IN2 gelegtes Eingangssignal Sig2
mit einer Schwellenwertspannung Vth, um ein Vergleichsergebnis an
einen Ausgangsanschluss OUT2 zu geben. Diese Schaltungen 102 und 104 sind
Teil einer ECU. Die ECU ist über
einen Strombegrenzungswiderstand R7 mit einer Batterievorrichtung
Batt verbunden. Folglich nimmt eine an die elektronische Schaltungsanordnung 100 gegebene
Versorgungsspannung Vcc einen Wert (Vcc = VB – ΔV) an, der erhalten wird, indem
ein durch den Strombegrenzungswiderstand R7 erzeugter Spannungsabfall ΔV von einer
Anschlussspannung VB der Batterievorrichtung Batt abgezogen wird.
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Der
Spannungsabfall ΔV
ist das Produkt aus einem in der elektronischen Schaltungsanordnung 100 fließenden Strom
Icc und einem Widerstand des Strombegrenzungswiderstands R7. Ein
Verbrauchsstrom I1 der Signalprozessorschaltung 102 ändert sich
in Übereinstimmung
mit einem Signalspannungspegel des Eingangssignals Sig1. Folglich
ist es selbst dann, wenn eine Verbrauchsstrom (I2 + I3) der Spannungskomparatorschaltung 104 stabilisiert
wird oder sich nicht ändert,
schwierig, eine unterdrücken. Die Änderung
des Spannungsabfalls ΔV
beeinflusst eine die Schwellenwertspannung Vth der Spannungskomparatorschaltung 104 bereitstellende
Referenzspannungsquelle Vref direkt. Folglich führt die Änderung des Spannungsabfalls ΔV direkt
zu einer Änderung
der einer Vergleichsreferenz der Spannungskomparatorschaltung 104 entsprechenden Schwellenwertspannung
Vth und kann die Vergleichsbestimmung des Eingangssignals Sig2 durch den
Komparator CP1 ungenau werden.
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Es
ist folglich Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine elektronische
Schaltungsanordnung mit einer Spannungskomparatorschaltung für eine genaue
Vergleichsbestimmung bereitzustellen.
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Gemäß einer
Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann eine elektronische
Schaltungsanordnung über
einen Strombegrenzungswiderstand, der einen Strom auf einen Wert
kleiner oder gleich einem bestimmten Wert begrenzt, mit wenigstens
entweder einer Energieversorgungspotentialseite oder einer Referenzpotentialseite
einer Energieversorgungsvorrichtung verbunden werden. Die elektronische
Schaltungsanordnung weist eine Signalprozessorschaltung, eine Spannungskomparatorschaltung und
eine Korrekturschaltung auf. Die Signalprozessorschaltung unterzieht
ein an einen ersten Eingangsanschluss gelegtes erstes Eingangssignal
einer bestimmten Signalverarbeitung und verbraucht einen Verbrauchsstrom,
der sich in Übereinstimmung mit
einer Signalspannung des ersten Eingangssignals ändert. Die Spannungskomparatorschaltung vergleicht
eine Signalspannung eines zweiten Eingangssignals, das getrennt
von dem ersten Eingangssignal an einen zweiten Eingangsanschluss gelegt
wird, mit einer bestimmten Referenzspannung, die auf der Grundlage
eines Energieversorgungspotentials erzeugt wird, um ein Vergleichsergebnis
auszugeben. Die Korrekturschaltung gleicht eine Änderung des Verbrauchsstroms
der Signalprozessorschaltung derart aus, dass die bestimmte Referenzspannung
unverändert
aufrechterhalten wird. Die Korrekturschaltung kann auf der Grundlage
der Signalspannung des Eingangssignals einen Korrekturstrom liefern
oder einen Widerstand des Strombegrenzungswiderstands ändern, um
dadurch den über den
Strombegrenzungswiderstand fließenden
Strom aufrecht oder die Spannung des Strombegrenzungswiderstands
konstant zu halten.
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Die
obige und weitere Aufgaben, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung,
die unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung gemacht wurde,
näher ersichtlich
sein. In der Zeichnung zeigt:
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1 einen
Schaltplan einer elektronischen Schaltungsanordnung gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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2 einen
Schaltplan mit den Details der elektronischen Schaltungsanordnung
der ersten Ausführungsform;
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3 einen
Schaltplan einer elektronischen Schaltungsanordnung gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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4 einen
Schaltplan einer ersten Modifikation der ersten Ausführungsform;
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5 einen
Schaltplan einer zweiten Modifikation der ersten Ausführungsform;
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6 einen
Schaltplan einer dritten Modifikation der ersten Ausführungsform;
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7 einen
Schaltplan einer elektronischen Schaltungsanordnung gemäß einer
dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung; und
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8 einen
Schaltplan einer herkömmlichen elektronischen
Schaltungsanordnung.
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(Erste Ausführungsform)
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Eine
elektronische Schaltungsanordnung 10 weist, wie in 1 gezeigt,
eine Signalprozessorschaltung 12, eine Spannungskomparatorschaltung 14 und
eine Stromkorrekturschaltung 16 auf. Diese Anordnung 10 ist
gewöhnlich
als integrierte Schaltung (IC) auf einem Halbleitersubstrat integriert.
Die elektronische Schaltungsanordnung 10 kann zusätzlich zu
diesen Schaltungen beliebige andere elektronische Schaltungen aufweisen.
