DE102007011687A1

DE102007011687A1 - Impedanzanalysator

Info

Publication number: DE102007011687A1
Application number: DE102007011687A
Authority: DE
Inventors: Hassan Loveland Tanbakuchi; Loren Cole Loveland Betts; David Loveland Blackham
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 2006-03-13
Filing date: 2007-03-09
Publication date: 2007-09-20
Also published as: US7161358B1

Abstract

Ein Impedanzanalysator umfasst ein Referenzsignal, einen ersten Wandler, eine erste Kopplungseinrichtung, einen zweiten Wandler, eine zweite Kopplungseinrichtung, eine Modifikationsschaltung, einen Referenzsignaldetektor und einen Reflektiertes-Signal-Detektor. Die erste Kopplungseinrichtung koppelt das Referenzsignal mit dem ersten Wandler. Der erste Wandler erzeugt ein ferenzzwischenfrequenzsignal. Die zweite Kopplungseinrichtung koppelt ein reflektiertes Signal mit dem zweiten Wandler. Der zweite Wandler erzeugt ein reflektiertes Zwischenfrequenzsignal. Ein Reflexionskoeffizient für ein Testobjekt wird durch Verwendung eines reflektierten Werts, der durch den Reflektiertes-Signal-Detektor erfasst wird, und eines Referenzwerts, der durch den Referenzsignaldetektor erfasst wird, bestimmt. In einem ersten Betriebsmodus des Impedanzanalysators wird das reflektierte Zwischenfrequenzsignal direkt an den Reflektiertes-Signal-Detektor weitergeleitet. In einem zweiten Betriebsmodus des Impedanzanalysators ist die Modifikationsschaltung auf dem Referenzzwischenfrequenzsignal wirksam, um ein Einstellsignal zu erzeugen, das mit dem reflektierten Zwischenfrequenzsignal kombiniert wird, bevor ein sich daraus ergebendes Signal an den Reflektiertes-Signal-Detektor weitergleitet wird.

Description

Ein typischer Vektornetzanalysator (VNA = vector network analyzer) hat die Fähigkeit, eine Impedanz eines Testobjekts (DUT = device under test) zu messen, wenn die DUT-Impedanz bis zu einer guten Genauigkeit und bis zu einer Stimulusfrequenz von etwa 100 Gigahertz (GHz) nahe der charakteristischen Impedanz des VNA ist. Eine typische charakteristische Impedanz eines VNA ist z. B. 50 Ohm.

Ein VNA misst z. B. den sich aus der DUT-Impedanz ergebenden Reflexionskoeffizienten, um die DUT-Impedanz zu bestimmen. Der Reflexionskoeffizient verändert sich direkt mit der DUT-Impedanz.

Wenn die DUT-Impedanz nahe 50 Ohm liegt, reagiert der Wert des Reflexionskoeffizienten für das DUT sehr sensibel auf Veränderungen in der DUT-Impedanz. Dies führt bei Verwendung des Werts des Reflexionskoeffizienten zum Bestimmen der DUT-Impedanz zu einem niedrigen Signal/Rausch-Verhältnis (SNR = signal-to-noise ratio). Somit ist es möglich, einen Wert für die DUT-Impedanz bis zu einer hohen Auflösung zu bestimmen.

Beträgt die DUT-Impedanz weit weniger als 50 Ohm (z. B. weniger als 5 Ohm), reagiert der Wert des Reflexionskoeffizienten für das DUT nicht sehr sensibel auf Veränderungen in der DUT-Impedanz. Dies führt bei Verwendung des Werts des Reflexionskoeffizienten zum Bestimmen der DUT-Impedanz zu einem hohen Signal/Rausch-Verhältnis (SNR). In diesem Fall ist es nur bis zu einem niedrigeren Auflösungsgrad möglich, einen Wert für die DUT-Impedanz zu bestimmen.

Ähnlich gilt dass, wenn die DUT-Impedanz wesentlich größer als 50 Ohm ist (z. B. größer als 400 Ohm), der Wert des Reflexionskoeffizienten für das DUT nicht sehr sensibel auf Veränderungen in der DUT-Impedanz reagiert. Dies führt bei Verwendung des Werts des Reflexionskoeffizienten zum Bestimmen der DUT-Impedanz zu einem hohen Signal/Rausch-Verhältnis (SNR). In diesem Fall ist es nur bis zu einem niedrigen Auflösungsgrad möglich, einen Wert für die DUT-Impedanz zu bestimmen.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Impedanzanalysator und ein Verfahren zum Analysieren einer Impedanz in einem Testobjekt mit verbesserten Charakteristika zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch einen Impedanzanalysator gemäß Anspruch 1 oder 15 sowie ein Verfahren gemäß Anspruch 11 gelöst.

Gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung umfasst ein Impedanzanalysator ein Referenzsignal, einen ersten Wandler, eine erste Kopplungseinrichtung, einen zweiten Wandler, eine zweite Kopplungseinrichtung, eine Modifikationsschaltung, einen Referenzsignaldetektor und einen Reflektiertes-Signal-Detektor. Die erste Kopplungseinrichtung koppelt das Referenzsignal zu dem ersten Wandler. Der erste Wandler erzeugt ein Referenzzwischenfrequenzsignal. Die zweite Kopplungseinrichtung koppelt ein reflektiertes Signal mit dem zweiten Wandler. Der zweite Wandler erzeugt ein reflektiertes Zwischenfrequenzsignal. Ein Reflexionskoeffizient für ein Testobjekt wird durch Verwendung eines reflektierten Werts, der durch den Reflektiertes-Signal-Detektor erfasst wird, und eines Referenzwerts, der durch den Referenzsignaldetektor erfasst wird, bestimmt. In einem ersten Betriebsmodus des Impedanzanalysators wird das reflektierte Zwischenfrequenzsignal direkt an den Reflektiertes-Signal-Detektor weitergeleitet. In einem zweiten Betriebsmodus des Impedanzanalysators ist die Modifikationsschaltung auf dem Referenzzwischenfrequenzsignal wirksam, um ein Einstellsignal zu erzeugen, das mit dem reflektierten Zwischenfrequenzsignal kombiniert wird, bevor ein sich daraus ergebendes Signal an den Reflektiertes-Signal-Detektor weitergeleitet wird.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Impedanzanalysators gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
2 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Impedanzanalysators gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
1 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm, das einen Impedanzanalysator 38 zeigt. Eine mit einer Systemerde 10 gekoppelte Signalquelle 11 erzeugt ein Referenzsignal durch einen Widerstand 22. Eine Signalkopplungseinrichtung 12 koppelt das Referenzsignal mit einer Signalleitung zwischen einem Mischer 14 und einem Widerstand 23, die mit der Systemerde 10 verbunden ist. Der Mischer 14 mischt das gekoppelte Referenzsignal mit einem Lokaloszillatorsignal von einem Lokaloszillator (LO) 16, um das Referenzsignal in ein Zwischenfrequenzsignal umzuwandeln, das durch Verwendung eines Analog-zu-Digital-Wandlers (A/D-Wandlers) erfasst werden kann. Ein Widerstand 25 und ein Widerstand 26 dienen dazu, das Signal niedrigerer Frequenz an den A/D-Wandler 18 sowie an ein Dämpfungsglied 27 zu liefern. Das Dämpfungsglied 27 liefert ein gedämpftes Signal an einen Phasenschieber 20.
Das Referenzsignal wird durch eine Übertragungsleitung 32 an ein DUT 33 gesendet. Ein reflektiertes Signal kehrt von dem DUT 33 zurück. Eine Signalkopplungseinrichtung 13 koppelt das reflektierte Signal mit einer Signalleitung zwischen einem Mischer 15 und einem Widerstand 24, die mit der Systemerde 10 verbunden ist. Der Mischer 15 mischt das gekoppelte Referenzsignal mit einem Lokaloszillatorsignal von einem Lokaloszillator 17, um das reflektierte Signal in ein Zwischenfrequenzsignal umzuwandeln, das zur Analyse durch einen A/D-Wandler 19 erfasst werden kann.
Der Lokaloszillator 16 und der Lokaloszillator 17 sind von derselben Quelle abgeleitet. Ebenso ist die Länge des Wegs, der den Lokaloszillator 16 mit dem Mischer 14 verbindet, gleich der Länge des Wegs, der den Lokaloszillator 17 mit dem Mischer 15 verbindet. Dies stellt sicher, dass das Referenzsignal und das reflektierte Signal die gleiche Phase und korreliertes Phasenrauschen aufweisen. Dies erlaubt eine Gleichtaktaufhebung kohärenten Rauschens, wenn ein eingestelltes Signal durch einen Differenzverstärker mit variabler Verstärkung 21 von dem reflektierten Signal abgezogen wird.
Wenn ein Schalter 29 und ein Schalter 31 das Signal niedrigerer Frequenz von dem Mischer 15 direkt mit dem A/D-Wandler 19 verbinden, ist das System in einem VNA-Modus und funktioniert als ein herkömmlicher Ein-Tor-VNA oder ein Reflektometer. Der Reflexionskoeffizient (s₁₁) für das DUT 33 kann durch Teilen des durch den A/D-Wandler 19 erfassten Werts durch den durch den A/D-Wandler 18 erfassten Wert berechnet werden. Sobald der Reflexionskoeffizient (s₁₁) und die charakteristische Impedanz (Z₀) des Impedanzanalysators 38 bekannt sind, kann die DUT-Impedanz (Z_x) berechnet werden.
Der Reflexionskoeffizient (s₁₁) für das DUT 33 kann bezüglich der DUT-Impedanz (Z_x) und der charakteristischen Impedanz (Z₀) des Impedanzanalysators 38 beschrieben werden. Dies wird z. B. durch die nachfolgende Gleichung 1 gezeigt: Gleichung 1
Die charakteristische Impedanz (Z₀) des Impedanzanalysators 38 ist zum Beispiel 50 Ohm (Ω) und kann in die Gleichung 1 eingesetzt werden, um die nachfolgende Gleichung 2 zu erhalten: Gleichung 2
Wenn die DUT-Impedanz (Z_x) nahe 50 Ohm liegt, reagiert der Wert des Reflexionskoeffizienten für das DUT 33 sehr sensibel auf Veränderungen in der DUT-Impedanz (Z_x). Dies führt zu einem niedrigen Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) bei Verwendung des Werts des Reflexionskoeffizienten zum Bestimmen der DUT-Impedanz. Somit ist es möglich, einen Wert für die DUT-Impedanz bis zu einer hohen Auflösung zu bestimmen.
