DE102005062659B4

DE102005062659B4 - Vorrichtung zum Betrieb eines bürstenlosen einsträngigen Motors an Wechselspannung mit optionaler Leistungsfaktorkorrektur

Info

Publication number: DE102005062659B4
Application number: DE102005062659A
Authority: DE
Inventors: Thomas Stegmayr
Original assignee: Minebea Co Ltd
Current assignee: MinebeaMitsumi Inc
Priority date: 2005-12-28
Filing date: 2005-12-28
Publication date: 2007-11-08
Anticipated expiration: 2025-12-29
Also published as: DE102005062659A1

Abstract

Vorrichtung zum Betrieb eines bürstenlosen einsträngigen Motors M an Wechselspannung mit optionaler Leistungsfaktorkorrektur, umfassend eine kombinierte Tiefsetz-Hochsetzsteller-Schaltung in Form eines Boost Integrated Buck Rectifier Energy Storage DC/DC Konverters, gekennzeichnet durch vier Schaltelementen Q1 bis Q4 mit zugeordneten Freilauf-Dioden D_Q1 bis D_Q4, die in Vollbrückenschaltung miteinander verbunden sind, einen Brückengleichrichter G, einen ersten Kondensator C1, eine Induktivität L, eine erste und eine zweite Diode D1 und D2 und einen zweiten Kondensator C2, wobei die Vollbrückenschaltung einen ersten Verbindungsknoten VK1, einen zweiten Verbindungsknoten VK2, eine erste Verbindungsleitung VL1 und eine zweite Verbindungsleitung VL2 ausbildet, wobei die Wicklung des Motors M mit den Verbindungsknoten VK1 und VK2 verbunden ist, wobei der Kondensator C2 zu den Ausgangsklemmen des Gleichrichters G parallel geschaltet ist, wobei die positive Ausgangsklemme des Gleichrichters G mit einem Anschluss der Induktivität L und der andere Anschluss der Induktivität L mit den Anoden der Dioden D1 und D2 verbunden ist, wobei...

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Betrieb eines bürstenlosen einsträngigen Motors an Wechselspannung mit optionaler Leistungsfaktorkorrektur.
Beschreibung des Standes der Technik
Elektronische Schaltungen und Steuerungen zum Betrieb eines einsträngigen bürstenlosen Motors an Gleichspannung sind bekannt und weit verbreitet. 1 stellt eine mögliche Grundstruktur des Leistungsteils einer solchen Schaltung mit bipolarer Speisung der Motorwicklung dar. Die Wicklung des Motors M liegt hierbei in der Diagonalen einer Leistungs-Vollbrücke, die durch vier elektronische Schalter (z. B. Feldeffekttransistoren) Q1 bis Q4 mit entsprechenden Freilauf-Dioden D_Q1 bis D_Q4 gebildet wird. Die Kommutierung, in diesem Fall also die Umkehr der Stromrichtung in der Motorwicklung wird in Abhängigkeit der Rotorposition anhand eines Signals eines Lagesensors, z. B. einer Hallsonde, vorgenommen, das sich mit der räumlichen Rotorposition ändert. Eine Drehzahlstellung kann durch periodisches Schließen und Öffnen der elektronischen Schalter, gemäß einer Pulsweitenmodulation (PWM) vorgenommen werden. Die Motoren werden normalerweise zusammen mit der beschriebenen Leistungselektronik über einen separaten elektronischen Wandler (Schaltnetzteil), der die Netzversorgungsspannung in eine geeignete Gleichspannung umformt, betrieben. Die Höhe der Gleichspannung lässt sich dabei auf jeden sinnvollen Wert festlegen. Das Schaltnetzteil übernimmt dabei, falls gefordert, auch die Leistungsfaktorkorrektur. Unter Leistungsfaktorkorrektur sind alle Maßnahmen zu verstehen, um den Strom durch ein elektrisches Gerät proportional zur anliegenden Spannung zu machen.
Eine weitere sehr einfache Methode zum Erzeugen der Gleichspannung aus der Netzspannung ist einen Brückengleichrichter zu verwenden und den für die Motorelektronik ohnehin notwendigen Energiepuffer (Elektrolytkondensator) in seiner Kapazität entsprechend größer zu bemessen, um dadurch eine ausreichende Glättung der Zwischenkreisspannung zu erreichen. Diese Methode hat den Nachteil eines schlechten (niedrigen) Leistungsfaktors und ist deshalb nur bei geringer Leistung zulässig. Außerdem nimmt der Elektrolytkondensator eine ungünstige Baugröße an. Die Höhe der Gleichspannung ist dabei auf den Spitzenwert der Eingangswechselspannung festgelegt.
