-
Hintergrund der Erfindung
-
Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf Vorrichtungen und ein Verfahren
zur Durchführung eines
Tests, und insbesondere Vorrichtungen und Verfahren, die geeignet
sind, um Schaltungsstrukturen für
KFZ-Radarsysteme zu testen.
-
In
KFZ-Radarsystemen neuerer Generationen wird ein hoher Integrationsgrad
angestrebt, was bedeutet, dass vormals diskret realisierte Schaltungen
mehr und mehr durch IC-Lösungen
ersetzt werden. Im Bereich der Mikrowellentechnologie setzt man
mehr und mehr auf MMIC-Lösungen
(MMIC = Monolithic Microwave Integrated Circuits). Ein Problem hierbei
stellt die Testbarkeit der einzelnen MMICs dar. Durch die Durchführung der
Tests muss einerseits sichergestellt werden, dass die produzierten
Schaltungen in ihren einzelnen Parametern den Spezifikationen entsprechen,
andererseits stellen solche Tests einen kostenintensiven Faktor
bei der Produktion solcher integrierter Schaltungen dar.
-
Gerade
die Durchführung
von Tests bei hochfrequenten integrierten Bausteinen, wie beispielsweise
in der KFZ-Radartechnologie
bei Frequenzen im Bereich von 80 GHz, ist aufwendig und kostenintensiv.
In KFZ-Radarsystemen kommen häufig
DROs (Oszillatoren mit dielektrischem Resonator) zum Einsatz. Diese
Bauteile weisen eine hohe Resonatorgüte auf und führen damit
zu einer sehr hohen spektralen Reinheit. Das Testen solcher DROs erweist
sich als problematisch, da die entsprechenden Tests in der Regel
nicht als On-Wafer-Test (OW-Test)
durchgeführt
werden können,
da bei einem DRO das frequenzbestimmende Element in der Regel eine
dielektrische Pille ist, die chipextern an den Oszillatorkern angekoppelt
wird. Aus diesem Grund ist eine Durchführung eines OW-Tests des entsprechenden
Chips bei der Herstellung nur bedingt möglich.
-
Zusammenfassung der Erfindung
-
Gemäß einem
Ausführungsbeispiel
schafft die vorliegende Erfindung eine Schaltungsstruktur mit einem
Schaltungsabschnitt mit negativem Widerstand, einer Testresonatorstruktur,
und einer Einrichtung zum Koppeln der Testresonatorstruktur mit
dem Schaltungsabschnitt mit negativem Widerstand, um während eines
Testens einen Testoszillator zu bilden, und zum Abkoppeln des Testresonators
von dem Schaltungsabschnitt mit negativem Widerstand nach dem Testen.
-
Gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel schafft
die vorliegende Erfindung ein Testverfahren zur Durchführung eines
Schaltungstests, mit den Schritten des Ankoppelns einer Testresonatorstruktur an
einen Schaltungsabschnitt mit negativem Widerstand zur Bildung eines
Testoszillators, des Durchführens
eines Tests unter Verwendung des Testoszillators, und des Abkoppelns
der Testresonatorstruktur von dem Schaltungsabschnitt mit negativem
Widerstand.
-
Somit
weisen Ausführungsbeispiele
der Erfindung den Vorteil auf, dass sie ein On-Wafer-Testen einer
Schaltung, die in ihrer späteren
Anwendung mit einem externen Resonator, beispielsweise einem dielektrischen
Resonator, der eine dielektrische Pille aufweisen kann, betrieben
wird, ermöglichen.
-
Gemäß einem
Ausführungsbeispiel
schafft die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung zum Testen eines
Mischers mit folgenden Merkmalen:
einem Oszillator zum Erzeugen
eines Signals, das bei einer Oszillatorfrequenz schwingt;
einer
Phasenschieberschaltung, die mit dem Oszillator gekoppelt ist, zum
Erzeugen eines phasenverschobenen Signals bei der Oszillatorfrequenz,
wobei
ein erster Eingang des Mischers mit dem Oszillator gekoppelt ist,
um das Signal, das bei der Oszillatorfrequenz schwingt, zu empfangen,
und ein zweiter Eingang des Mischers mit der Phasenschieberschaltung
gekoppelt ist, um das phasenverschobene Signal, das bei der Oszillatorfrequenz
schwingt, zu empfangen; und
einem Leistungsdetektor zum Erfassen
einer Leistung des phasenverschobenen Signals, das bei der Oszillatorfrequenz
schwingt.