Wenn die DUT-Impedanz (Z_x) weit weniger als 50 Ohm beträgt, reagiert der Wert des Reflexionskoeffizienten für das DUT 33 nicht sehr sensibel auf Veränderungen in der DUT-Impedanz (Z_x). Wenn z. B. der A/D-Wandler 18 und der A/D-Wandler 19 jeweils 14-Bit-Digitalwerte erzeugen, ist es sehr schwierig, kleine Impedanzveränderungen zu erfassen, wenn die DUT-Impedanz (Z_x) weniger als 5 Ohm beträgt.
Bei manchen A/D-Wandlern wird ein Dither-Signal an dem Eingang des A/D-Wandlers verwendet, um die Auflösung des A/D-Wandlers zu erhöhen. Dieses Dither-Signal kann ein Pseudozufallssignal sein, das aus dem Frequenzband der Zwischenfrequenz und in die Abtastbandbreite des A/D- Wandlers moduliert wurde. Das Dither-Signal wird zu der Eingabe des A/D-Wandlers hinzugefügt. Dieses Signal wird später über ein Digitalfilter in dem Hostdigitalsignalprozessor unterdrückt, und der echte Wert des Eingangssignals ist der digitale Mittelwert des Eingangs- und Dither-Signals in einem Filtermodus. Theoretisch kann durch Anwenden dieser Technik, durch die Verwendung einer unendlichen Mittelwertbildungszeit und das Verzichten auf ein oder mehrere niederwertigste Auflösungsbits in dem A/D-Wandler, eine unendliche Auflösung erzielt werden. Dieses Vorgehen eignet sich jedoch nicht für Echtzeit- und Hochgeschwindigkeitsimpedanzmessungen.
Ähnlich gilt dass, wenn die DUT-Impedanz (Z_x) wesentlich größer als 50 Ohm ist, der Wert des Reflexionskoeffizienten für das DUT 33 nicht sehr sensibel auf Veränderungen in der DUT-Impedanz reagiert. Wenn z. B. der A/D-Wandler 18 und der A/D-Wandler 19 jeweils 14-Bit-Digitalwerte erzeugen, ist es sehr schwierig, Impedanzveränderungen zu erfassen, wenn die DUT-Impedanz (Z_x) größer als 400 Ohm ist.
Um den Reflexionskoeffizienten (s₁₁) für das DUT 33 zu berechnen, wenn die DUT-Impedanz (Z_x) nicht nahe 50 Ohm liegt, erzeugen das Dämpfungsglied 27 und der Phasenschieber 20 das eingestellte Signal, das der Differenzverstärker mit variabler Verstärkung 21 von dem reflektierten Signal abzieht. Das Dämpfungsglied 27, der Phasenschieber 20 und der Differenzverstärker mit variabler Verstärkung 21 dienen als eine Modifikationsschaltung, um eine „Zoom"-Modifikationskomponente und eine „Boom"- bzw. „Dröhn"-Modifikationskomponente für das durch den A/D-Wandler 19 gemessene modifizierte Signal bereitzustellen.
Die Zoomfunktion wird synthetisch durch Verwendung der modifizierten Phase und Größe des Referenzsignals und Abziehen des eingestellten Signals von dem reflektierten Signal durch den Differenzverstärker 21 geschaffen. Die Boomkomponente des modifizierten Signals führt zu einer Erhöhung der Zwischenfrequenz (IF = intermediate frequency)-Verstärkung des modifizierten Signals, um die Auflösung des durch den A/D-Wandler 19 erfassten modifizierten Signals zu verstärken.
Im Zoom- und Boommodus verbindet ein Schalter 28 den Ausgang eines Phasenschiebers 28 mit einem Eingang des Differenzverstärkers mit variabler Verstärkung 21. Ein Schalter 29 verbindet den Ausgang des Mischers 15 mit dem anderen Eingang des Differenzverstärkers 21. Schalter 30 und 31 verbinden den Ausgang des Differenzverstärkers mit variabler Verstärkung 21 mit dem A/D-Wandler 19. Eine Phasenverschiebung durch den Phasenschieber 20 und eine Verstärkung durch den Differenzverstärker mit variabler Verstärkung 21 werden eingestellt, um die erwünschen Zoom- und Boomeffekte zu erzielen.
Im VNA-Modus weist der Impedanzverstärker 38 z. B. nicht die nötige Messauflösung auf, um die Veränderung des Reflexionskoeffizienten zu messen, wenn die DUT-Impedanz von 100 Kiloohm auf 101 Kiloohm geändert wird. Im Zoom- und Boommodus ist es möglich, die Zoomreferenzimpedanz und die Zwischenfrequenzverstärkung (Boom) zu modifizieren, um ausreichende Auflösung zu ermöglichen. Wenn z. B. die Zoomreferenzimpedanz auf 100 Kiloohm geändert wird und die Zwischenfrequenz (IF)-Verstärkung auf 30 dB geändert wird, weist der Impedanzverstärker 38 die nötige Messauflösung auf, um die Veränderung des Reflexionskoeffizienten zu messen, wenn die DUT-Impedanz von 100 Kiloohm auf 101 Kiloohm geändert wird.