Die elektronische Schaltungsanordnung 10 kann für bestimmte
Zwecke eine Mehrzahl von Spannungskomparatorschaltungen 14 aufweisen.
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Die
elektronische Schaltungsanordnung 10 weist eine Mehrzahl
von Anschlüssen
auf, um von Außerhalb
mit Strom versorgt zu werden (elektrischer Ansteuerstrom), oder
um verschiedene elektrische Signal zu empfangen oder auszugeben.
Als Anschlüsse
sind beispielsweise ein Energieversorgungsanschluss +B und ein Masseanschluss
GND vorgesehen, welche die jeweiligen elektrischen Ansteuerströme der Signalprozessorschaltung 12,
der Spannungskomparatorschaltung 14 und der Stromkorrekturschaltung 16 empfangen.
Ferner sind ein Eingangsanschluss IN1 und ein Eingangsanschluss IN2
als ein Eingangssignal Sig1 empfangende Anschlüsse und ein Ausgangsanschluss
OUT1 und ein Ausgangsanschluss OUT2 als Ausgangssignale Sig1' und Sig2' ausgebende Anschlüsse vorgesehen. Wenn
das Ausgangssignal Sig1' nicht
nach Außerhalb,
sondern an eine andere Schaltung innerhalb der elektronischen Schaltungsanordnung 10 gegeben
wird, kann der Ausgangsanschluss OUT1 oder der Ausgangsanschluss
OUT2 ausgelassen werden. Sind demgegenüber eine Mehrzahl von Spannungskomparatorschaltungen 14 vorgesehen,
so sind entsprechend eine Mehrzahl von Ausgangsanschlüssen OUT2
vorgesehen.
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Die
Signalprozessorschaltung 12 unterzieht das an dem Eingangsanschluss
IN1 eingegebene Eingangssignal Sig1 (erstes Eingangssignal) einer bestimmten
Signalverarbeitung, und ein Verbrauchsstrom I1 der Schaltung 12 ändert sich
auf der Grundlage der Signalspannung des empfangenen Eingangssignals
Sig1. Das Eingangssignal Sig1 kann beispielsweise anzeigen, ob die
Scheinwerfer eines Fahrzeugs eingeschaltet sind oder nicht. Die
Signalprozessorschaltung 12 wandelt das an dem Eingangsanschluss
IN1 eingegebene Eingangssignal Sig1 (z. B. L-Pegel (im Wesentlichen
bei 0V) bei eingeschalteten Scheinwerfern und H-Pegel (im Wesentlichen
bei 12V) bei ausgeschalteten Scheinwerfern) in ein elektrisches
Signal mit einem TTL-Pegel (TTL-L-Pegel (im Wesentlichen bei 0V)
bei eingeschalteten Scheinwerfern und TTL-H-Pegel (im Wesentlichen
bei 5V) bei ausgeschalteten Scheinwerfern) und gibt die gewandelten
Signale als Ausgangssignal Sig1' an
den Ausgangsanschluss OUT1. D. h., die Signalprozessorschaltung 12 führt als
Signalverarbeitung eine Signalpegelwandlung durch. Folglich kann
die Scheinwerferzustände
des Fahr zeugs anzeigende Information an eine andere Schaltung innerhalb
der elektronischen Schaltungsanordnung 10 oder eine CPU
einer ECU gegeben werden, welche die elektronische Schaltungsanordnung 10 aufweist.
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Die
Signalprozessorschaltung 12 ist detailliert in der 2 gezeigt.
D. h., ein PNP-Transistor Q1 ist, wie in 2 gezeigt,
derart zwischen den Energieversorgungsanschluss +B und den Masseanschluss
GND geschaltet, dass das an dem Eingangsanschluss IN1 eingegebene
Eingangssignal Sig1 über
einen Widerstand R2 an den Transistor Q1 gegeben werden kann. Der
andere Anschluss des Widerstands R2, dessen einer Anschluss mit
dem Eingangsanschluss IN1 verbunden ist, ist mit einer Basis des
Transistors Q1 verbunden. Ein Emitter des Transistors Q1 ist mit
dem Energieversorgungsanschluss +B verbunden. Ein Kollektor des
Transistors Q1 ist über
einen Widerstand R3 mit dem Masseanschluss GND verbunden. Ferner
ist ein Widerstand R1 zwischen die Basis und den Emitter des Transistor
Q1 geschaltet.
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Ein
NPN-Transistor Q2 ist derart vorgesehen, dass ein von dem Transistor
Q1 ausgegebenes Signal über
den Transistor Q2 an den Ausgangsanschluss OUT1 gegeben werden kann.
D. h., der Kollektor des Transistors Q1 ist mit einer Basis des
Transistors Q2 verbunden. Ein Emitter des Transistors Q2 ist mit
dem Masseanschluss GND verbunden, und ein Kollektor des Transistors
Q2 ist mit dem Ausgangsanschluss OUT1 verbunden. Der Ausgangsanschluss
OUT1 ist mit dem Kollektor des Transistors Q2 verbunden, der als
Open-Collector-Ausgang dient. In diesem Fall ist der Ausgangsanschluss OUT1
mit einer Energieversorgungsleitung verbunden, die von dem Masseanschluss
GND über
einen Widerstand (nicht gezeigt) auf ein Potential von +5V gelegt
ist.