-
Gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel schafft
die Erfindung ein Testverfahren zur Durchführung eines Tests an einem
Mischer, mit folgenden Schritten:
Anlegen eines Oszillatorsignals
an einen ersten Eingang eines Mischers,
Anlegen einer phasenverschobenen
Version des Oszillatorsignals an einen zweiten Eingang des Mischers,
Detektieren
der Leistung der phasenverschobenen Version des Oszillatorsignals,
und
Bestimmen des Konversionsgewinns des Mischers basierend
auf einem Ausgangssignal des Mischers und der detektierten Leistung
des phasenverschobenen Oszillatorsignals.
-
Somit
ermöglichen
Ausführungsbeispiele
der Erfindung, dass auf kostenintensive Hochfrequenzmessgeräte verzichtet
werden kann, da die Messung vollständig im Niederfrequenzbereich
erfolgen kann, obwohl zum Testen ein Betrieb im Hochfrequenzbereich
stattfindet.
-
Kurzbeschreibung der Figuren
-
Bevorzugte
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf
die beiliegenden Zeichnungen näher
erläutert.
Es zeigen:
-
1 ein
schematisches Blockdiagramm einer Schaltungsstruktur eines Ausführungsbeispiels der
vorliegenden Erfindung;
-
2 ein
schematisches Blockschaltbild einer On-Chip-Realisierung eines Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung;
-
3 ein
schematisches Blockschaltbild zur Erläuterung eines Ausführungsbeispiels
einer Messvorrichtung und eines Messverfahrens; und
-
4 eine
Darstellung eines diskreten Aufbaus eines DRO.
-
Detaillierte Beschreibung
der Erfindung
-
Bevor
anhand der 1 bis 3 die Erfindung
im Details erläutert
wird, wird mit Hilfe der 4 die Struktur eine DROs verdeutlicht.
-
Ein
diskret realisierter DRO ist in 4 dargestellt.
Der Oszillator umfasst einen dielektrischen Resonator 400 samt
Ankopplung und einen Schaltungskern mit negativem Widerstand, der
durch die übrigen
Schaltelemente in 4 gebildet ist. Der Aufbau eines
solchen Schaltungskerns mit negativem Widerstand ist Fachleuten
bekannt und bedarf hierin keiner weiteren Erläuterung.
-
Der
dielektrische Resonator 400 umfasst eine dielektrische
Pille 402 und Zuleitungen 404 und 406, über die
der dielektrische Resonator mit Basisanschlüssen von Transistoren T1 und
T2 des Schaltungskerns mit negativem Widerstand verbunden ist.
-
Der
dielektrische Resonator 400 stellt in der Regel ein externes
Bauelement dar, das an den Schaltungskern mit negativem Widerstand
angeschlossen wird, um mit demselben den Oszillator zu bilden. Die
Funktion des Oszillators und von mit dem Oszillator verbundenen
Schaltungen kann somit erst getestet werden, wenn der dielektrische
Schaltungskern mit dem dielektrischen Resonator 400 verbunden
ist. Das Testen einer integrierten Realisierung eines DRO ist also
problematisch, da während
der Herstellung und vor der Chipvereinzelung das Ankoppeln eines
externen dielektrischen Resonators nahezu unmöglich ist. Die Einzeltransistoren,
wie sie in 4 als T1 und T2 dargestellt
sind, werden von Halbleiterlieferanten auf ihre Funktion und Spezifikationshaltigkeit
hin getestet.
-
In 1 ist
ein Blockschaltbild einer Schaltungsstruktur gemäß einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung gezeigt, bei dem eine Einrichtung zum
Koppeln und Abkoppeln 120 zwischen einer Testresonatorstruktur 110 und
einem Schaltungsabschnitt mit negativem Widerstand 100 angeordnet
ist. Die Einrichtung 120 zum Koppeln und Abkoppeln ist
ausgelegt, um während
eines Testens die Testresonatorstruktur 110 mit dem Schaltungsabschnitt 100 mit
negativem Widerstand zu verbinden, um einen Testoszillator zu bilden.