Ähnlich gilt, dass der Impedanzverstärker 38 im VNA-Modus nicht die nötige Messauflösung aufweist, um den Reflexionskoeffizienten eines am Ende offenen Koaxialkabels, das als eine parallele RC-Schaltung ausgeführt ist und einen Äquivalentparallelwiderstand von 100 Kiloohm und eine Kapazität von 0,5 Femto Farad (ff) aufweist, zu messen. Im Zoom- und Boommodus ist es möglich, die Zoomreferenzimpedanz und die Zwischenfrequenzverstärkung (Boom) zu modifizieren, um Auflösung zu ermöglichen. Wenn z. B. die Zoomreferenzimpedanz auf 100 Kiloohm geändert wird und die IF-Verstärkung bei 20 dB eingestellt wird, weist der Impedanzanalysator 38 die nötige Messauflösung auf, um die Veränderung des Reflexionskoeffizienten zu messen, wenn der Widerstand bei 100 Kiloohm bleibt und die Kapazität von 0,5 ff auf 0,55 ff geändert wird.
Die unterschiedlichen Signalwege, die durch die Schalter 28, 29, 30 und 31 erzeugt werden können, ermöglichen eine Kalibrierung des Dämpfungsglieds 27 und des Phasenschiebers 20. Die Kalibrierung ist durch die Auflösung des A/D-Wandlers 18 und des A/D-Wandlers 19 beschränkt.
Es kann z. B. eine Zweischichtkalibrierung des Impedanzanalysators 38 durchgeführt werden. Bei der Erste-Schicht-Kalibrierung wird eine VNA-Ein-Tor-Kalibrierung an dem Impedanzanalysator 38 durchgeführt, als ob der Impedanzanalysator 38 ein VNA wäre. Dies wird z. B. erzielt, indem Messungen unter Verwendung von Leerlauf-, Kurzschluss- und Lastverbindungen mit dem Impedanzanalysator 38 vorgenommen werden. Alternativ können elektronische Kalibrierungstechniken oder eine beliebige andere in Fachkreisen bekannte Technik, wie z. B. Kurzschluss, Versatz-Kurzschluss oder Last, verwendet werden. Messungen für die Kalibrierung werden z. B. unter Verwendung des A/D-Wandlers 18 und des A/D-Wandlers 19 vorgenommen.
Ein Lokaloszillator 57 und ein Lokaloszillator 58 sind von derselben Quelle abgeleitet. Ein Lokaloszillator 56 und ein Lokaloszillator 59 sind von derselben Quelle abgeleitet. Ebenso ist die Länge des Wegs, der den Lokaloszillator 56 mit dem Mischer 46 verbindet, gleich der Länge des Wegs, der den Lokaloszillator 59 mit dem Mischer 49 verbindet. Ebenso ist die Länge des Wegs, der den Lokaloszillator 57 mit dem Mischer 47 verbindet, gleich der Länge des Wegs, der den Lokaloszillator 58 mit dem Mischer 48 verbindet. Dies stellt ein korreliertes Phasenrauschen sicher und erlaubt eine Gleichtaktaufhebung kohärenten Rauschens durch einen Digitalsignalprozessor (DSP) 66. Der Mischer 46 und der Mischer 47 werden verwendet, um die endgültige IF-Frequenz weit genug herabzusetzen, damit die Phasenverschiebungsfunktion über ein Verzögern des Datenstroms für einen A/D-Wandler 61 erzielt werden kann. Alternativ können der Mischer 46 und der Mischer 47 weggelassen werden, und die Phasenverschiebungsfunktion kann durch den Digitalsignalprozessor 66 erzielt werden.
In der Zweite-Schicht-Kalibrierung werden die Messungen ebenfalls an dem A/D-Wandler 18 und dem A/D-Wandler 19 vorgenommen. Zum Beispiel ist der Ausgang des Differenzverstärkers 21 mit dem A/D-Wandler 19 verbunden. Das Dämpfungsglied 27 und der Phasenschieber 20 werden auf Werte eingestellt, sodass die Ausgabe des Differenzverstärkers 20 auf einen Nullwert oder sehr nahe an einen Nullwert gezwungen wird. Der durch den A/D-Wandler 19 gemessene Wert sowie die Einstellungen für das Dämpfungsglied 27 und den Phasenschieber 20 werden gespeichert. Der Differenzverstärker 21 wird für einen Gleichstromversatz und Ausgleich (DC-Versatz und Ausgleich; DC = direct current) kalibriert.
2 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm, das einen Impedanzanalysator 78 zeigt. Eine mit einer Systemerde 40 verbundene Signalquelle 41 erzeugt ein Referenzsignal durch einen Widerstand 51. Eine Signalkopplungseinrichtung 42 koppelt das Referenzsignal mit einer Signalleitung zwischen einem Mischer 47 und einem Widerstand 52, die mit der Systemerde 40 verbunden ist. Der Mischer 47 mischt das gekoppelte Referenzsignal mit einem Lokaloszillatorsignal von einem Lokaloszillator 57, um das Referenzsignal in ein Zwischenfrequenzsignal umzuwandeln. Ein Mischer 46 mischt das Zwischenfrequenzsignal mit einem Lokaloszillatorsignal von einem Lokaloszillator 56, um das Zwischenfrequenzsignal in ein Zwischenfrequenzsignal niedrigerer Frequenz umzuwandeln, das unter Verwendung eines Analog-Digital (A/D)- Wandlers 61 erfasst werden kann. Ein Schalter 73 und ein Schalter 76 können eingestellt werden, um das Zwischenfrequenzsignal niedrigerer Frequenz mit dem A/D-Wandler 61 zu verbinden.
