DE102006048697A1

DE102006048697A1 - Erzeugung eines Signals mit vorgegebener Phase auf einem programmierbaren Baustein und darauf basierende Entfernungsmessung

Info

Publication number: DE102006048697A1
Application number: DE102006048697A
Authority: DE
Inventors: Gottfried Hug; Reinhard Heizmann
Original assignee: Sick AG
Current assignee: Sick AG
Priority date: 2006-10-06
Filing date: 2006-10-14
Publication date: 2008-04-10

Abstract

Es wird eine Vorrichtung zur Erzeugung eines periodischen elektrischen Signals (8) mit vorgegebener Phasenverschiebung (11) gegenüber einem Referenzzeitpunkt (14) angegeben, wobei die Vorrichtung Folgendes aufweist: - eine Direkte-Digitale-Synthese-Einrichtung (2), welche eine Tabelle (3) mit jeweils eine Phase repräsentierenden Tabellenwerten für das Signal (8) aufweist und welche daraus mittels eines Signalgenerators (4) das Signal mit einer Abtastrate je Amplitudenwert digital ausgeben kann, - einen nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler (6) und einen dem Digital-Analog-Wandler (6) nachgeschalteten Filter (7) zur Glättung des Signals (8). Dabei sind die Tabellenwerte so gewählt, dass die jeweils vorgegebene Phasenverschiebung (11) zumindest für einen Teil der Tabellenwerte kleiner als die und/oder kein ganzzahliges Vielfaches der durch die Abtastrate vorgegebenen kleinsten Zeiteinheit ist und dass somit die Phasenverschiebung (11) des Signals (8) durch Wahl des entsprechenden Tabellenwerts unabhängig von der Abtastrate vorgegeben werden kann, und alle Elemente, außer den passiven Bauteilen des Digital-Analog-Wandlers (6) und des Filters (7), sind in einem programmierbaren Baustein (1) enthalten, insbesondere einem Field Programmable Gate Array oder einem Programmable Logic Device. Es wird außerdem ein Entfernungsmesser mit dieser Vorrichtung sowie ein entsprechendes Verfahren angegeben.

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Erzeugung eines periodischen elektrischen Signals mit vorgegebener Phasenverschiebung gegenüber einem Referenzzeitpunkt nach den Oberbegriffen von Anspruch 1 bzw. 14 sowie eine darauf basierende Entfernungsmessung.
Die Entfernung eines Objekts kann optisch nach dem Prinzip des Laufzeitverfahrens bestimmt werden. Dazu kann einem Lichtstrahl ein Sendemuster aufgeprägt werden, das bei Empfang des von dem Objekt reflektierten Lichts mit einem intern erzeugten Referenzmuster verglichen wird. Daraus lässt sich der Lichtweg und damit auch der Abstand errechnen. In der Praxis werden im Wesentlichen zwei Verfahren angewandt. Bei dem einen Verfahren ist das Sendemuster ein einfacher Lichtpuls, dessen Laufzeit gemessen wird. Bei dem anderen Verfahren ist das Sendemuster eine Sinusmodulation, wobei die Phasenlage des Sinus gegenüber einem Referenzsinus modulo der Periode des Sinus der Laufzeit entspricht.
Die Entfernungsmessung kann beispielsweise in der Fahrzeugsicherheit, der Logistikautomatisierung oder der Sicherheitstechnik benötigt werden. Insbesondere kann ein Entfernungsmesser, der auf einem reflektierten Lichtstrahl basiert, auf eine Entfernungsänderung des Reflektors oder des reflektierenden oder remittierenden Ziels reagieren.
Bei dem hier betrachteten Messverfahren der Lichtlaufzeit gibt es zwei Signalpfade. Auf dem internen Referenzpfad gibt es keinen Lichtweg, die Laufzeit hängt also auch nicht von der Entfernung des Objekts ab. Auf dem externen Messpfad addiert sich zu einer internen Laufzeitkomponente die distanzabhängige externe Laufzeitkomponente des Lichtes.
Um die Lichtlaufzeit präzise bestimmen zu können, müssen die Phasenlagen von Sendemuster und Referenzmuster sehr genau aufeinander abgestimmt sein. Die Entfernungsgenauigkeit bzw. die Auflösung hängt also direkt von einer feinstufigen Einstellung der Verzögerungszeit des Sendemusters ab.
Im Stand der Technik wird als Messkern ein ASIC eingesetzt, der diskrete Verzögerungsschritte über eine geregelte Delay Locked Loop (DLL) erzeugt. Das zentrale Element einer solchen DLL ist eine Kette aus Verzögerungselementen, von denen die benötigte Anzahl für eine vorgegebene Verzögerung abgegriffen wird. Ein festverdrahteter ASIC ist aber vergleichsweise teuer, nur zeit- und kostenintensiv zu entwickeln und kann nur unter erneutem hohem Entwicklungsaufwand verändert werden.
Aus der Digitaltechnik ist die direkte digitale Synthese (DDS) bekannt. Damit lassen sich digitale Signale einer vorgegebenen Frequenz und Phasenlage erzeugen. Solche digitalen Bausteine sind, wenn sie die nötige Präzision aufweisen sollen, aber vergleichsweise teuer.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, mit einfachen, flexiblen und kostengünstigen Mitteln ein Signal mit einstellbarer Verzögerung bei hoher zeitlicher Präzision zu erzeugen.
Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung gemäß Anspruch 1 und ein Verfahren gemäß Anspruch 14 gelöst. Die Lösung hat den Vorteil, dass kein eigener teurer Baustein für direkte digitale Synthese (DDS) benutzt werden muss. Damit kann ein kostengünstiger, genauer und zuverlässiger Messkern hergestellt werden.
Für die Lösung war also zunächst die Idee entscheidend, DDS zu verwenden, obwohl sie eigentlich in die digitale Welt gehört und die Anforderungen an einen flexiblen, kostengünstigen Baustein gar nicht erfüllt. Eine programmierbare Logik, mittels derer die DDS erfindungsgemäß implementiert ist, bringt aber die erforderliche zeitliche Präzision nicht mit. Geht man von einer üblichen Frequenz von 100-400 MHz auf der programmierbaren Logik aus, so entspricht das gerade einer Zeitauflösung von 2,5-10ns, die den Anforderungen an die präzise Entfernungsmessung bei weitem nicht genügt. Das funktioniert erst mit dem kennzeichnenden Merkmal der Erfindung, bei der die Präzision der Phasenlage in der Amplitudeninformation störungsfrei codiert ist.
Vorteilhafterweise ist ein dem Filter nachgeschalteter Binarisierer dafür ausgebildet, das Signal in eine phasengleiche Rechteckschwingung umzuwandeln. Die Rechteckschwingung enthält die hauptsächlich interessante Phase in besonders leicht abzugreifender Form und kann ihrerseits als Taktgeber mit der gewünschten Phasenlage dienen.
Bevorzugt ist ein Sendemustergenerator des Bausteins vorgesehen, der ein zu der Rechteckschwingung phasengleiches Sendemustersignal erzeugen kann. Das Sendemustersignal hat die wohldefinierte Phase, kann aber darüber hinaus in jeder Periode spezifische Informationen enthalten, die eine Identifizierung dieser Periode ermöglicht und damit eine Phasenlage letztlich über eine Periode hinaus definierbar macht.
Vorteilhafterweise ist ein Referenzsignalgenerator des Bausteins vorgesehen, der von dem Referenzzeitpunkt ausgelöst ein Referenzsignal erzeugen kann. Das Referenzsignal dient der Bestimmung der Phasenlage. Noch bevorzugter ist es mit Blick auf das Sendemuster gewählt, um die Identifizierung der Periode zu vereinfachen.
Dabei ist bevorzugt eine Leerschleife aus dem Baustein geführt, über den der Referenzzeitpunkt das Referenzsignal auslöst. Dadurch kann die Signallaufzeit im Referenz- und im Messpfad einander angepasst werden. Vor allem ergibt sich eine gleiche Temperaturabhängigkeit, da beide Pfade über Aus- und Eingänge des Bausteins und über dieselbe Platine geführt sind, so dass die Temperaturstabilität des Messergebnisses verbessert wird.
Vorteilhafterweise weist der Signalgenerator einen Multiplexer auf, an dessen Selecteingängen fest ein auf einem aus der Tabelle ausgelesenen Wert basierendes Bitmuster anliegt und dessen Dateneingänge mit je einem um eine Phase verschobenen Takt des Logikbaussteins verbunden sind, um somit die Abtastrate gegenüber einem Arbeitstakt des Bausteins 1 zu erhöhen. Da die ausgelesenen Werte aus der Tabelle fest an den Dateneingängen anstehen, ist die Signalerzeugung unabhängig von der Auslesegeschwindigkeit des Speichers, in dem die Tabelle abgelegt ist.
Bevorzugt sind alle oder höhenwertige Ausgangsbits der Digitale-Synthese-Einrichtung linear codiert. Damit wirken sich Ausgangsfehler weniger aus als bei der binären Codierung.
Bevorzugt sind der Digital-Analog-Wandler, der Filter und der Baustein (bzw. dessen A/D-Wandler) differentiell, insbesondere zweikanalig und gegenphasig gekoppelt und ausgeführt. Das verbessert die Signalqualität und damit die Zuverlässigkeit, wobei sich durch die gegenphasige Ausführung ein äußerer Beitrag kompensiert.
Vorteilhafterweise sind unbenutzte Anschlüsse des Bausteins im Betrieb als Ausgang programmiert und mit externem Potential beschaltet. Noch bevorzugter sind sie als niederohmige LVCMOS-Ausgänge programmiert und beschaltet. Dadurch machen sie die Verbindung zur externen Spannungsversorgung wegen der erhöhten Parallelität niederohmig, so dass ein störendes Signalübersprechen besonders beim Ziehen von Strom aus der externen Stromversorgung deutlich reduziert sind. Dies reduziert Störterme und ermöglicht eine hohe Auflösung.
Bevorzugt weist der Digital-Analog-Wandler ein Widerstandsnetzwerk auf, das von den Strömen der verbundenen Ausgänge des Bausteins getrieben werden kann. Das ist eine extrem einfache und kostengünstige Implementierung eines Digital-Analog-Wandlers, der die Ausgänge des programmierbaren Bausteins für die direkte digitale Synthese vorteilhaft ausnutzt.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die Vorrichtung in einem optoelektronischen Entfernungsmesser vorgesehen, wobei der Entfernungsmesser mindestens eine modulierbare Lichtquelle aufweist, die für ein Aufprägen des Sendemustersignals auf das Sendelicht ausgebildet ist, sowie mindestens eine Empfangseinheit für reflektiertes Sendelicht, die für ein Rückumwandeln des Sendemustersignals aus dem reflektierten Sendelicht ausgebildet ist, wobei eine Vergleichseinheit für das Erkennen einer gleichen Phasenlage und/oder des Vorzeichens einer abweichenden Phasenlage zwischen dem empfangenen Sendemuster signal und dem Referenzsignal ausgebildet ist. Aus der Änderung und der Änderungsrichtung der Phasenlage lässt sich unmittelbar ablesen, ob und in welcher Richtung sich die Objektentfernung verändert. Selbst noch eine geringfügige Manipulation des reflektierenden Zielobjekts wird sofort erkannt.