Die Einrichtung zum Koppeln und Abkoppeln ist ferner ausgelegt,
um nach dem Testen die Testresonatorstruktur von dem Schaltungsabschnitt
mit negativem Widerstand abzukoppeln, vorzugsweise permanent.
-
Die
Einrichtung 120 zum Koppeln und Abkoppeln kann dabei durch
eine Schalteinrichtung, beispielsweise einen Transistor, implementiert
sein, ist jedoch vorzugsweise ausgebildet, um die Testresonatorstruktur
permanent von dem Schaltungsabschnitt mit negativem Widerstand abzukoppeln.
Diesbezüglich
kann die Einrichtung 120 beispielsweise durch eine Fuse-Struktur
gebildet sein, die optisch (z.B. mittels eines Lasers) oder elektrisch
(durch einen Strom) durchtrennt werden kann. Alternativ kann die
Einrichtung 120 durch Leiterabschnitte auf solchen Abschnitten
eines Wafers gebildet sein, die beim Vereinzeln von Chips von dem
Wafer beseitigt werden, wobei nach dem Vereinzeln die Testresonatorstruktur 110 und
der Schaltungsab schnitt mit negativem Widerstand 100 voneinander
abgekoppelt auf einem Chip verbleiben.
-
Der
Schaltungsabschnitt mit negativem Widerstand kann bei Ausführungsbeispielen
mit einem oder mehreren weiteren zu testenden Schaltungsabschnitten
(nicht gezeigt) verbunden sein, die auf der Grundlage eines Oszillatorsignals,
das durch den erfindungsgemäß gebildeten
Testoszillator bereitgestellt wird, arbeiten.
-
Der
Schaltungsabschnitt 100 mit negativem Widerstand kann durch
einen beliebigen solchen Schaltungsabschnitt gebildet sein, der
mit einer entsprechenden Testresonatorstruktur 110 einen
Testoszillator bildet. Beispielsweise kann der Schaltungsabschnitt
entsprechend dem in 4 gezeigten Schaltungsabschnitt
ausgelegt sein, der nach dem Testen, d.h. dem Abkoppeln von der
Testresonatorstruktur 110 mit einem dielektrischen Resonator,
beispielsweise einem DRO, wie er in 4 gezeigt
ist, beschaltet wird.
-
2 zeigt
detaillierter ein Ausführungsbeispiel
der Erfindung, bei dem eine erfindungsgemäße Schaltungsstruktur auf einem
Wafer, der einen Chip 200 aufweist, gebildet ist. Der Wafer
weist eine Mehrzahl von Schaltungschips auf, wobei in
-
2 schematisch
zwei weitere Chips 200a und 200b angedeutet sind,
die durch Bereiche 202 und 204, die beim Vereinzeln
der Chips 200, 200a, 200b entfernt werden,
von dem Chip 200 getrennt sind. Mit anderen Worten können die
Bereiche 202 und 204 als Sägestrassen bezeichnet werden.
-
Die
Schaltungsstruktur umfasst einen Schaltungsabschnitt 210 mit
negativem Widerstand, dem ein Mischer 220 nachgeschaltet
ist. Bei dem in 2 gezeigten Ausführungsbeispiel
liegen die Signale jeweils differentiell vor, so dass jeweils zwei
Anschlüsse
und jeweilige Leitungspaare gezeigt sind, auf denen um 180° phasenverschobene
Signale übertragen
werden. Der Ausgang des Schaltungsabschnitts 210 mit negativem
Widerstand ist mit einem LO-Eingang 220 des Mischers verbunden
(LO = Lokalos zillator). Der Mischer weist außerdem einen Zwischenfrequenz-Ausgang 224,
der auch als IF-Ausgang bezeichnet wird (IF = Intermediate Frequency)
und einen Hochfrequenzeingang 226 auf, der auch als RF-Eingang
(RF = Radio Frequency) bezeichnet wird. Der Zwischenfrequenz-Ausgang 224 ist
zu Anschlussflächen 224a geführt, während Hochfrequenz-Signale
an dem RF-Eingang über
Anschlussflächen 226a und 226b empfangen
werden.