Das Referenzsignal wird durch eine elektronische Kalibrierungsschaltung (ECAL = electronic calibration circuit) 44 und eine Übertragungsleitung 50 an ein DUT 45 gesendet. Die ECAL 44 wird verwendet, um System- und Instrumentendrift zu korrigieren. Ein reflektiertes Signal kehrt von dem DUT 45 zurück. Eine Signalkopplungseinrichtung 43 koppelt das reflektierte Signal mit einer Signalleitung zwischen einem Mischer 48 und einem Widerstand 53, die mit der Systemerde 40 verbunden ist. Der Mischer 48 mischt das gekoppelte Referenzsignal mit einem Lokaloszillatorsignal von einem Lokaloszillator 58, um das reflektierte Signal in ein Zwischenfrequenzsignal umzuwandeln. Ein Mischer 49 mischt das Zwischenfrequenzsignal mit einem Lokaloszillatorsignal von einem Lokaloszillator 59, um das Zwischenfrequenzsignal in ein Zwischenfrequenzsignal niedrigerer Frequenz umzuwandeln, das unter Verwendung eines A/D-Wandlers 63 erfasst werden kann. Ein Schalter 74 und ein Schalter 75 können eingestellt werden, um das Zwischenfrequenzsignal niedrigerer Frequenz mit dem A/D-Wandler 63 zu verbinden.
Wenn der Schalter 76 und der Schalter 73 das Zwischensignal niedrigerer Frequenz von dem Mischer 46 direkt mit dem A/D-Wandler 61 und der Schalter 74 und der Schalter 75 das Zwischensignal niedrigerer Frequenz von dem Mischer 49 direkt mit dem A/D-Wandler 61 verbinden, ist das System in einem VNA-Modus und funktioniert als ein herkömmlicher Ein-Tor-VNA oder ein Reflektometer. Der Reflexionskoeffizient (s₁₁) für das DUT 45 kann durch Teilen des durch den A/D-Wandler 63 erfassten Werts durch den durch den A/D-Wandler 61 erfassten Wert berechnet werden. Sobald der Reflexionskoeffizient (s₁₁) und die charakteristische Impedanz (Z₀) des Impedanzanalysators 78 bekannt sind, kann die DUT- Impedanz (Z_x) berechnet werden, wie es im Vorhergehenden erörtert ist.
Der Reflexionskoeffizient (s₁₁) für das DUT 45 kann bezüglich der DUT-Impedanz (Z_x) und der charakteristischen Impedanz (Z₀) des Impedanzanalysators 78 beschrieben werden, wie es durch die obige Gleichung 1 veranschaulicht ist. Zum Beispiel ist die charakteristische Impedanz (Z₀) des Impedanzanalysators 78 50 Ohm (Ω) und kann in Gleichung 1 eingesetzt werden, um die obige Gleichung 2 zu erhalten.
Wenn die DUT-Impedanz (Z_x) nahe 50 Ohm liegt, reagiert der Wert des Reflexionskoeffizienten für das DUT 45 sehr sensibel auf Veränderungen in der DUT-Impedanz (Z_x). Dies führt bei Verwendung des Werts des Reflexionskoeffizienten zum Bestimmen der DUT-Impedanz zu einem niedrigen Signal/Rausch-Verhältnis (SNR). Somit ist es möglich, einen Wert für die DUT-Impedanz bis zu einer hohen Auflösung zu bestimmen.
Wenn die DUT-Impedanz (Z_x) weit weniger als 50 Ohm beträgt, reagiert der Wert des Reflexionskoeffizienten für das DUT 45 nicht sehr sensibel auf Veränderungen in der DUT-Impedanz (Z_x). Ähnlich gilt dass, wenn die DUT-Impedanz (Z_x) weit größer als 50 Ohm ist, der Wert des Reflexionskoeffizienten für das DUT 45 nicht sehr sensibel auf Veränderungen in der DUT-Impedanz reagiert.
Um den Reflexionskoeffizienten (s₁₁) für das DUT 45 zu berechnen, wenn die DUT-Impedanz (Z_x) nicht nahe 50 Ohm liegt, wird eine zusätzliche Modifikationsschaltungsanordnung hinzugefügt, um ein eingestelltes Referenzsignal zu erzeugen, das ein Differenzverstärker 70 von dem reflektierten Signal abzieht, um ein modifiziertes Signal zu erzeugen. Das modifizierte Signal weist eine „Zoom"-Komponente und eine „Boom"-Komponente auf.