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In
der Signalprozessorschaltung 12 wird das elektrische Signal
mit dem TTL-Pegel
in Übereinstimmung
mit den eingeschalteten oder ausgeschalteten Scheinwerfern des Fahrzeugs
an dem Ausgangsanschluss OUT1 ausgegeben. D. h., wenn die Scheinwerfer
eingeschaltet sind, wird das Eingangssignal Sig1 mit dem L-Pegel
(im Wesentlichen bei 0V) an den Eingangsanschluss IN1 gegeben. Dies
führt dazu,
dass der Transistor Q1 leitet (EIN-Zustand) und ein Strom i1 zwischen
dem Emitter und dem Kollektor des Transistors Q1 fließt. Dies
führt dazu,
dass der Transistor Q2 leitet (Ein-Zustand) und ein Strom i1' zwischen dem Emitter
und dem Kollektor des Tran sistors Q2 fließt. Da der Kollektor des Transistors
Q2 vom TTL-H-Pegel zum TTL-L-Pegel
wechselt, kann das elektrische Signal mit dem TTL-L-Pegel folglich an
dem Ausgangsanschluss OUT1 ausgegeben werden, um anzuzeigen, das
die Scheinwerfer des Fahrzeugs eingeschaltet sind.
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Wenn
die Scheinwerfer demgegenüber
ausgeschaltet sind, fließt
kein Strom in die Basis des Transistors Q1 und sperrt der Transistor
Q1 (AUS-Zustand), da das Eingangssignal Sig1 mit dem H-Pegel (im
Wesentlichen bei 12V) an den Eingangsanschluss IN1 gegeben wird.
Ferner sperrt der Transistor Q2 (AUS-Zustand) und hält der Kollektor
des Transistors Q2 den TTL-H-Pegel, da kein Strom in die Basis des
Transistors Q2 fließt.
Folglich kann das elektrische Signal mit dem TTL-H-Pegel an dem
Ausgangsanschluss OUT1 ausgegeben werden, um anzuzeigen, dass die
Scheinwerder des Fahrzeugs nicht eingeschaltet sind.
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Bei
der Signalprozessorschaltung 12 werden gemäß obiger
Beschreibung beide Transistoren Q1 und Q2 durchgeschaltet, wenn
das Eingangssignal Sig1 mit dem L-Pegel (erster Pegel) an den Eingangsanschluss
IN1 gegeben wird. Folglich fließt
der Strom i1 zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Transistors
Q1 und der Strom i1' zwischen
dem Emitter und dem Kollektor des Transistors Q2. Wenn demgegenüber das
Eingangssignal Sig1 mit dem H-Pegel (zweiter Pegel) an den Eingangsanschluss IN1
gegeben wird, sperren beiden Transistoren Q1 und Q2. Folglich fließt fast
kein Strom zwischen den Emittern und den Kollektoren der Transistoren
Q1 und Q2. D. h., in der Signalprozessorschaltung 12 ändert sich
der Verbrauchsstrom auf der Grundlage des Signalpegels (Signalspannung)
des Eingangssignals Sig1 zwischen 0A und (i1 + i1')A.
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Die
Spannungskomparatorschaltung 14 vergleicht, wie in 1 gezeigt,
die Signalspannung des Eingangssignals Sig2, das an dem anderen
Eingangsanschluss IN2 eingegeben wird und sich von dem Eingangssignal
Sig1 unterscheidet, mit der Schwellenwertspannung Vth (bestimmte
Referenzspannung), die auf der Grundlage der Versorgungsspannung
Vcc des Energieversorgungsanschlusses +B geändert wird, um das Vergleichsergebnis
auszugeben. Die Spannungskomparatorschaltung 14 weist einen
Komparator CP1 und eine Referenzspannungsquelle Vref auf. Genauer
gesagt, die Spannungskomparatorschaltung 14 vergleicht
beispielsweise das Eingangssignal Sig2, das angelegt werden kann,
indem der Betrag des in die Scheinwerfer fließenden Stroms in eine Spannung
gewandelt und die Spannung an den Eingangsanschluss IN2 gegeben wird,
mit der von der Referenzspannungsquelle Vref ausgegebenen Schwellenwertspannung
Vth. Der Komparator CP1 gibt das Vergleichsergebnis als Ausgangssignal
Sig2' an den Ausgangsanschluss OUT2.
Durch die obige Operation kann Information, die anzeigt, ob der
Betrag des in die Scheinwerfer des Fahrzeugs fließenden Stroms
einen bestimmten Wert überschreitet
oder nicht, an eine andere Schaltung der elektronischen Schaltungsanordnung 10 oder
die CPU der ECU, welche die elektronische Schaltungsanordnung 10 aufweist,
gegeben werden.
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Die
Spannungskomparatorschaltung 14 ist detailliert in der 2 gezeigt.
D. h., der Komparator CP1 empfängt
das Eingangssignal Sig2, das von dem Eingangsanschluss IN2 an einen
der Eingangsanschlüsse
gegeben wird, und die als Referenz für die Vergleichsbestimmung
dienende Schwellenwertspannung Vth an einem anderen Eingangsanschluss.
D. h., ein invertierender Einganganschluss (–) des Komparators CP1 ist
mit dem Eingangsanschluss IN2 und ein nicht invertierender Eingangsanschluss
(+) des Komparators CP1 mit der Referenzspannungsquelle Vref verbunden.
Ferner ist der Ausgangsanschluss des Komparators CP1 mit dem Ausgangsanschluss
OUT2 verbunden. Der Komparator CP1 ist zwischen den Energieversorgungsanschluss +B
und den Masseanschluss GND geschaltet, um mit dem elektrischen Ansteuerstrom
des Versorgungsanschlusses +B versorgt zu werden. Ein Verbrauchsstrom
I3 fließt
fortlaufend unabhängig
vom Eingangszustand.