In Co, M. A.; Brumatti, M.; Simonetti, D. S. L.; Vieira, J. L. F.: "Single Stage Electronic Ballast for HID Lamps", Industry Applications Conference, 2003. 38th IAS Annual Meeting Conference Record of the Volume 1, 12–16 Okt. 2003, Seiten 339–344, vol. 1, ist eine Hochsetz-Tiefsetzsteller-Schaltung auf Basis eines sogenannten Boost Integrated Buck Rectifier Energy Storage DC/DC Konverters zur Ansteuerung von Hochintensitäts-Entladungslampen (HID-Lampen) beschrieben. Diese relativ einfache Schaltung ermöglicht einen zuverlässigen Betrieb von HID-Lampen an Wechselspannung [Lit. 1].
Die gattungsbildende DE 198 23 917 A1 offenbart mehrere Schaltungen zur Erzeugung eines Mehrphasen-Wechselstroms, um z. B. einen Elektromotor anzusteuern. Alle gezeigten Schaltungsanordnungen gehen dabei von einer herkömmlichen Vollbrückenschaltung aus. Zwei gegenüberliegende Anschlüsse der Brückenschaltung sind mit einer Spannungsquelle verbunden, während die zwei anderen Ansschlüsse mit dem Motor verbunden sind.
Offenbarung der Erfindung
Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine Vorrichtung anzugeben, mit der unter geringem technischen Aufwand der Betrieb eines elektronisch kommutierten, einsträngigen Motors an Wechselspannung, z. B. Netz, wahlweise auch mit Leistungsfaktorkorrektur, möglich ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Bevorzugte Ausgestaltungen und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
Die erfindungsgemäße Lösung besteht darin, die Stromversorgungseinheit und die Motorsteuerungselektronik bei gleichzeitiger, wahlweiser Korrektur des Leistungsfaktors zu einer Einheit zusammenzufassen. Dazu wird eine Kombinierte Tiefsetz-Hochsetzsteller-Schaltung verwendet, die auf einer BIBRED(Boost Integrated Buck Rectifier Energy Storage DC/DC-Converter)-Topologie basiert.
Der Vorteil der Erfindung liegt in der Einfachheit der Schaltung zur Ansteuerung des Motors, die daher sehr platzsparend und kostengünstig hergestellt werden kann.
Es ist ein erster und ein zweiter Kommutierungsabschnitt vorgesehen, wobei im ersten Kommutierungsabschnitt ein erster und ein zweiter Betriebszyklus der Reihe nach mehrmals ausgeführt werden, und im zweiten Kommutierungsabschnitt ein dritter und ein vierter Betriebszyklus der Reihe nach mehrmals ausgeführt werden.
Im ersten Betriebszyklus, während einer Zeitdauer T1, wird eine Hochsetzstellerdrossel aufmagnetisiert und der Motor von einem Speicherkondensator mit Strom versorgt. Im zweiten Betriebszyklus, während einer Zeitdauer T2 + T3, wird die Hochsetzstellerdrossel abmagnetisiert und lädt den Speicherkondensator auf, während sich der Motor im Freilauf befindet.
Im dritten Betriebszyklus, während einer Zeitdauer T4, wird die Hochsetzstellerdrossel aufmagnetisiert und der Motor von dem Speicherkondensator in umgekehrter Richtung mit Strom versorgt. Im vierten Betriebszyklus, während einer Zeitdauer T5 + T6, wird die Hochsetzstellerdrossel abmagnetisiert und lädt den Speicherkondensator auf, während sich der Motor im Freilauf befindet.
Ein alternatives Ansteuerungsverfahren der Schaltelemente, bei dem ein erster und ein zweiter zusätzlicher Betriebszyklus ausgeführt werden, erlaubt eine Reduktion der Spannungswelligkeit der Zwischenkreisspannung oder eine Verringerung der Kapazität des Pufferkondensators und damit nochmals eine Verringerung der Kosten und der Baugröße der Schaltung.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt eine dem Stand der Technik entsprechende Grundstruktur eines Leistungsteils einer elektronischen Schaltung zum Betrieb eines einsträngigen, bürstenlosen Motors an Gleichspannung.
2 zeigt eine erfindungsgemäße elektronische Schaltung zum Betrieb eines einsträngigen, bürstenlosen Motors an Gleichspannung, die einen Motorleistungsteil und eine Wandlerschaltung, zur Wechselspannungs-Gleichspannungswandlung, bei gleichzeitiger Leistungsfaktorkorrektur in sich vereint.