Bevorzugt ist dabei eine Phasenabgleichseinheit dafür ausgebildet, verschiedene Tabellenwerte der Tabelle zu durchfahren, um diejenige Phasenverschiebung zu finden, bei der die Vergleichseinheit die beste Übereinstimmung der Phasenlage erkennt. Dies kann zur Entfernungsbestimmung – also absolut und nicht nur einer Veränderung der Entfernung – oder zum Einlernen eines durch den Entfernungsmesser zu überwachenden reflektierenden Zielobjektes dienen.
Noch bevorzugter weist die Tabelle einen Speicher auf, in dem eine Information abgelegt werden kann, bei welchem Tabellenwert die Übereinstimmung der Phasenlage am besten ist. Damit kann eine Objektentfernung, gerade eines zu überwachenden Objektes, gemerkt werden.
Das erfindungsgemäße Verfahren kann auf ähnliche Weise durch weitere Merkmale ausgestaltet werden und zeigt dabei ähnliche Vorteile. Derartige weitere Merkmale sind beispielhaft, aber nicht abschließend, in den sich anschließenden Unteransprüchen beschrieben.
Die Erfindung wird nachstehend auch hinsichtlich weiterer Vorteile und Merkmale unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung anhand von Ausführungsbeispielen erläutert. Die Figuren der Zeichnung zeigen in:
1 eine schematische Übersicht über eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Erzeugung eines phasenverschobenen Signals;
2 eine schematische Erläuterung des Ausleseverfahrens bei der digitalen Signalerzeugung;
3 eine schematische Darstellung eines vereinfachten Widerstandsnetzwerks, das als Digital-Analog-Wandler arbeitet;
4 eine schematische Darstellung eines optoelektronischen Entfernungsmessers; und
5 einen beispielhaften Referenz- und Sendemustersignalverlauf.
1 zeigt eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Erzeugung eines phasenverschobenen Signals. Auf einem gemeinsamen programmierbaren Baustein 1, vorzugsweise ein PLD (Programmable Logic Device) oder ein FPGA (Field Programmable Gate Array), befindet sich eine Direkte-Digitale-Synthese-Einrichtung (DDS) 2. Als DDS-Einrichtung 2 ist hier nur derjenige digitale Bestandteil für die direkte digitale Synthese bezeichnet, der auf dem Baustein 1 implementiert ist, d.h. der digitale Werte als Repräsentation des Signals zur Verfügung stellt, nicht schon das (analoge) Signal selbst.
Die DDS-Einrichtung 2 weist einen Speicher 3 auf, in dem eine Wertetabelle abgelegt ist. Der Speicher 3 ist vorzugsweise ein nichtflüchtiges PROM. In jeder Zeile der Wertetabelle des Speichers 3 steht ein Tabellenwert für eine Phase des zu erzeugenden Signalmusters, das vorzugsweise eine Sinusschwingung ist.
Auf den Speicher 3 greift ein Signalgenerator 4 der DDS-Einrichtung 2 zu. Dieser liest den Tabellenwert einer Zeile der Wertetabelle ein und generiert digitale Spannungswerte für ein periodisches Signalmuster mit einer dem Tabellenwert entsprechenden Phasenlage. Dabei wird die Auswahl der Zeile von einer nicht dargestellten Steuerung vorgegeben.
Das derart erzeugte periodische Signalmuster wird von dem Signalgenerator 4 als digitale Ausgabewerte für eine Stufenfunktion an Bitausgänge des Bausteins 1 gelegt. Die Breite dieser Stufenfunktion entspricht der Abtastrate, mit welcher der Signalgenerator 4 digitale Amplitudenwerte ausgeben kann. Diese Abtastrate ist zunächst durch die Arbeitsfrequenz des Bausteins 1 begrenzt. Liegt diese Arbeitsfrequenz bei 100 MHz, eine für PLD/FPGA übliche Größe, so können also derart nur 10ns als kleinste Zeiteinheit aufgelöst werden. Im Zusammenhang mit 2 wird erläutert, wie eine vierfach schnellere Zeitauflösung erreicht werden kann.
Es ist wichtig zu betonen, dass die Phasenunterschiede der durch die Tabellenwerte repräsentierten Phasen, die in den Zeilen der Tabelle 3 abgelegt sind, auch an diese vierfach schnellere Abtastrate nicht gebunden sind. Der Phasenunterschied zwischen den Zeilen beträgt im Gegenteil nur 100ps; die erste Zeile ist also nicht phasenverschoben, die zweite um 100ps, die dritte um 200ps usw. Diese Zahlen sind natürlich nur als Beispiel zu verstehen, genauso wie die Zuordnung einer Phase zu einer Zeile der Tabelle 3 nicht in dem angegebenen gleichmäßigen Inkrement erfolgen muss, sondern anwendungsspezifisch zu wählen ist.