-
Auf
dem Chip befindet sich ferner eine Testresonatorstruktur in der
Form eines Leitungsresonators 230, mit dem der Schaltungsabschnitt 210 mit negativem
Widerstand beschaltet ist, so dass der Leitungsresonator 230 zusammen
mit dem Schaltungsabschnitt mit negativem Widerstand 210 einen
Testoszillator bildet. Ein Ausgang 212 des Testoszillators ist
mit dem LO-Eingang 222 des
Mischers 220 verbunden. Der Schaltungsabschnitt 210 mit
negativem Widerstand kann dabei einen beliebigen Aufbau, beispielsweise
einen, wie er in 4 gezeigt ist, aufweisen, wobei
dann die Basisanschlüsse
der Transistoren T1 und T2 mit den Enden des als Schleife ausgebildeten
Leitungsresonators verbunden sein können. Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel
sind die Enden des Leitungsresonators 230 mit Anschlussflächen 232 und 234 verbunden,
die mit den entsprechenden Eingängen 214 und 216 des
Schaltungsabschnitts 210 verbunden sind.
-
Leiter 236 und 238 sind
mit dem Leitungsresonator 230 gekoppelt und bilden eine
Auskoppelstruktur, um einen Teil des Signals des Leitungsresonators 230 dem
Hochfrequenzeingang 226 des Mischers 220 zuzuführen. Genauer
gesagt sind Enden der Ankoppelleiter 236 mit den Anschlussflächen 226a und 226b verbunden.
-
Ferner
ist ein Leistungsdetektor 240 vorgesehen, um die an dem
HF-Eingang 226 anliegende Leistung zu erfassen und an seinem
Ausgang auf Anschlussflächen 242 auszugeben.
Die Leitungen 236 und 238, die aus dem Leitungsresonator 230 einen Signalanteil
auskoppeln und dem Hochfrequenzeingang 226 des Mischers
zuführen,
stellen Phasenleitungen dar und liefern eine definierte Phasenverschiebung
des an dem HF-Eingang anliegenden Signals relativ zu dem an dem
LO-Eingang 222 des Mischers anliegenden Testoszillatorsignal.
Die Leitungen 236 und 238 stellen somit Verzögerungsleitungen
dar. Das am LO-Eingang 222 des Mischers 220 anliegende
Testoszillatorsignal wird ferner einem Frequenzteiler 260 zugeführt, der
die Frequenz des zugeführten
Signals in einem definierten Verhältnis teilt und ein Maß für die geteilte
Frequenz an Anschlussflächen 262 zur
Verfügung
stellt. Das an den Anschlussflächen 262 anliegende,
die Frequenz anzeigende Signal kann unter Verwendung eines Frequenzzählers erfasst
werden, was eine kostengünstige
Alternative zur Verwendung von Hochfrequenzmessgeräten darstellt,
da Frequenzteiler die Frequenz eines Signals in einem vordefinierten
Verhältnis
genau teilen, so dass eine entsprechend niedrigere Frequenz gemessen
und hochgerechnet werden kann.
-
Die
Anschlussflächen 224a, 226a, 226b, 232, 234, 242 und 262 stellen
Anschlussflächen
dar, die nach außen
geführt
sind und auf die nach Fertigstellung des Chips, d.h. nach Vereinzelung
und optional Häusung
desselben, von außen
zugegriffen werden kann. Die Anschlussflächen 232 und 234 stellen
dabei Anschlussflächen
dar, an denen die Schaltungsstruktur nach einem Testen derselben
mit einem dielektrischen Resonator beschaltet wird, während an
den RF-Anschlussflächen 226a, 226b ein
Hochfrequenz-Signal zu dem Mischer eingegeben wird und an den IF-Anschlussflächen 224a ein Zwischenfrequenz-Signal
von dem Mischer ausgegeben wird.
-
Wie
in 2 gezeigt ist, sind Leitungsabschnitte 270 des
Leitungsresonators 230 benachbart zu den Anschlussflächen 232 und 234 über geometrische
Chipgrenzen des Chips 200 hinausgeführt. Ferner sind Leitungsabschnitte 280 der
Auskoppelleiter 236 und 238 über die geometrischen Chipgrenzen
des Chips 200 hinausgeführt.