3 zeigt die Schaltung von 2 und die Stromwege bei eingeschalteten Schaltern Q2 und Q3 und ausgeschalteten Schaltern Q1, Q4.
4 zeigt die Schaltung von 2 und die Stromwege bei eingeschaltetem Schalter Q2, ausgeschaltetem Schalter Q3 und ausgeschalteten Schaltern Q1, Q4.
5 zeigt schematisch die Zeitdiagramme der Ein- und Ausschaltzeiten der Schalter sowie der Ströme i_L und i_M durch die Drossel L und den Motor M, für ein erstes Ansteuerungsverfahren (abgeleitet aus [Lit. 1]).
6 zeigt schematisch den zeitlichen Verlauf des Stromes i_L und der Spannung U_in für die Schaltung nach 2.
7 zeigt ein alternatives Ansteuerungsverfahren für die elektronische Schaltung mit dem Ziel, die notwendige Kapazität des Energiepuffers C1 (Elektrolytkondensator) oder die Spannungswelligkeit der Zwischenkreisspannung zu reduzieren.
8 zeigt die Schaltung von 2 und die Stromwege bei ausgeschaltetem Schalter Q2, eingeschaltetem Schalter Q3 und ausgeschalteten Schaltern Q1, Q4.
9 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform der Schaltung nach 2, bei der die Hochsetzsteller-Induktivität mit der negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters verbunden ist.
10 zeigt schematisch die Zeitdiagramme der Ein- und Ausschaltzeiten der Schalter sowie der Ströme i_L und i_M durch die Drossel L und den Motor M für die Ausgestaltung nach 9 (abgeleitet aus [Lit. 1]).
Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung
In 2 ist die erfindungsgemäße Tiefsetz-Hochsetzsteller-Schaltung für den Betrieb eines einsträngigen bürstenlosen Motors M dargestellt. Die Schaltung umfasst eine bekannte Leistungs-Vollbrücke, welche die Schaltelemente Q1 bis Q4 (beispielsweise durch einen MOSFET oder IGBT realisiert) mit jeweils zugeordneten Freilauf-Dioden D_Q1 bis D_Q4 enthält. Die beiden Schalter Q1 und Q3 sind in Reihe geschaltet und bilden einen ersten Verbindungsknoten VK1. Die beiden Schalter Q2 und Q4 sind ebenfalls in Reihe geschaltet und bilden einen zweiten Verbindungsknoten VK2. Die freien Anschlüsse der Schalter Q1 und Q2 sind mit einer Verbindungsleitung VL1 verbunden, währen die freien Anschlüsse der Schalter Q3 und Q4 mit einer Verbindungsleitung VL2 verbunden sind. Die Wicklung des Motors M liegt in der Diagonalen der Vollbrücke, und ist mit dem Verbindungsknoten VK1 der beiden Schalter Q1 und Q3 und dem Verbindungsknoten VK2 der beiden Schalter Q2 und Q4 verbunden. Ferner umfasst die Schaltung einen Brückengleichrichter G, einen ersten Kondensator C1, eine Induktivität L für die Leistungsfaktorkorrektur-Hochsetzsteller-Funktionalität, eine erste und eine zweite Diode D1 und D2 und einen zweiten Kondensator C2.
Der Brückengleichrichter G erzeugt aus einer Netzwechselspannung U~ an seinen beiden Ausgangsklemmen eine pulsierende Gleichspannung U_in, mit der die restliche Schaltung versorgt wird. Der Kondensator C2 ist zu den Ausgangsklemmen des Gleichrichters G parallel geschaltet. Die positive Ausgangsklemme des Gleichrichters G ist mit einem Anschluss der Induktivität L verbunden. Der andere Anschluss der Induktivität L ist mit den Anoden der Dioden D1 und D2 verbunden. Die Kathode von D1 ist mit dem Verbindungsknoten VK1 verbunden, während die Kathode von D2 mit dem Verbindungsknoten VK2 verbunden ist. Die negative Ausgangsklemme des Gleichrichters G ist mit der Verbindungsleitung VL2 der Vollbrücke verbunden. Der Speicherkondensator C1 ist mit den Verbindungsleitungen VL1 und VL2 der Vollbrücke verbunden.
Das wesentliche Kennzeichen dieser Schaltung ist, dass die Schaltelemente Q1 bis Q4 gleichzeitig zur Bestromung der Hochsetzsteller-Induktivität L und der Wicklung des Motors M genutzt werden, wobei die Wicklung des Motors M als Tiefsetzsteller-Induktivität verwendet wird.