Wegen der höheren Signalgenauigkeit ist jeder Bitausgang differentiell ausgelegt. Die Bitausgänge werden über ein Widerstandsnetzwerk 6 entsprechend ihrer Wertigkeit gewichtet. Das Widerstandsnetzwerk 6 arbeitet also mit den Strömen der Bitausgänge des Bausteins 1 als Treiber als sehr einfach zu realisierender und kostengünstiger Digital-Analog-Wandler 6, welcher die digitalen Werte an Ausgängen 4c des Signalgenerators 4 in ein analoges Stufensignal 5 konvertiert. Die Darstellung des Stufensignals 5 ist nur schematisch zu verstehen; die eigentliche Zahl der Stufen weicht hiervon ab und wird durch die Abtast- bzw. Ausgaberate an den Ausgängen 4c vorgegeben. Der Digital-Analog-Wandler 6 wird im Zusammenhang mit 3 noch näher erläutert.
Dieses analoge Signal 5 wird dann einem unmittelbar nachgeschalteten Filter 7 zugeführt, der die Stufen glättet, also beispielsweise einem entsprechenden Tiefpass. Damit entsteht ein glattes, analoges, periodisches Signal 8, das die gewünschte Phasenlage entsprechend dem Tabellenwert der gewählten Zeile in der Tabelle 3 hat.
Dieses analog geglättete Signal 8 wird über einen Eingang des Bausteins 1 einem A/D-Wandler 9 des Bausteins 1 zugeführt. Hier genügt ein Binarisierer, der ein dem zugeführten Signal phasengleiches Rechtecksignal 10 erzeugt.
Das Rechtecksignal 10 mit seiner auf 100ps genauen Phase 11 kann nunmehr für nachgelagerte Funktionen verwendet werden, wie nachher noch beschrieben wird.
Um eine Laufzeitmessung vornehmen zu können, weist der Baustein 1 einen Taktgeber 12 auf, zu dessen Takt 13 von der nicht dargestellten Steuerung synchron ein Startsignal oder ein Referenzzeitpunkt 14 vorgegeben wird. Der Referenzzeitpunkt 14 triggert zum einen wie soeben erläutert die Erzeugung des phasenverschobenen Rechtecksignals 11 für den Messpfad. Zugleich wird der Referenzzeitpunkt 14 einem Referenzsignalgenerator 15 in einem Referenzpfad zugeführt. Dieser Referenzsignalgenerator 15 ist zweigeteilt dargestellt, weil je nach Ausführungsform ihm vor- oder nachgeschaltet eine Leerschleife 16 vorgesehen ist, die aus dem Baustein 1 heraus- und anschließend ohne weitere Signalverarbeitung wieder hineingeführt wird. Die Leerschleife 16 dient dem Fehlerausgleich, d.h. Temperaturabhängigkeiten, die im Messpfad durch die Aus- und Eingänge des Bausteins 1 und die internen Laufzeiten entstehen, werden zumindest zum Teil kompensiert. Damit ist die Temperaturstabilität der Vorrichtung deutlich verbessert. Außerdem kann der interne Signalweg in den Pfaden einander angeglichen werden.
Somit gibt der Referenzsignalgenerator synchron zum Referenzzeitpunkt ein Referenzsignal 17 aus. In der 1 ist nicht dargestellt, ob sich das Referenzsignal 17 durch interne Laufzeiten gegenüber dem Takt 13 noch geringfügig verschiebt, da dies keine Rolle spielt, denn wegen der Kompensation ist jedenfalls das Rechtecksignal 10 relativ zum Referenzsignal 17 genau um die gewünschte Phase 11 verschoben.
Schließlich sind in einer bevorzugten Ausführungsform sämtliche noch verfügbaren unbenutzten, also nicht durch einen der beschriebenen Anschlüsse belegten Anschlüsse des Bausteins 1 als Ausgang konfiguriert und permanent mit externem Potential beschaltet, also mit der externen Masse oder Versorgungsspannung. Sie halten deshalb aktiv ihr Signal und verbinden somit die interne Spannungsversorgung durch die Vielzahl der parallelen Verbindungen niederohmig mit der externen Spannungsversorgung. Dadurch vermindert sich die störende gegenseitige Beeinflussung von Signalen durch Übersprechen innerhalb der Vorrichtung. Dieser Vorteil kann natürlich teilweise auch schon durch Beschaltung und Programmierung nicht sämtlicher, sondern nur einiger unbenutzter Anschlüsse erreicht werden.
Die beschriebene Vorrichtung ist demnach in der Lage, ein Referenzsignal und ein beispielsweise auf 100ps genau phasenverschobenes Rechtecksignal zu erzeugen, das noch mit einem Mustergenerator 18 zu einem gewünschten Sendemuster gefaltet werden kann. Diese feine Zeitauflösung gelingt mit dem einfachen Baustein 1, obwohl die eigentliche Abtastrate, mit der Amplitudenwerte an den Ausgängen des Bausteins 1 anliegen, wesentlich geringer ist.
2 erläutert die erfindungsgemäße Signalerzeugung einer digitalen Repräsentation der Stufenfunktion 5. Grundsätzlich wäre denkbar, in jeder Zeile der Tabelle 3 mehrere Amplitudenwerte zu äquidistanten Stützstellen einer Einzelperiode des zu erzeugenden Sinussignals abzulegen. Um die Phase festzulegen, genügen dafür bereits drei Amplitudenwerte. Der Speicherzugriff ist aber durch den einfachen Baustein 1 begrenzt, beispielsweise auf 100 MHz. Die Abtastrate, mit der die Amplitudenwerte an die Ausgänge des Bausteins 1 gelegt werden könnten, wäre für die geforderte zeitliche Präzision der Phase zu klein.