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Die
Referenzspannungsquelle Vref liefert demgegenüber die Schwellenwertspannung
Vth, die auf der Grundlage der Versorgungsspannung Vcc (Versorgungspotential)
bestimmt wird und weist beispielsweise Widerständer R4, R5 und R6 auf, die zwischen
den Energieversorgungsanschluss +B und den Masseanschluss GND in
Reihe geschaltet sind. D. h., die Widerstände bzw. Widerstandswerte dieser Widerstände R4,
R5 und R6 sind derart festgelegt, dass die bestimmte Schwellenwertspannung
Vth an dem Knotenpunkt zwischen dem Widerstand R4 und dem Widerstand
R5 bereitgestellt wird, wobei Vth = Vcc × R4/(R4 + R5 + R6) ist. Der
Ausgang der Referenzspannungsquelle Vref, d. h. der Knotenpunkt zwischen
dem Widerstand R4 und dem Widerstand R5 ist mit dem nicht invertierenden
Eingangsanschluss des Komparators CP1 verbunden. Da die Referenzspannungsquelle
Vref derart aufgebaut ist, dass die Widerstände R4, R5 und R6 zwischen
den Energieversorgungsanschluss +B und den Masseanschluss GND geschaltet
sind, fließt
fortlaufend der Verbrauchsstrom I2.
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Die
die elektronische Schaltungsanordnung 10 aufweisende ECU
ist derart über
einen als Schutzwiderstand dienenden Strombegrenzungswiderstand R7
mit der Batterievorrichtung Batt verbunden, dass selbst dann kein
hoher Strom in die ECU fließt,
wenn eine hohe Spannung von der Energieerzeugungsvorrichtung, wie
beispielsweise einer Lichtmaschine (Generator), in einem Zustand,
bei welchem die Batterievorrichtung Batt des Fahrzeugs entfernt
oder von der ECU getrennt wird, direkt an die ECU gelegt wird. Aus
diesem Grund nimmt die Energieversorgungsspannung Vcc dann, wenn
der Masseanschluss GND der elektronischen Schaltungsanordnung 10,
wie in den 1 und 2 gezeigt,
nicht direkt, sondern über
den Strombegrenzungswiderstand R7 mit der Masse E (Referenzpotential)
verbunden ist, beispielsweise dann, wenn die Anschlussspannung der
Batterievorrichtung Batt VB (beispielsweise 12V) beträgt, einen
Wert (VB – ΔV) an, der
um einen durch den Strombegrenzungswiderstand R7 erzeugten Spannungsabfall ΔV kleiner als
die Anschlussspannung VB ist. Die Schwellenwertspannung Vth der
Referenzspannungsquelle Vref ist eine geteilte Spannung dieses Werts.
Folglich ändert
sich die Schwellenwertspannung Vth, wenn sich der durch den Strombegrenzungswiderstand
R7 erzeugte Spannungsabfall ΔV ändert bzw.
zusammen mit diesem.
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D.
h., die von der Referenzspannungsquelle Vref ausgegebene Schwellenwertspannung
Vth ändert
sich aufgrund einer Änderung
so viel wie der Spannungsabfall ΔV,
welcher der Änderung
des Stroms Icc der elektronischen Schaltungsanordnung 10 entspricht.
Folglich ändert
sich die Referenz an sich, die einer Referenz der Vergleichsspannung
entspricht, die an die Spannungskomparatorschaltung 14 gegeben
wird, was dazu führt,
dass die Vergleichsbestimmung des Eingangssignals Sig2 durch den
Komparator CP1 möglicherweise
fehlerhaft ausgeführt
wird. Unter diesen Umständen
bzw. aus diesem Grund stellt die elektronische Schaltungsanordnung 10 gemäß dieser
Ausführungsform
die Stromkorrekturschaltung 16 vor.
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Die
Stromkorrekturschaltung 16 ist, wie in 1 gezeigt,
derart aufgebaut, dass sie einen Korrekturstrom I5 liefert,
welcher die Erhöhung
oder Verringerung des Verbrauchsstroms der Signalprozessorschaltung 12,
der auf der Grundlage der Signalspannung des Eingangssignals Sig1
schwankt, ausgleichen kann. Die Stromkorrekturschaltung 16 erzeugt
den Korrekturstrom I5 auf der Grundlage des Betriebszustands der
Signalprozessorschaltung 12.
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Die
Korrekturschaltung 16 weist beispielsweise, wie in 2 gezeigt,
einen Transistor Q3 auf. Die Basis des Transistors Q3 ist mit dem
Kollektor des Transistors Q1 und sein Emitter mit dem Masseanschluss
GND verbunden, gleich dem Transistor Q2 der Signalprozessorschaltung 12.
Ferner ist ein Transistor Q4 vorgesehen, um einen Korrekturstrom
I5 auf der Grundlage des Kollektorausgangs des Transistors Q3 zu
liefern. Der Transistor Q4 ist zwischen den Energieversorgungsanschluss
+B und den Masseanschluss GND geschaltet, wobei sein Kollektor über einen
Widerstand R9 verbunden ist. Ferner sind eine Konstantstromquelle
CC1 und ein mit der Konstantstromquelle CC1 in Reihe geschalteter
Widerstand R8 zwischen den Energieversorgungsanschluss +B und den
Masseanschluss GND geschaltet. Der Widerstand R8 ist auf der Seite
der Konstantstromquelle CC1 derart mit der Basis des Transistors Q4
verbunden, dass die durch den Widerstand R8 erzeugte konstante Spannung
an die Basis des Transistors Q4 gelegt werden kann.