Die Leiterabschnitte 270 und 280 befinden sich
auf den Wafer-Bereichen 202 und 204, die beim
Vereinzeln der Chips abgetrennt werden, d.h. die Sägestraßen darstellen. Diese
Leiterabschnitte 270 und 280 werden somit beim
Vereinzeln der Chips, was beispielsweise durch Sägen, Laserbestrahlung, Ätzen oder
dergleichen erfolgen kann, abgetrennt, so dass der Leitungsresonator 230 von
den Anschlussflächen 232 und 234 abgetrennt
wird und die Auskoppelleiter 236 und 238 von den
Anschlussflächen 226a und 226b abgetrennt
werden.
-
2 zeigt
somit einen Chip für
einen DRO, der später
mit einem dielektrischen Resonator (nicht gezeigt) beschaltet wird,
um ein Lokaloszillator-Signal dem Mischer 220 zu liefern.
Der dielektrische Resonator ist ein externes Bauelement, mit dem
der Chip 200 nach dem Vereinzeln bestückt wird, so dass der Chip
mit dem Mischer 220 herkömmlicherweise nicht auf Wafer-Basis
getestet werden konnte, da das notwendige LO-Signal fehlte.
-
Bei
Ausführungsbeispielen
der Erfindung wird, um ein solches On-Wafer-Testen zu ermöglichen,
ein Testresonator durch den Leitungsresonator 230 und den
Schaltungsabschnitt 210 mit negativem Widerstand gebildet.
Um ein Testen durchzuführen, wird
der Schaltungsabschnitt 210 mit negativem Widerstand mit
entsprechenden Versorgungsspannungen beaufschlagt, so dass der durch
den Schaltungsabschnitt 210 und den Leitungsresonator 230 gebildete
Testoszillator zur Schwingung angeregt wird und ein LO-Signal an
seinem Ausgang 212 liefert. Das LO-Signal wird dem Mischer 220 an
dem LO-Eingang 222 zugeführt. Um den Mischer 220 zu testen,
ist zusätzlich
ein Hochfrequenz-Signal notwendig. Dieses Hochfrequenz-Signal wird
bei Ausführungsbeispielen
der Erfindung durch die Auskoppelleitungen 236 und 238 geliefert.
Eine solche Vorgehensweise ist insbesondere im Bereich von KFZ-Radarsystemen
vorteilhaft, bei denen häufig
ein FMCW-Verfahren (FMCW = Frequency Modulated Continuous Wave)
eingesetzt wird, bei dem die Frequenz eines Empfangssignals, das
an den Anschlussflächen 226a und 226b empfangen
wird, fast identisch mit der des ausgesendeten Signals ist, wobei
die Frequenz des ausgesendeten Signals der des LO-Signals entspricht.
Entsprechend wird bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel der Erfindung
ein Teil des auf dem Leitungsresonators 230 vorliegenden Signals
dem RF-Eingang 226 zugeführt, so dass am Ausgang 224 des
Mischers und somit an den Anschlussflächen 224 des Mischers 220 ein
Gleichsignal-Versatz (DC-Offset) gemessen werden kann. Sind die
Amplitude, Frequenz und Phasenlage des Signals am RF-Eingang bekannt,
so kann der Mischer bezüglich
seines Konversionsgewinns bei der Frequenz Null charakterisiert
werden.
-
Die
Phasenlage ist aufgrund der durch die Auskoppelleitungen 236 und 238 gelieferten
definierten Phasenverzögerung
bekannt. Die Messung der Frequenz kann über den bereitgestellten On-Chip-Frequenzteiler 260 erfolgen,
während
die Leistung des Signals durch den On-Chip-Leistungsdetektor 240 bestimmt
werden kann. Auf der Grundlage der an den Anschlussflächen 224a und 242 anliegenden
Gleichsignale sowie dem an den Anschlussflächen 262 anliegenden,
die Frequenz des LO-Signals anzeigenden Signal kann nun bei bekannter
Phasenbeziehung zwischen dem LO-Signal und dem am RF-Eingang 226 anliegenden
Signal der Konversionsgewinn des Mischers 220 ermittelt
werden.
-
Ein
großer
Vorteil der beschriebenen Testmethode ist, dass keinerlei Hochfrequenzmessungen erforderlich
sind, da am Frequenzteilerausgang 262 lediglich niederfrequente
Signale entstehen und an den Anschlussflächen 224a und 242 Gleichsignale anliegen.