In der DDS-Einrichtung 2 ist daher ein anderes Verfahren implementiert. in der Tabelle 3 sind keine Amplitudenwerte, sondern in jeder Zeile ein die Phase repräsentierender Tabellenwert abgelegt. Dieser Tabellenwert hat die doppelte Anzahl Bits der geforderten Bitgenauigkeit, also beispielsweise 18 Bit für eine 9-Bit-Genauigkeit. Um die Erklärung zu vereinfachen, ist in 2 nur die Verarbeitung bei 1-Bit-Genauigkeit des Ausgangs illustriert.
In dem Signalgenerator 4 der DDS-Einrichtung 2 ist ein Multiplexer 4a vorgesehen. Auf die Dateneingänge des Multiplexers 4a wird ein 100 MHz-Takt des Bausteins 1 als vier Basissignale 4b um jeweils 90° phasenverschoben gelegt. Auf die beiden Selecteingänge des Multiplexers 4a wird ständig der 2-bittige Tabellenwert 3b gelegt. Der Tabellenwert 3a wird also nur einmal ganz zu Beginn aus dem Speicher 3 gelesen und liegt anschließend ständig an Select des Multiplexers 4a an. Die Auslesegeschwindigkeit des Speichers 3 spielt daher keine Rolle.
Damit gibt der Multiplexer 4a dasjenige um das entsprechende Vielfache von 90° verschobene Basissignal 4b aus, das in den beiden Bits 3b des Tabellenwerts codiert ist, denn diese beiden Bits 3b können die Phase nur auf 90° genau bestimmen.
Um nun eine höhere Bitgenauigkeit und damit eine feinere Phasenverschiebung zu erzielen, ist der dargestellte Signalgenerator 4 entsprechend vielfach ausgeführt, beispielsweise 9-fach für eine 9-Bit-Genauigkeit des Ausgangs. Jeweils 2 Bits 3b des 18-bittigen Tabellenwerts werden dann einem eigenen Multiplexer 4a zugeführt, auf dessen Dateneingängen die Basissignale 4b liegen. Damit liegen an den neun Ausgängen 4c der neun Multiplexer 4a die Amplitudenwerte als 9-Bit-Wert mit einer effektiven Abtastrate von 400 MHz an, obwohl der Speicher 3 einen derart schnellen Zugriff nicht erlaubt.
Es soll noch einmal betont werden, dass diese Erhöhung der Abtastrate um einen Faktor vier nur ein zusätzlich implementiertes Verfahren ist, um von dem noch langsameren Speicherzugriff unabhängig zu werden. Eine Phasengenauigkeit von 2,5ns, die mit 400 MHz erreichbar wäre, genügt für die erfindungsgemäß erreichte Zeitauflösung längst noch nicht. Die feine Zeitauflösung von beispielsweise 100ps wird erst von einer Vorrichtung erreicht, wie in Zusammenhang mit 1 beschrieben.
3 erläutert anhand eines sehr vereinfachten Widerstandsnetzwerks 6, 6a, wie der Digital-Analog-Wandler 6 implementiert ist, der die gemäß 2 von dem Signalgenerator 4 erzeugten digitalen Repräsentationen der zu erzeugenden Stufenfunktion in das analoge Stufensignal 5 umwandelt und zur anschließenden Glättung dem Filter 7 zuführt.
Das Widerstandsnetzwerk 6 besteht aus einer Vielzahl von Widerständen 6a, deren Aufgabe es ist, die anliegenden Ströme aus den beispielhaft dargestellten fünf Ausgängen 1a des Bausteins 1 entsprechend der Bitwertigkeit der Ausgänge 1a zu gewichten. Die Wahl der notwendigen Widerstandswerte 6a an sich für eine vorgegebene Gewichtung ist dem Fachmann geläufig. Die Kopplung von Baustein 1, Widerstandsnetzwerk 6 und Filter 7 ist differentiell ausgeführt, um die Signalstabilität zu erhöhen.
Damit nicht ein falsches Durchleiten eines hochwertigen Bits das gesamte Signal bis zur Unbrauchbarkeit verfälscht, sind nur die niedrigen Bits binär, die höherwertigen dagegen linear codiert:
In der in 3 dargestellten Vereinfachung wird nur eine 4-Bit-Zahl ausgegeben. Die beiden niederwertigen Bits 1b sind binär codiert, die beiden höherwertigen Bits 1c dagegen sind linear codiert, indem 3 Ausgänge zusammengeschaltet werden und somit ihr Signal mitteln. Sollte einer der 3 Ausgänge 1c fehlerhaft sein, so trägt sein Fehler nur noch zu einem Drittel bei. Erst dieses gemittelte Signal geht dann in üblicher Weise ein, im Beispiel der beiden höchstwertigen Bits einer 4-Bit-Zahl mit einem Faktor von 3/4 (1/2 für das höchstwertige, 1/4 für das zweithöchstwertige Bit). Die beiden niederwertigen Bits 1b tragen in üblicher Binärcodierung mit einem Faktor 1/8 bzw. 1/16 bei. Diese Gewichtungen können durch Wahl der Widerstände 6a eingestellt werden.