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Die
Konstantstromquelle CC1 ist derart ausgelegt, dass ein bestimmter
Konstantstrom I4 fließt. Ferner
sind die Widerstände
R8 und R9 derart ausgelegt, dass der zwischen dem Kollektor und
dem Emitter des Transistors Q4, d. h. zwischen dem Versorgungsanschluss
+B und dem Masseanschluss GND fließende Strom I5 gleich dem durch
die Signalprozessorschaltung 12 hervorgerufenen Verbrauchsstrom
I1 (i1 + i1') wird
(I5 = i1 + i1').
Ferner bilden der Transistor Q4 und der Widerstand R9, die zwischen den
Versorgungsanschluss +B und den Masseanschluss GND geschaltet sind,
und der zwischen die Basis und den Emitter des Transistors Q4 geschaltete
Widerstand R8 einen Stromversorgungsabschnitt, der einen Korrekturstrom
auf der Grundlage eines bestimmten Konstantstroms liefert.
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Mit
der Stromkorrekturschaltung 16 fließt dann, wenn das Eingangssignal
Sig1 mit dem H-Pegel an den Eingangsanschluss IN1 gegeben wird, fast
kein Strom zwi schen den Emittern und den Kollektoren der Transistoren
Q1 und Q2 und liegt der Verbrauchsstrom der Signalprozessorschaltung 12 im
Wesentlichen bei 0A, fließt
ferner fast kein Strom in die Basis des Transistors Q3 und bleibt
der AUS-Zustand aufrechterhalten. Dies führt dazu, dass die von der
Konstantstromquelle CC1 und dem Widerstand R8 erzeugte konstante
Spannung an die mit dem Kollektor des Transistors Q3 verbundene
Basis des Transistors Q4 gelegt wird. Folglich leitet der Transistor
Q4 und fließt
der Strom I5 über
den Widerstand R9. Wenn demgegenüber
das Eingangssignal Sig1 mit dem L-Pegel an den Eingangsanschluss
IN1 gegeben wird und beide Transistoren Q1 und Q2 leiten (Ein-Zustand),
fließt
ein Strom (i1 + i1')
in die Signalprozessorschaltung 12. Der Transistor Q3 leitet ebenso.
Da die Basisspannung des mit dem Widerstand R8 verbundenen Transistors
Q4 im Wesentlichen bei 0V liegt, sperrt folglich der Transistor
Q4 und fließt
der Strom I5 nicht über
den Widerstand R9.
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Bei
der Stromkorrekturschaltung 16 kann folglich dann, wenn
das Eingangssignal Sig1 mit dem H-Pegel an die Signalprozessorschaltung 12 gegeben
wird, der Strom (i1 + i1'),
der verbraucht wird, wenn das Eingangssignal Sig1 mit dem L-Pegel
an die Signalprozessorschaltung 12 gegeben wird, als der
Korrekturstrom I5 des Transistors Q4 fließen. Dies führt dazu, dass der Verbrauchsstrom
Icc der elektronischen Schaltungsanordnung 10 unabhängig vom
Signalpegel des Eingangssignals Sig1 konstant ausgelegt werden kann,
da der Verbrauchsstrom, der verglichen mit dem, wenn das Eingangssignal
Sig1 mit dem L-Pegel an die Signalprozessorschaltung 12 gegeben
wird, verringert ist, um den Betrag (i1 + i1') erhöht wird. Da der konstante Spannungsabfall ΔV, der durch
den mit dem Masseanschluss GND der elektronischen Schaltungsanordnung 10 verbundenen
Strombegrenzungswiderstand R7 erzeugt wird, realisiert werden kann,
wird verhindert, dass sich die von der Referenzspannungsquelle Vref
ausgegebene Schwellenwertspannung Vth durch die Änderung des Spannungsabfalls ΔV bedingt ändert. Folglich kann
verhindert werden, dass sich die bestimmte Schwellenwertspannung
Vth, die auf der Grundlage der Versorgungsspannung Vcc des Energieversorgungsanschlusses
+B bestimmt wird, ändert.
Ferner kann die Vergleichsbestimmung durch die Spannungskomparatorschaltung 14 genau
ausgeführt werden.
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Das
obige Verhältnis
des Verbrauchsstroms kann wie folgt zusammengefasst werden. Wenn
das Eingangssignal Sig1 mit dem L-Pegel an die Signalprozessorschaltung 12 (oder
den Eingangsanschluss IN1) gegeben wird, nimmt der Verbrauchsstrom
IccL der elektronischen Schaltungsanordnung 10 den Wert
der Summe des Stroms I1 (i1 + i1')
der Signalprozessorschaltung 12, des Stroms (I2 + I3) der Spannungskomparatorschaltung 14 und
des Stroms 14 der Stromkorrekturschaltung 16 an
(IccL = I1 + I2 + I3 + I4). Wenn demgegenüber das Eingangssignal Sig1
mit dem H-Pegel an die Signalprozessorschaltung 12 (oder
den Eingangsanschluss IN1) gegeben wird, nimmt der Verbrauchsstrom
IccH der elektronischen Schaltungsanordnung 10 den Wert
der Summe des Stroms (I2 + I3) der Spannungskomparatorschaltung 14 und
des Stroms (I4 + I5) der Stromkorrekturschaltung 16 an
(IccH = I2 + I3 + I4 +I5). Da der Strom I5 = i1 + i1' festgelegt ist,
nimmt der Verbrauchsstrom IccH zu diesem Zeitpunkt den Wert von
I1(= i1 + i1') +
I2 + I3 + I4 an, welcher dem Verbrauchsstrom IccL entspricht, wenn
das Eingangssignal Sig1 mit dem L-Pegel eingegeben wird. D. h., der
Verbrauchsstrom Icc der elektronischen Schaltungsanordnung 10 wird,
wie vorstehend beschrieben, unabhängig vom Signalpegel des Eingangssignals
Sig1 konstant ausgelegt (Icc = I1 + I2 + I3 + I4).