Die Zoomkomponente des modifizierten Signals hat zur Folge, dass der echte Teil der Äquivalent (Zoom)-Impedanz des Impedanzverstärkers an die DUT-Impedanz angepasst wird oder sich mindestens sehr nahe an derselben befindet. Zum Beispiel hat ein Komplexreflexionskoeffizient (S11) einen Betrag (s11) und eine Phase (s11). Das Referenzsignal kann unter Verwendung eines Differenzverstärkers modifiziert und von dem reflektierten Signal abgezogen werden, derart, dass die Ausgabe des Differenzverstärkers null ist, wenn das reflektierte Signal bezüglich des Referenzsignals denselben Betrag und dieselbe Phase an dem DUT aufweist.
Die Boomkomponente des modifizierten Signals führt zu einer Erhöhung der Zwischenfrequenz (IF)-Verstärkung des Signals, um die Auflösung des durch den A/D-Wandler 63 erfassten modifizierten Signals zu verstärken.
Bei dem in 2 gezeigten Ausführungsbeispiel kann eine Digitalsignalverarbeitung verwendet werden, um sowohl das durch den A/D-Wandler 61 erfasste Referenzsignal als auch das durch den A/D-Wandler 63 erfasste Reflexionssignal einzustellen.
Im Boom- und Zoommodus leitet der Schalter 76 das Zwischenfrequenzsignal niedrigerer Frequenz von dem Mischer 46 zu einem Leistungsteiler 71. Ein A/D-Wandler 62 wandelt das geteilte Signal in ein Digitalsignal um, das durch den Digitalsignalprozessor (DSP) 66 und einen DSP 67 erfasst wird. Der Digitalsignalprozessor 66 verarbeitet das reflektierte Signal und leitet das verarbeitete Signal an einen Digital-Analog (D/A)-Wandler 64 weiter. Ein Differenzverstärker 68 vergleicht die Ausgabe von dem D/A-Wandler 64 mit dem Signal von dem Leistungsteiler 71, um ein Signal zu erzeugen, das an den A/D-Wandler 61 weitergeleitet wird.
Da der Ausgangssignalpegel von dem D/A-Wandler 64 bis zu einer hohen Genauigkeit bekannt ist und der Ausgangssignalpegel von dem D/A-Wandler 64 für den Differenzverstärker 68, der verwendet wird, um das Analogreferenzsignal über den Differenzverstärker 68 von dem Leistungsteiler 71 abzuziehen, als Referenz dient, wird die Verstärkung des Differenzverstärkers 68 sehr hoch (d. h. 30 dB) eingestellt, um die A/D-Auflösung zu überwinden. Anfänglich, während der Kalibrierungszeit, ist die Ausgabe des Differenzverstärkers 68 auf Null oder nahe Null eingestellt. Wenn die Ausgangsleistung der Quelle 41 driftet und ihr Driftwert zwischen die Auflösung des A/D-Wandlers 61 fällt, kann, mit einem sehr hohen Grad an Genauigkeit, die Drift der Quelle 41 bestimmt werden. Zum Beispiel kann die Drift durch Dithern des A/D-Wandlers 68 und Verwendung einer langen Mittelwertbildungszeit genau bestimmt werden. Dies erlaubt eine Erfassung des Mittelwerts der Drift gegenüber der momentanen Drift.
Der DSP 67 verarbeitet das Referenzsignal und leitet das verarbeitete Signal an einen Digital/Analog (D/A)-Wandler 65 weiter. Der DSP 67 leistet die durch den in 1 gezeigten Phasenschieber 20 durchgeführte Phasenverschiebung. Der durch den DSP 67 verursachte Phasenfehler wird durch Verwendung einer Zwischenfrequenz niedriger Frequenz und eines Hochgeschwindigkeits-A/D-Wandlers minimiert. Zum Beispiel erzeugt der Mischer 46 ein Signal mit einer Frequenz im Bereich von 10 Kilohertz. Um einen gedämpften Verlust wiederherzustellen, wird ein Differenzverstärker 70 verwendet, um das verarbeitete Signal zu dämpfen. Das verarbeitete Signal wird z. B. an einen Leistungsteiler 72 weitergeleitet. Beide Ausgänge des Leistungsteilers sind mit Eingängen des Differenzverstärkers 70 verbunden. Es wird ein kleines Hochauflösungsdämpfungsglied 54 verwendet, um den Betrag der Dämpfung zu steuern.
Um das Hochauflösungsdämpfungsglied 54 zu kalibrieren, wird ein erster Ausgang des Leistungsteilers 72 durch einen Schalter 69 mit einem ersten Ausgang des Differenzverstärkers 70 verbunden. Ferner wird ein zweiter Ausgang des Leistungsteilers 72 durch das Hochauflösungsdämpfungsglied 54 gedämpft und mit einem zweiten Eingang des Differenzverstärkers 70 verbunden. Der Differenzverstärker 70 ist auf die höchste Verstärkung eingestellt und der Gleichtakt ist kalibriert und genullt, wie es einem Fachmann bewusst ist. Die Einstellung für das Hochauflösungsdämpfungsglied 54 wird anschließend über den Differenzverstärker 70 und den A/D-Wandler 63 kalibriert.
Der Schalter 74 und der Schalter 69 verbinden den Ausgang des Mischers 49 mit dem anderen Eingang des Differenzverstärkers 70. Der Schalter 75 verbindet den Ausgang des Differenzverstärkers 70 mit dem A/D-Wandler 63. Der DSP 66 und der DSP 67 stellen die Signale ein, um die erwünschten Zoom- und Boomeffekte zu leisten.