Somit werden die Ströme an den LVDS-Stromausgängen 1a des Bausteins 1, die bestimmungsgemäß eigentlich einer digitalen Signalübertragung dienen, als Treiber des Digital-Analog-Wandlers 6 ausgenutzt. Die aktiven Bauteile des Digital-Analog-Wandlers sind somit über die Ausgänge des Bausteins 1, die passiven Bauteile als Widerstandsnetzwerk 6a außerhalb des Bausteins 1 realisiert.
4 zeigt einen sehr vereinfacht dargestellten optoelektronischen Entfernungsmesser 20, in der die Vorrichtung eingesetzt werden kann. Die Anwendung in einem Entfernungsmesser 20 ist beispielhaft zu verstehen, die Erfindung ist darauf nicht beschränkt.
Der Entfernungsmesser 20 sendet über eine modulierbare Lichtquelle 21 einen Lichtstrahl zu einem Reflektor oder einem reflektierenden Zielobjekt 22. Der dort reflektierte Lichtstrahl kehrt zu einem Empfangselement 23 zurück, das die Lichtquelle 21 umgibt. Weil sich der Lichtstrahl auf seinem Weg aufweitet, verdeckt die Lichtquelle 21 nur einen kleinen und unerheblichen Teil des reflektierten Lichts. Natürlich kann man alternativ auch andere bekannten Lösungen einsetzen, wie einen Strahlteiler oder Pupillenteilung.
Die Vorrichtung gemäß 1 ist Teil einer Steuerung 24 für Lichtquelle 21 und Empfangselement 23. Die Steuerung 24 ist in der Lage, ein elektrisches Signalmuster der Lichtquelle 21 als Intensitätsmodulation aufzuprägen, und umgekehrt konvertiert das Empfangselement 23 das empfangene reflektierte Licht zurück in das elektrische Signalmuster. Schließlich hat die Steuerung 24 noch eine nicht dargestellte Vergleichseinheit, um zu überprüfen, welches Vorzeichen die Phasenverschiebung zweier Signale hat, nämlich des Referenz- und des (wieder empfangenen) Sendesignals, oder ob sie gerade nicht gegeneinander phasenverschoben sind. Im Folgenden wird dieser Vergleich auch als Korrelation bezeichnet, obwohl andere Vergleichsverfahren möglich sind. Die Steuerung 24 mit ihren weiteren Elementen kann trotz dieser Darstellung auf dem Baustein 1 untergebracht sein, sofern dort noch Kapazitäten vorhanden sind.
Der Entfernungsmesser 20 kann nun sehr genau auf den erwarteten Abstand des Zielobjekts 22 eingelernt werden und erkennt dann, wenn dieses Zielobjekt 22 bewegt oder ein anderes spiegelndes Objekt eingeführt wird. Damit könnte der Entfernungsmesser 20 auch als Lichtschranke eingesetzt werden.
In einem Einlernvorgang wird zunächst die Entfernung des Zielobjekts 20 gelernt. Die grobe Entfernung kann durch geschickte, im Stand der Technik grundsätzlich bekannte Wahl von Sendemuster und Referenzsignal bestimmt werden. Das Prinzip lässt sich 5 entnehmen. Dort ist oben ein einfaches Referenzsignal 30 aufgetragen, unten als gestricheltes Rechteck 31 dargestellt ein empfangenes Sendemuster in Form eines einfachen Pulses. Die Korrelation würde jetzt aufdecken, dass sich das empfangene Sendemuster 31 innerhalb des Bereichs 32 befindet. Genauer kann sie, wie die beiden Pfeile 31 in der Darstellung andeuten sollen, nicht sein. Dazu müsste das empfangene Sendemuster 31'' gerade auf der Kante 33 liegen.
Ersetzt man das einfache Referenzsignal 30 und den Einzelpuls 31 durch kompliziertere, die über eine große Zeitspanne jeweils in jedem Bereich in eindeutiger Weise variieren, so lässt sich die Entfernung bis auf einen Bereich analog dem Bereich 32 bestimmen. Die dafür erforderliche genaue Ausgestaltung von Referenzsignal 30 und Sendemuster 31 ist nicht Gegenstand der Erfindung. Die noch fehlende Entfernungsauflösung innerhalb eines Bereiches 32, die erfindungsgemäß eingestellt werden kann, um genau eine Kante 33 zu erreichen, liegt dann innerhalb der Lichtlaufwege, die durch eine Einzelperiode abgedeckt sind, also die in der Vorrichtung gemäß 1 einstellbare Phase.
Dazu werden nacheinander bei sonst festen Einstellungen die Zeilen der Tabelle durchgefahren und damit Sendemuster aller Phasen innerhalb einer Periode durchprobiert. Liegt der empfangene Sendepuls 31 bei der richtigen Phase mittig wie bei 31'' dargestellt auf der Kante 33, so löscht er sich in der Korrelation durch einen halben positiven und einen halben negativen Anteil gerade aus. Diese Zeile oder diejenige, die einer Auslöschung am nächsten kommt, wird als Ergebnis des Einlernens gespeichert.
Im Betrieb wandert der Lichtpuls 31'' entsprechend einer Bewegung des Zielobjekts 22 nach rechts oder links. Das schlägt sich sofort im Vorzeichen des Vergleichs zwischen Referenzsignal 30 und empfangenem Sendemuster 31 nieder, das durch die Bewegung nicht mehr auf der Kante 33 liegt, so dass der Entfernungsmesser 20 erkennt, in welcher Richtung das Zielobjekt 22 bewegt wurde, und er entsprechend etwa mit einem Warnsignal reagieren kann.