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(Zweite Ausführungsform)
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Bei
der in den 1 und 2 gezeigten ersten
Ausführungsform
ist der Strombegrenzungswiderstand R7 auf der Seite des Masseanschlusses GND
der Batterievorrichtung Batt, d. h. zwischen dem Masseanschluss
GND der elektronischen Schaltungsanordnung 10 und der Masse
E vorgesehen. Der Strombegrenzungswiderstand R7 kann jedoch beispielsweise,
wie in 3 gezeigt, auf der Seite des Energieversorgungsanschlusses
+B der Batterievorrichtung Batt, d. h. zwischen dem Energieversorgungsanschluss
+B der elektronischen Schaltungsanordnung 10 und dem positiven
Anschluss der Batterievorrichtung Batt vorgesehen sein. Diese zweite
Ausführungsform
arbeitet gleich der obigen ersten Ausführungsform und erzielt die
gleichen Effekte.
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Gemäß der elektronischen
Schaltungsanordnung 10 der obigen Ausführungsformen ist die Stromkorrekturschaltung 16,
wie vorstehend beschrieben, vorgesehen, um den Korrekturstrom I5
(= i1 + i1') bereitzustellen,
mit welchem die Erhöhung oder Verringerung
(i1 + i1') des auf
der Grundlage der Signalspannung des Eingangssignals Sig1 schwankenden
Verbrauchsstroms 11 der Signalprozessorschaltung 12 ausgeglichen
werden kann. Folglich wird die Schwankung (i1 + i1') des Verbrauchsstroms selbst
dann durch den Korrekturstrom 16 ausgeglichen, wenn sich
der Verbrauchsstrom I1 der Signalprozessorschaltung 12 auf
der Grundlage des Signalpegels des empfangenen Eingangssignals Sig1 ändert. Dies
führt dazu,
dass sich der in den Strombegrenzungswiderstand R7 fließende Strom
Icc selbst dann nicht ändert,
wenn die elektronische Schaltungsanordnung 10 über den
Strombegrenzungswiderstand R7 zum Begrenzen des Stroms Icc auf einen
Wert kleiner oder gleich dem bestimmten Wert mit wenigstens entweder
dem Energieversorgungsanschluss +B oder dem Masseanschluss GND der
Batterievorrichtung Batt verbunden ist und sich der Verbrauchsstrom
I1 der Signalprozessorschaltung 12 auf der Grundlage des
Signalpegels des Eingangssignals Sig1 ändert. Dies führt dazu,
dass der durch den Strombegrenzungswiderstand R7 hervorgerufene
Spannungsabfall ΔV
konstant gehalten werden kann. Folglich kann die an die elektronische Schaltungsanordnung 10 gelegte
Versorgungsspannung Vcc selbst dann konstant gehalten werden, wenn
sich der Verbrauchsstrom I1 der Signalprozessorschaltung 12 ändert. Folglich
kann verhindert werden, dass sich die bestimmte Schwellenwertspannung
Vth, die auf der Grundlage der Versorgungsspannung Vcc bestimmt
wird, ändert,
so dass eine genaue bzw. fehlerfreie Vergleichsbestimmung durch den
Komparator CP1 realisiert werden kann.
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Ferner
weist die Stromkorrekturschaltung 16 bei der elektronischen
Schaltungsanordnung 10 gemäß den obigen Ausführungsformen
die den bestimmten Konstantstrom I4 liefernde Konstantstromquelle
CC1 und den den Korrekturstrom I5 auf der Grundlage des bestimmten
Konstantstroms I4 liefernden Transistor Q4 auf. Folglich wird dann,
wenn der Signalpegel des Eingangssignals Sig1 seine zwei Pegel,
d. h. vom L- zum H-Pegel oder umgekehrt, wechselt, eine Erhöhung oder
eine Verringerung des Verbrauchsstroms 11 durch die Signalprozessorschaltung 12 vor
und nach einem Wechsel dieser Pegel (L- oder H-Pegel) zum jeweils
anderen Pegel (H- oder L-Pegel) durch den Korrekturstrom I5 aufgehoben.
In diesem Fall liefert der Transistor Q4 den Korrekturstrom I5,
wenn sich der Verbrauchsstrom I1 der Signalprozessorschaltung 12 verringert,
und ermöglicht
es, dass der Korrekturstrom I5 fließt, um dadurch die Erhöhung oder
Verringerung des Verbrauchsstroms I1 der Signalprozes sorschaltung 12 auszugleichen.
Folglich kann die an die elektronische Schaltungsanordnung 10 gelegte
Versorgungsspannung Vcc selbst dann, wenn der Signalpegel des Eingangssignals
Sig1 zwischen den obigen zwei Werten wechselt, konstant gehalten
werden, so dass verhindert werden kann, dass sich die bestimmte
Schwellenwertspannung Vth, die auf der Grundlage der Versorgungsspannung
Vcc bestimmt wird, ändert.