Dieses Vorgehen ermöglicht
einen sehr kostengünstigen
Test, der dennoch eine hohe Testabdeckung gewährleistet.
-
Nach
dem Durchführen
des Testens werden die Leiterabschnitte 270 und 280 abgetrennt,
beispielweise durch Vereinzeln des Chips 200, so dass der
Leitungsresonator 230 und die Auskoppelleitungen 236 und 238 von
dem Schaltungskern mit negativem Widerstand 210 sowie dem
RF-Eingang des Mischers 220 abgekoppelt werden. Im Anschluss kann
dann der Schaltungsabschnitt mit negativem Widerstand 210 mit
einem herkömmlichen
dielektrischen Resonator beschaltet werden, um einen DRO zu bilden.
Der Frequenzteiler 260 und der Leistungsdetektor 240 können nach
einem erfolgreichen Test abgetrennt bzw. abgekoppelt werden. Alternativ
können
sie jedoch auch für Überwachungszwecke
auf dem Chip verbleiben.
-
Alle
für den
Test benötigen
Testschaltungen bzw. Strukturen können nach einem erfolgreichen Test
abgetrennt bzw. deaktiviert werden, so dass der letztendlichen Anwendung
des Chips keinerlei Einschränkungen
entstehen. Bei alternativen Ausführungsbeispielen
der Erfindung können
zumindest die Strukturen abgetrennt bzw. abgekoppelt werden, die die
letztendliche Anwendung des Chips beeinträchtigen würden. Bei der letztendlichen
Anwendung wird beispielsweise der Schaltungsabschnitt mit negativem
Widerstand mit einem dielektrischen Resonator beschaltet, um einen
DRO zu bilden.
-
Das
beschriebene Testverfahren kann bei Ausführungsbeispielen der vorliegenden
Erfindung zum Testen von Mischerschaltungen verwendet werden, unabhängig von
der Oszillatorschaltung, die das Lokaloszillatorsignal bereitstellt.
Ein solches Testverfahren ist insbesondere vorteilhaft dahin gehend, dass
ohne Zuhilfenahme von Hochfrequenzmessgeräten, die sehr kostenintensiv
sind, ein umfangreicher Schaltungstest durchgeführt werden kann.
-
Ein
Ausführungsbeispiel
einer messtechnischen Realisierung ist schematisch in 3 dargestellt. 3 zeigt
einen Chip 300, auf dem sich ein Oszillator 310 befindet.
Ein Ausgang 312 des Oszillators ist mit einem LO-Eingang 322 eines
Mischers 320 verbunden. Ein Zwischenfrequenz-Ausgang 324 des
Mischers ist nach außen
geführt,
so dass das darin anliegende Signal von außen mit einem DC-Multimeter 330 gemessen
werden kann. Der Ausgang 312 des Oszillators ist ferner
mit einem Frequenzteiler 340 verbunden, dessen Ausgänge nach
außen
geführt
und mit einem Frequenzzähler 350 verbunden sind.
Mit dem Frequenzzähler 350 lässt sich über den Frequenzteiler 340,
der die Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators in einem definierten
Verhältnis teilt,
die Oszillatorfrequenz bestimmen.
-
Mit
dem Ausgang 312 des Oszillators 310 ist ferner
eine Verzögerungsleitung 360 gekoppelt,
die eine definierte Phasenverschiebung des Ausgangssignals des Oszillators 310 bewirkt,
wobei das phasenverschobene Ausgangssignal der Verzögerungslei tung 360 an
den RF-Eingang 326 des Mischers 320 angelegt wird.
Ferner wird dasselbe einem Leistungsdetektor 370 zugeführt, der
an seinem herausgeführten
Ausgang 372 ein Spannungsmaß zur Verfügung stellt, das der dem RF-Eingang 326 des Mischers 320 zugeführten Leistung
proportional ist. Dieses Spannungssignal kann wiederum mit einem DC-Multimeter 380 gemessen
werden. Die Energieversorgung des Chips 300, der das zu
testende Objekt (DUT) darstellt, wird während des Tests durch eine
externe Leistungsquelle 390 geliefert.