Ganz analog dem Einlernen kann auch eine Entfernungsbestimmung eines Objekts durchgeführt werden, welches Licht der Lichtquelle 21 reflektiert. Dazu wird erneut die grobe Entfernung anhand der Korrelation des geschickt gewählten Referenzsignals und des Sendemusters bestimmt. Anschließend wird wiederum die Phase bester Auslöschung in der Korrelation gesucht und daraus die Entfernung zurückgerechnet.
Insgesamt erreicht die Erfindung somit mit einfachen Mitteln eine sehr genaue Phase, die für eine entsprechend genaue Entfernungsmessung verwendet wird. Wenn die Muster im Referenz- und im Messkanal so angelegt sind, dass über deren Korrelation eine eindeutige Abstandsinformation ermittelt werden kann, so ist daraus die grobe Entfernung bereits bekannt und kann mit Hilfe der Phase auch fein gemessen werden. Der groberen Entfernungsmessung mittels erst über einen sehr großen Bereich periodischer Muster wird die nur innerhalb einer vergleichsweise kleinen 2π-Periode eindeutigen Messung durch die Phase als feine Entfernungsmessung überlagert. Dadurch ergibt sich einerseits eine sehr feine Zeitauflösung bei andererseits weitem Messbereich. So kann bei der beschriebenen Ausführungsform die Zeitauflösung lediglich 100ps über einen Bereich von mindestens 400ns betragen. Die erste Zahl von 100ps lässt sich prinzipiell durch Ablegen von mehr Tabellenwerten mit noch geringerer gegenseitiger Phasenverschiebung weiter verringern. Die zweite Zahl von 400ns hängt von der geschickten Wahl der Muster ab, die prinzipiell auch über noch größere Bereiche möglich ist.

1: Baustein (PLD/FPGA)
1a: Ausgänge (des Bausteins)
1b: Bits 0, 1 des Amplitudensignals
1c: Bits 2, 3 des Amplitudensignals
2: Direkte-Digitale-Synthese-Einrichtung
3: Speicher (Tabelle)
3a: gewählter Tabellenwert
3b: Phaseninformation (nach Select)
4: Signalgenerator
4a: Multiplexer
4b: 90°-phasenverschobener Takt
4c: Ausgang (Multiplexer)
5: digitales Stufensignal
6: DAC (Widerstandsnetzwerk)
6a: Widerstände (des DAC)
7: Filter
8: geglättetes analoges Signal
9: Komparator (Binarisierer)
10: phasenverschobenes Rechtecksignal
11: Phase (des Rechtecksignals)
12: Taktgeber
13: Takt
14: Referenzzeitpunkt
15: Referenzsignalgenerator
16: Leerschleife
17: Referenzsignal
18: Mustergenerator
20: Entfernungsmesser
21: Lichtquelle
22: Reflektierendes Zielobjekt
23: Empfangselement
24: Steuerung
30: Referenzsignal
31, 31', 31'': Lichtpuls (Sendemuster)
32: Bereich (der groben Entfernungsbestimmung)
33: Kante (des Referenzmusters)

Claims

Vorrichtung zur Erzeugung eines periodischen elektrischen Signals (8) mit vorgegebener Phasenverschiebung (11) gegenüber einem Referenzzeitpunkt (14), wobei die Vorrichtung folgendes aufweist: – eine Direkte-Digitale-Synthese-Einrichtung (2), welche eine Tabelle (3) mit jeweils eine Phase repräsentierenden Tabellenwerten für das Signal (8) aufweist und welche daraus mittels eines Signalgenerators (4) das Signal mit einer Abtastrate je Amplitudenwert digital ausgeben kann, – einen nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler (6), und – einen dem Digital-Analog-Wandler (6) nachgeschalteten Filter (7) zur Glättung des Signals (8), dadurch gekennzeichnet, dass die Tabellenwerte so gewählt sind, dass die jeweils vorgegebene Phasenverschiebung (11) zumindest für einen Teil der Tabellenwerte kleiner als die und/oder kein ganzzahliges Vielfaches der durch die Abtastrate vorgegebenen kleinsten Zeiteinheit ist, und dass somit die Phasenverschiebung (11) des Signals (8) durch Wahl des entsprechenden Tabellenwerts unabhängig von der Abtastrate vorgegeben werden kann und dass alle Elemente, außer den passiven Bauteilen des Digital-Analog-Wandlers (6) und dem Filter (7), in einem programmierbaren Baustein (1) enthalten sind, insbesondere einem Field Programmable Gate Array oder einem Progammable Logic Device.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei ein dem Filter (7) nachgeschalteter Binarisierer (9) des Bausteins (1) dafür ausgebildet ist, das Signal (8) in eine phasengleiche Rechteckschwingung (10) umzuwandeln.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei ein Sendemustergenerator (18) des Bausteins (1) vorgesehen ist, der ein zu der Rechteckschwingung (10) phasengleiches Sendemustersignal (31) erzeugen kann.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein Referenzsignalgenerator (15) des Bausteins (1) vorgesehen ist, der von dem Referenzzeitpunkt (14) ausgelöst ein Referenzsignal (17) erzeugen kann.
Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei eine Leerschleife (16) aus dem Baustein (1) geführt ist, über die der Referenzzeitpunkt (14) das Referenzsignal (17) auslöst.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Signalgenerator (4) einen Multiplexer (4a) aufweist, an dessen Selecteingängen fest ein auf einem aus der Tabelle (3) ausgelesenen Wert basierendes Bitmuster anliegt und dessen Dateneingängen mit je einem um eine Phase verschobenen Takt (4b) des Logikbaussteins (1) verbunden sind, um somit auch die Abtastrate gegenüber einem Arbeitstakt des Bausteins 1 zu erhöhen.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei alle oder höherwertige Ausgangsbits der Digitale-Synthese-Einrichtung (2) linear codiert sind.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Digital-Analog-Wandler (6), der Filter (7) und der Baustein (1) differentiell, insbesondere zweikanalig gegenphasig gekoppelt und ausgeführt sind.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Digital-Analog-Wandler (6) ein Widerstandsnetzwerk (6, 6a) aufweist, das von den Strömen der verbundenen Ausgänge des Bausteins (1) getrieben werden kann.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei unbenutzte Anschlüsse des Bausteins (1) im Betrieb als Ausgang programmiert und mit externem Potential beschaltet sind.
Optoelektronischer Entfernungsmesser (20) mit einer Vorrichtung nach Anspruch 3 und einem der Ansprüche 4 bis 10, wobei der Entfernungsmesser (20) mindestens eine modulierbare Lichtquelle (21), die für ein Aufprägen des Sendemustersignals auf das Sendelicht ausgebildet ist, sowie mindestens eine Empfangseinheit (23) für reflektiertes Sendelicht aufweist, die für ein Rückumwandeln des Sendemustersignals aus dem reflektierten Sendelicht ausgebildet ist, wobei eine Vergleichseinheit (24) für das Erkennen einer gleichen Phasenlage und/oder des Vorzeichens einer abweichenden Phasenlage zwischen dem empfangenen Sendemustersignal (31) und dem Referenzsignal (30) ausgebildet ist.
Entfernungsmesser nach Anspruch 11, wobei eine Phasenabgleichseinheit dafür ausgebildet ist, verschiedene Tabellenwerte der Tabelle (3) zu durchfahren, um diejenige Phasenverschiebung (11) zu finden, bei der die Vergleichseinheit (24) die beste Übereinstimmung der Phasenlage erkennt.
Entfernungsmesser nach Anspruch 12, wobei die Tabelle (3) einen Speicher aufweist, in dem eine Information abgelegt werden kann, bei welchem der enthaltenen Tabellenwerte die Übereinstimmung der Phasenlage am besten ist.
Verfahren zur Erzeugung eines periodischen elektrischen Signals (8) mit vorgegebener Phasenverschiebung (11) gegenüber einem Referenzzeitpunkt (14), wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: – Erzeugen des Signals (5) mittels direkter digitaler Synthese (2), indem aus einer Tabelle (3) ein eine Phase repräsentierender Tabellenwert ausgelesen und daraus das Signal mit einer Abtastrate je Amplitudenwert erzeugt und digital ausgegeben wird, – Umwandlung des digitalen Signals in ein analoges Signal (5), und – Glätten des analogen Signals, dadurch gekennzeichnet, dass die Tabellenwerte so gewählt sind, dass die jeweils vorgegebene Phasenverschiebung (11) zumindest für einen Teil der Tabellenwerte kleiner als die und/oder kein ganzzahliges Vielfaches der durch die Abtastrate vorgegebenen kleinsten Zeiteinheit ist, und dass somit die Phasenverschiebung (11) des Signals (8) durch Wahl des entsprechenden Tabellenwerts unabhängig von der Abtastrate vorgegeben wird und dass das Verfahren auf einem programmierbaren Baustein (1) implementiert wird, insbesondere einem Field Programmable Gate Array oder einem Progammable Logic Device.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei das geglättete Signal (8) in eine phasengleiche Rechteckschwingung (10) umgewandelt wird.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei die Rechteckschwingung (10) in ein phasengleiches Sendemustersignal umgewandelt wird.
Verfahren zur Bestimmung der Entfernung eines reflektierenden Objekts (22), wobei die Lichtlaufzeit von dem Objekt (22) reflektierten Lichts einer Lichtquelle (21) gemessen wird, wobei – über die Lichtquelle (21) ein Sendemustersignal gemäß Anspruch 16 ausgesandt wird, – das empfangene Sendemustersignal (31) aus dem reflektierten Licht zurückgewonnen wird, – das empfangene Sendemustersignal (31) mit einem zum Referenzzeitpunkt (14) synchronen Referenzsignal (30) verglichen wird und – eine gleiche Phasenlage und/oder das Vorzeichen einer abweichenden Phasenlage zwischen dem empfangenen Sendemustersignal (31) und dem Referenzsignal (30) erkannt wird.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei eine gleiche Phasenlage als unveränderte Entfernung zu dem Objekt und ein positives bzw. negatives Vorzeichen einer abweichenden Phasenla ge als verkürzte bzw. verlängerte Entfernung zu dem Objekt interpretiert wird.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei die Tabellenwerte der Tabelle (3) und damit die Phasen des Sendemustersignals bis zu einer bestmöglichen Übereinstimmung der Phasenlage zwischen empfangenem Sendemustersignal (31) und Referenzsignal (30) durchgefahren werden.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei die bestmögliche Übereinstimmung ausgenutzt wird, um die Entfernung eines Referenzobjekts zu lernen oder die Entfernung eines Objekts (22) zu bestimmen.