Folglich kann eine genaue Vergleichsbestimmung durch den Komparator
CP1 realisiert werden.
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Gemäß einer
ersten Modifikation der elektronischen Schaltungsanordnung 10 der
ersten Ausführungsform
kann die die Schwellenwertspannung Vth an den Komparator CP1 liefernde
Referenzspannungsquelle Vref, wie in 4 gezeigt,
aus einer über
eine externe Vorrichtung steuerbare Konstantstromquelle CC2 aufgebaut
sein. Die Konstantstromquelle CC2 ersetzt die Widerstände R5 und
R6 unter den Spannungsteilerwiderständen R4, R5 und R6, um dadurch
eine Spannungskomparatorschaltung 14 zu bilden. Die Konstantstromquelle
CC2 ist derart ausgelegt, dass sie den ausgegebenen Konstantstrom
I2 in Übereinstimmung
mit einer an einem Steueranschluss CNT der elektronischen Schaltungsanordnung 10 eingegebenen
Steuerspannung ändert.
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Bei
dieser elektronischen Schaltungsanordnung 10 kann die durch
den Widerstand R4 gelieferte Schwellenwertspannung Vth beliebig
innerhalb eines Bereichs nahe der Versorgungsspannung Vcc geändert werden.
Folglich kann die auf den obigen Bereich mittig eingestellt Schwellenwertspannung
Vth verglichen mit der ersten Ausführungsform geändert werden.
Dies führt
dazu, dass die Schwellenwertspannung Vth dann, wenn sich die Charakteristik
des an den Eingangsanschluss IN2 gegebenen Eingangssignals Sig2
innerhalb eines Bereichs nahe der Versorgungsspannung Vcc ändert, vorteilhaft
in einfacher Weise angepasst wird. Diese Modifikation der Referenzspannungsquelle
Vref ist ebenso auf die in der 3 gezeigte
zweite Ausführungsform
anwendbar.
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Ferner
kann die in der 4 gezeigte Konstantstromquelle
CC2, wie in 5 gezeigt, anstelle des Widerstands
R4 unter den Spannungsteilerwiderständen R4, R5 und R6 der Spannungskomparatorschaltung 14 verbunden
sein, um dadurch die Spannungskomparatorschaltung 14 zu
bilden. Ferner können
der Widerstand R5 und der Widerstand R6 als ein Widerstand ausgelegt
sein.
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Durch
die in der 5 gezeigte elektronische Schaltungsanordnung 10 kann
die von den Widerständen
R5 und R6 erzeugte Schwellenwertspannung Vth, wie vorstehend beschrieben,
beliebig innerhalb eines Bereichs nahe dem Masseanschluss GND geändert werden.
Folglich kann die auf den obigen Bereich mittig eingestellte Schwellenwertspannung
Vth geändert
werden. Folglich kann die Schwellenwertspannung Vth dann, wenn sich
die Charakteristik des an dem Eingangsanschluss IN2 eingegebenen
Eingangssignals Sig2 innerhalb des Bereichs nahe dem Masseanschluss
GND ändert,
vorteilhaft in einfacher Weise angepasst werden. Diese Modifikation
kann ebenso auf die zweite Ausführungsform angewandt
werden.
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Bei
den obigen Ausführungsformen
und Modifikationen verwenden die elektronischen Schaltungsanordnungen 10 die
Bipolartransistoren Q1 bis Q4. Alternativ können, wie in 6 gezeigt, MOS-Transistoren
M1 bis M4 verwendet werden. D. h., ein p-Kanal-MOS-Transistor M1
ist anstelle des PNP-Transistors Q1 verbunden. D. h., das Gate des MOS-Transistors
M1 ist anstelle der Basis des Transistors Q1 verbunden, die Source
des MOS-Transistors M1 ist anstelle des Emitters des Transistors
Q1 verbunden bzw. der Drain des MOS-Transistors M1 ist anstelle
des Kollektors des Transistors Q1 verbunden. Ferner sind die MOS-Transistoren
M2 bis M4 anstelle der NPN-Transistoren Q2 bis Q4 verbunden. D.
h., die Gates der MOS-Transistoren
M2 bis M4 sind anstelle der Basen der Transistoren Q2 bis Q4 verbunden,
die Sourcen der MOS-Transistoren M2 bis M4 sind anstelle der Emitter
der Transistoren Q2 bis Q4 verbunden, und die Drains der MOS-Transistoren
M2 bis M4 sind anstelle der Kollektoren der Transistoren Q2 bis
Q4 verbunden.
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Da
die elektronische Schaltungsanordnung 10 bei der obigen
Modifikation aus den Halbleiterelementen, die hauptsächlich die
MOS-Transistoren umfassen, aufgebaut werden kann, ist es möglich, den
Ansteuerspannungsbereich der Anordnung 10 in der Spezifikation
der MOS-Transistoren festzulegen. Aus diesem Grund werden bei einer
Fertigung weiterer Schaltungen durch den MOS-Prozess die elektrische
Charakteristik und die Ähnlichkeit
für die
weiteren Schaltungen in dem Fertigungsprozess verbessert. Diese
MOS-Transistoren verwendende Modifikation kann ebenso auf die elektrischen
Schaltungsanordnungen 10 der obigen Ausführungsformen
und Modifikationen angewandt werden.