Die unterschiedlichen Signalwege, die durch die Schalter 69, 73, 74, 75 und 76 erzeugt werden können, ermöglichen volle Kalibrierung des Impedanzanalysators 78. Zum Beispiel kann eine Zwei-Schicht-Kalibrierung des Impedanzanalysators 78 durchgeführt werden. In der Erste-Schicht-Kalibrierung wird eine VNA-Ein-Tor-Kalibrierung an dem Impedanzanalysator 78 durchgeführt, als ob der Impedanzanalysator 78 ein VNA wäre. Dies wird z. B. durch Messungen unter Verwendung von Leerlauf-, Kurzschluss- und Lastverbindungen mit dem Impedanzanalysator 78 erzielt. Alternativ können elektronische Kalibrierungstechniken verwendet werden oder eine beliebige andere in Fachkreisen bekannte Technik, wie z. B. die Verwendung von Kurzschluss, Versatzkurzschluss und Last. Messungen für die Kalibrierung werden z. B. durch Verwendung des A/D-Wandlers 61 und des A/D-Wandlers 63 vorgenommen. Bei der Zweite-Schicht-Kalibrierung werden Messungen in unterschiedlichen Schaltkombinationen ebenfalls an dem A/D-Wandler 61 und dem A/D-Wandler 63 vorgenommen.
Die vorhergehende Erörterung offenbart und beschreibt lediglich exemplarische Verfahren und Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung. Die Fachleute seien darauf hingewiesen, dass die Erfindung in anderen spezifischen Formen ausgeführt werden kann, ohne die Wesensart oder wesentliche Charakteristika derselben zu verlassen. Entsprechend ist es beabsichtigt, dass die Offenbarung der vorliegenden Erfindung den Schutzbereich der Erfindung, der in den folgenden Ansprüchen dargelegt ist, veranschaulicht, denselben aber nicht beschränkt.

Claims

Impedanzanalysator (38, 78), der folgende Merkmale aufweist: ein Referenzsignal (11, 61); einen ersten Wandler (14, 46, 47); eine erste Kopplungseinrichtung (12, 42), die das Referenzsignal (11, 61) mit dem ersten Wandler (14, 46, 47) koppelt, wobei der erste Wandler (14, 46, 47) ein Referenzzwischenfrequenzsignal erzeugt; einen zweiten Wandler (15, 48, 49); eine zweite Kopplungseinrichtung (13, 43), die ein reflektiertes Signal mit dem zweiten Wandler (15, 48, 49) koppelt, wobei der zweite Wandler (15, 48, 49) ein reflektiertes Zwischenfrequenzsignal erzeugt; eine Modifikationsschaltung (27, 20, 21, 70–72, 64–68, 54); einen Referenzsignaldetektor (18, 61); und einen Reflektiertes-Signal-Detektor (19, 63); wobei ein Reflexionskoeffizient für ein Testobjekt (33, 45) durch Verwendung eines durch den Reflektiertes-Signal-Detektor (19, 63) erfassten reflektierten Werts und eines durch den Referenzsignaldetektor (18, 61) erfassten Referenzwerts bestimmt wird; wobei in einem ersten Betriebsmodus des Impedanzanalysators (38, 78) das reflektierte Zwischenfrequenzsignal direkt an den Reflektiertes-Signal-Detektor (19, 63) weitergeleitet wird; und wobei in einem zweiten Betriebsmodus des Impedanzanalysators (38, 78) die Modifikationsschaltung (27, 20, 21, 70–72, 64–68, 54) auf dem Referenzzwischenfrequenzsignal wirksam ist, um ein Einstellsignal zu erzeugen, das mit dem reflektierten Zwischenfrequenzsignal kombiniert wird, bevor ein sich daraus ergebendes Signal an den Reflektiertes-Signal-Detektor (19, 63) weitergeleitet wird.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß Anspruch 1, bei dem der erste Wandler (14, 46, 47) ein erster Mischer und der zweite Wandler (15, 48, 49) ein zweiter Mischer ist.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem der erste Wandler (14, 46, 47) zwei in Serie geschaltete Mischer aufweist.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem ein Differenzverstärker verwendet wird, um das reflektierte Zwischenfrequenzsignal abzuändern, bevor das reflektierte Zwischenfrequenzsignal an den Reflektiertes-Signal-Detektor (19, 63) weitergeleitet wird.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Impedanzanalysator (38, 78) Schalter (28–31, 69, 73–76) umfasst, die zusätzliche Signalwege, die für eine Kalibrierung des Impedanzanalysators (38, 78) verwendet werden, vorsehen.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei der Impedanzanalysator (38, 78) eine elektronische Kalibrierungsschaltungsanordnung (44) aufweist.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die Modifikationsschaltung (27, 20, 21, 70–72, 64–68, 54) ein Signaldämpfungsglied und einen Signalphasenschieber (20, 67) aufweist.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß Anspruch 7, bei dem das Signaldämpfungsglied (27) und der Signalphasenschieber (20) unter Verwendung analoger Schaltungsanordnung implementiert sind.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß Anspruch 7 oder 8, bei dem der Signalphasenschieber (67) unter Verwendung eines Digitalsignalprozessors (67) implementiert ist.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß einem der Ansprüche 7 bis 9, bei dem der Reflexionskoeffizient durch Teilen des reflektierten Werts durch den Referenzwert bestimmt wird.