-
Wie
aus dem gezeigten Messaufbau hervorgeht, sind nur DC-Messungen bzw. niederfrequente Messungen
notwendig, um den Chip 300 zu testen, was eine Grundvoraussetzung
für ein
kostengünstiges
Testverfahren ist. Dennoch ist das Testverfahren vorteilhaft dahin
gehend, dass eine sehr hohe Testabdeckung erreicht wird, da die
zu testende Schaltung trotz Verwendung niederfrequenter Messinstrumente
mit Hochfrequenz-Signalen betrieben wird.
-
Zusammenfassend
kann somit festgestellt werden, dass Ausführungsbeispiele der Erfindung
es ermöglichen,
Schaltungsstrukturen zu testen, die ein Oszillatorsignal benötigen, ohne
dass ein externes Resonatorelement notwendig ist. Zu diesem Zweck sind
bei Ausführungsbeispielen
der Erfindung Testresonatorstrukturen vorgesehen, die nach einem
Testen abgetrennt bzw. abgekoppelt werden, so dass der letztendlichen
Anwendung keine merkenswerte Einschränkung bzw. Beeinträchtigung
entsteht.
-
Weiterhin
kann zusammenfassend festgestellt werden, dass Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung Vorrichtungen und Verfahren schaffen,
die es ermöglichen,
mit Hochfrequenz-Signalen
betriebenen Schaltungsstrukturen zu testen, indem an den Lokaloszillator-Eingang
eines Mischers 320 ein Lokaloszillator-Signal angelegt wird,
und an den RF-Eingang des Mischers eine phasenverschobene Version
des Lokaloszillator-Signals angelegt wird.
-
Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind insbesondere geeignet, um Schaltungsstrukturen,
die im GHz-Bereich arbeiten, zu testen, beispielsweise solche, die
für Frequenzen
von mehr als 1 GHz, bevorzugter mehr als 20 GHz und noch bevorzugter mehr
als 70 GHz ausgelegt sind.
-
Bei
Ausführungsbeispielen
der Erfindung können
die Schaltungen und Schaltungsstrukturen auf einem Halbleitersubstrat
gebildet sein, beispielsweise einem Siliziumsubstrat oder einem
GaAs-Substrat. Dabei
können
die hochfrequenzfähigen
Komponenten und Bauelemente dieser Schaltungen durch hochfrequenzfähige Prozesse,
beispielsweise einen Si/SiGe-Prozess oder einen Indiumphosphidprozess
hergestellt sein.
-
- 100
- Schaltungsabschnitt
mit negativem Widerstand
- 110
- Testresonatorstruktur
- 120
- Einrichtung
zum Koppeln
- 200,
200a,200b
- Chips
- 202,
204
- Sägestrassen
- 210
- Schaltungsabschnitt
mit negativem Widerstand
- 212
- Testoszillatorausgang
- 214,
216
- Eingänge des
Schaltungsabschnitts mit negativem Widerstand
- 220
- Mischer
- 222
- Local
Oscillator Eingang des Mischers
- 224
- Zwischenfrequenzausgang
des Mischers
- 224a
- IF-Anschlussflächen
- 226
- Hochfrequenzeingang
des Mischers
- 226a,
226b
- RF-Anschlussflächen
- 230
- Leitungsresonator
- 232,
234
- Anschlussflächen
- 236,
238
- Auskoppelleiter
- 240
- Leistungsdetektor
- 242
- Anschlussflächen des
Leistungsdetektors
- 260
- Frequenzteiler
- 262
- Anschlussflächen des
Frequenzteilers
- 270
- Trennstellen
Leitungsresonator
- 280
- Trennstellen
Auskoppelstruktur
- 300
- Chip
- 310
- Oszillator
- 312
- Ausgang
des Oszillators
- 320
- Mischer
- 322
- Local
Oscillator Eingang des Mischers
- 324
- Zwischenfrequenzausgang
des Mischers
- 326
- Hochfrequenzeingang
des Mischers
- 330
- DC-Multimeter
- 340
- Frequenzteiler
- 350
- Frequenzzähler
- 360
- Phasenleitung
- 370
- Leistungsdetektor
- 372
- Ausgang
des Leistungsdetektors
- 380
- DC-Multimeter
- 390
- Power
Supply
- 400
- Dielektrischer
Resonator