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(Dritte Ausführungsform)
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Gemäß einer
dritten Ausführungsform
weist der Transistor Q1, wie in 7 gezeigt,
einen weiteren Kollektor auf, der mit einem Ausgangsanschluss OUT3
verbunden ist. Ferner ist eine Widerstandskorrekturschaltung 18 zum Ändern oder
Korrigieren des Widerstandswerts des Strombegrenzungswiderstands
R7 vorgesehen. Die in der 1 gezeigte Stromkorrekturschaltung 16 ist
nicht vorgesehen. Die Widerstandskorrekturschaltung 18 weist
einen Transistor Q5 und Widerstände
R10 und R11 auf. Der Widerstand R10 ist mit dem Masseanschluss GND
und dem Strombegrenzungswiderstand R7 in Reihe geschaltet. Folglich
bildet der Widerstand R10 einen Teil des Strombegrenzungswiderstands
R7. Die Basis, der Emitter und der Kollektor des Transistors Q5 sind
mit dem Ausgangsanschluss OUT3, dem Strombegrenzungswiderstand R7
bzw. dem Masseanschluss GND verbunden. Der Widerstand R11 ist zwischen
die Basis und den Emitter des Transistors Q5 geschaltet.
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Wenn
das Eingangssignal Sig1 den L-Pegel aufweist, leiten die Transistoren
Q1, Q2 und Q5 und ist der Widerstand R10 durch den Transistor Q5
kurzgeschlossen. Folglich ist der Spannungsabfall ΔVL = (i1
+ i1' + I2 + I3) × R7 + Vce.
Vce ist eine Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors Q5. Wenn
das Eingangssignal Sig2 den H-Pegel aufweist, sperren die Transistoren
Q1, Q2 und Q5 und ist der Spannungsabfall ΔVH = (I2 + I3) × (R7 +
R10). Bei dieser Ausführungsform
werden die Widerstandswerte (R7 und R10) der Widerstände R7 und
R10 derart bestimmt, dass die Spannungsabfälle ΔVL und ΔVH gleich sind, d. h. der Widerstandswert
des Widerstands R10 = [(i1 + i1') × R7 + Vce]/(I2
+ I3) ist. Folglich wird der Spannungsabfall ΔV zwischen dem Masseanschluss
GND und dem Referenzpotential E unverändert aufrechterhalten. Dies
führt dazu,
dass die Schwellenwertspannung Vth des Komparators CP1 selbst dann
unverändert
aufrechterhalten werden kann, wenn das Eingangssignal Sig1 zum H- oder
L-Pegel wechselt.
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Es
sollte beachtet werden, das diese dritte Ausführungsform derart modifiziert
werden kann, dass die Widerstandskorrekturschaltung 18 auf
die Seite des Energie versorgungsanschlusses +B, d. h. den Strombegrenzungswiderstand
R7 der in der 3 gezeigten zweiten Ausführungsform
angewandt werden kann. Ferner kann die Komparatorschaltung 14 der
dritten Ausführungsform
gleich den in den 4 und 5 gezeigten
Modifikationen modifiziert werden. Ferner können die Bipolartransistoren
Q1, Q2 und Q5, gleich der in der 6 gezeigten
Modifikation, durch MOS-Transistoren ersetzt werden.
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Bei
den obigen Ausführungsformen
und Modifikationen ist die Signalprozessorschaltung 12 beispielhaft
als Signalpegelwandlungsschaltung beschrieben worden. Diese Schaltung 12 kann
jedoch beispielsweise eine Filterschaltung (LPF, HPF, BPF, EPF),
eine Wellenformungsschaltung, eine Verriegelungsschaltung oder dergleichen
sein, wenn die Schaltung dazu ausgelegt ist, das Eingangssignal
einer elektrischen Signalverarbeitung zu unterziehen, bei welcher
sich der Verbrauchsstrom auf der Grundlage der Signalspannung des
Eingangssignals ändert.
Ferner muss die elektronische Schaltungsanordnung 10 keine
integrierte Schaltung (IC) sein, sondern kann eine diskrete Komponenten
verwendende diskrete Schaltungsanordnung sein.
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Vorstehend
wurde eine elektronische Schaltungsanordnung offenbart.
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Eine
elektronische Schaltungsanordnung 10 weist eine Stromkorrekturschaltung 16 auf,
die einen Korrekturstrom I5 (i1 + i1') liefert, der eine Erhöhung oder
eine Verringerung (i1 + i1')
eines Verbrauchsstroms I1 einer Signalprozessorschaltung 12,
der sich auf der Grundlage eines Signalpegels eines Eingangssignals
Sig1 ändert,
ausgleichen kann. Folglich wird die Änderung (i1 + i1') des Verbrauchsstroms selbst
dann durch die Stromkorrekturschaltung 16 ausgeglichen,
wenn sich der Verbrauchsstrom I1 der Signalprozessorschaltung 12 auf
der Grundlage des Signalpegels des empfangenen Eingangssignals Sig1 ändert. Dies
führt dazu,
dass ein Spannungsabfall ΔV
selbst dann konstant gehalten werden kann, wenn sich der Verbrauchsstrom
I1 auf der Grundlage des Signalpegels des Eingangssignals Sig1 ändert, da
sich ein über
einen Widerstand R7 fließender Strom
Icc nicht ändert.
Folglich kann eine Vergleichsbestimmung mit Hilfe eines Komparators
CP1 genau ausgeführt
werden.