Verfahren zum Analysieren einer Impedanz in einem Testobjekt (33, 45), das folgende Schritte aufweist: Bereitstellen eines ersten Modus, wodurch ein Impedanzanalysator (38, 78) eine Impedanz des Testobjekts (33, 45) analysiert, mit folgenden Schritten: Umwandeln eines Referenzsignals (11, 61), um ein Zwischenreferenzsignal zu erzeugen, Erfassen des Zwischenreferenzsignals, um einen Referenzwert zu erzeugen, Umwandeln des reflektierten Signals von dem Testobjekt (33, 45), um ein Zwischen-Reflektiertes-Signal zu erzeugen, Erfassen des Zwischen-Reflektiertes-Signals, um einen reflektierten Wert zu erzeugen, und Erzeugen eines Reflexionskoeffizienten für das DUT (33, 45) unter Verwendung des reflektierten Werts und des Referenzwerts; und Bereitstellen eines zweiten Modus, wodurch der Impedanzanalysator (38, 78) eine Impedanz des Testobjekts (33, 45) analysiert, mit folgenden Schritten: Umwandeln des Referenzsignals (11, 61), um das Zwischenreferenzsignal zu erzeugen, Erfassen des Zwischenreferenzsignals, um den Referenzwert zu erzeugen, Umwandeln des reflektierten Signals von dem Testobjekt (33, 45), um ein Zwischen-Reflektiertes-Signal zu erzeugen, Einstellen des Zwischenreferenzsignals, um einen Einstellwert zu erzeugen, Modifizieren des Zwischen-Reflektiertes-Signals unter Verwendung des Einstellwerts, um ein modifiziertes reflektiertes Signal zu erzeugen, und Erfassen des modifizierten reflektierten Signals, um den reflektierten Wert zu erzeugen, Erzeugen eines Reflexionskoeffizienten für das DUT (33, 45) unter Verwendung des reflektierten Werts und des Referenzwerts.
Verfahren gemäß Anspruch 11, bei dem das Einstellen des Zwischenreferenzsignals (11, 61), um einen Einstellwert zu erzeugen, mindestens eines der Folgenden umfasst: Phasenverschieben des Zwischenreferenzsignals (11, 61); Dämpfen des Referenzsignals (11, 61).
Verfahren gemäß Anspruch 11 oder 12, bei dem das Referenzsignal (11, 61) und das reflektierte Signal unter Verwendung von Mischern umgewandelt werden.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 11 bis 13, bei dem ein Modifizieren des Zwischen-Reflektiertes-Signals unter Verwendung des Einstellwerts, um ein modifiziertes reflektiertes Signal zu erzeugen, durch Verwendung eines Differenzverstärkers durchgeführt wird.
Impedanzanalysator (38, 78), der folgende Merkmale aufweist: eine Einrichtung zum Umwandeln eines Referenzsignals (11, 61), um ein Referenzzwischenfrequenzsignal zu erzeugen; eine Einrichtung zum Umwandeln eines reflektierten Signals von einem DUT (33, 45), um ein reflektiertes Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen; eine Einrichtung zum Erfassen des Referenzzwischensignals, um einen Referenzwert zu erzeugen; eine Einrichtung zum Durchführen einer Phasenverschiebung des Referenzzwischenfrequenzsignals, um ein eingestelltes Signal zu erzeugen; eine Einrichtung zum Kombinieren des eingestellten Signals und des reflektierten Zwischenfrequenzsignals, um ein modifiziertes Signal zu erzeugen; eine Einrichtung zum Auswählen des modifizierten Signals oder des reflektierten Zwischenfrequenzsignals, um erfasst zu werden, um einen reflektierten Wert zu erzeugen; und eine Einrichtung zum Bestimmen eines Reflexionskoeffizienten für dass DUT (33, 45) unter Verwendung des Referenzwerts und des reflektierten Werts.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß Anspruch 15, bei dem die Einrichtung zum Durchführen einer Phasenverschiebung unter Verwendung analoger Schaltungsanordnung implementiert ist.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß Anspruch 15 oder 16, bei dem die Einrichtung zum Durchführen einer Phasenverschiebung unter Verwendung eines Digitalsignalprozessors (67) implementiert ist.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß einem der Ansprüche 7 bis 10 oder 15 bis 17, bei dem der Reflexionskoeffizient durch Teilen des reflektierten Werts durch den Referenzwert bestimmt wird.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10 oder 15 bis 18, bei dem die Einrichtung zum Umwandeln des Referenzsignals und die Einrichtung zum Umwandeln des reflektierten Signals unter Verwendung von Mischern implementiert sind.
Impedanzanalysator (38, 78) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10 oder 15 bis 19, wobei der Impedanzanalysator (38, 78) Schalter (28–31, 69, 73–76) umfasst, die zusätzliche Signalwege, die für die Kalibrierung des Impedanzanalysators (38, 78) verwendet werden, vorsehen.