Die Hochsetz-Tiefsetzsteller-Schaltung arbeitet ihrer Funktion gemäß, wie bekannt. Die Arbeitsweise wird anhand der 2, 4 und 5 erläutert. Die beiden möglichen Kommutierungsstromwege für den Motor M ergeben sich einerseits durch Ansteuerung der Schaltelemente Q1 und Q4, wobei ein erster und ein zweiter Betriebszyklus durchlaufen wird, und andererseits durch Ansteuerung der Schaltelemente Q2 und Q3, wobei ein dritter und ein vierter Betriebszyklus durchlaufen wird. Die elektronischen Schalter Q3 und Q4 werden im entsprechenden Motorbestromungsabschnitt mit einer höheren Frequenz angesteuert als die Schalter Q1 und Q2. Es wird vorzugsweise eine Pulsweitenmodulation der Schalter Q3 und Q4 verwendet, deren Frequenz um ein Vielfaches höher ist als die Kommutierungsfrequenz des Motors. Das Tastverhältnis der Pulsweitenmodulation bleibt während der Periode der Eingangsspannung U_in konstant und verändert sich nur langsam entsprechend der geforderten Motordrehzahl. Die Ansteuerung der Schaltelemente Q1–Q4 übernimmt vorzugsweise eine programmierbare Steuerung (nicht dargestellt), beispielsweise ein Mikrocontroller, der über entsprechende Sensoren, beispielsweise Hallsensoren, die Rotorposition des Motors erfasst und in Abhängigkeit davon die Signale zur Ansteuerung der Leistungsschalter bereit stellt.
Wie man in 3 anhand der eingezeichneten Stromwege für die Ströme i_L und i_M erkennt, wird während der Einschaltdauer der Schalter Q2 und Q3 sowohl die Hochsetzsteller-Induktivität L aufmagnetisiert als auch die Wicklung des Motors mit Strom versorgt. Der Einschaltzustand der Schalter Q2 und Q3 ist in 5 dem Zeitabschnitt T4 zugeordnet, der dem dritten Betriebszyklus entspricht. Der Strom i_L fließt durch die Induktivität L, die Diode D1 und den Schalter Q3 und steigt im Zeitraum T4 annähernd linear an. Die Motorwicklung ist über die Schalter Q2 und Q3 mit den Polen des Energiepufferkondensators C1 verbunden und wird von diesem mit dem Strom i_M versorgt. In den nachfolgenden Zeitabschnitten T5 und T6, die den vierten Betriebszyklus definieren, wird der Schalter Q3 ausgeschaltet, während Q2 eingeschaltet bleibt. Wie man den 4 und 5 entnehmen kann, wird im Zeitabschnitt T5 die Induktivität L abmagnetisiert, wobei der Strom i_L von D1 auf D2 kommutiert und über den Schalter Q2 den Energiepufferkondensator C1 auflädt. Dabei geht der Strom i_L wieder annähernd linear auf Null zurück. Im letzten Zeitabschnitt T6, während der Ausschaltdauer von Q3, ist die Induktivität L unbestromt (i_L = 0). Der Motor befindet sich im Freilauf. Der Strom i_M fließt über D_Q1 und Q2.
Die Zeitabschnitte T4 bis T6 wiederholen sich solange, bis ein Kommutierungswechsel stattfindet und die beiden Schalter Q2 und Q3 abgeschaltet werden. Dann werden die Schalter Q1 und Q4 angesteuert und der Motorstrom invertiert sich. Es werden nun die Schaltperioden T1, entsprechend dem ersten Betriebszyklus, und T2 und T3, entsprechend dem zweiten Betriebszyklus (vgl. 5) wiederholt durchlaufen. Im ersten und zweiten Betriebszyklus fließen die Ströme i_L und i_M über die Schalter Q1 und/oder Q4, wobei der Motorstrom i_M seine Richtung ändert.
Wie man insbesondere in 6 erkennt, hat der Strom i_L durch die Induktivität L insgesamt einen dreieckförmigen Verlauf mit einer variierenden Lückenbreite zwischen den einzelnen Dreiecken. Die Lückenbreite zwischen den Dreiecken, und die Höhe der Dreiecke hängt ab vom augenblicklichen Wert der pulsierenden Eingangsspannung U_in (Gleichrichterausgangsspannung) und vom Belastungszustand (Stromaufnahme) des Motors M. In den 5 und 6 ist der Strom i_L in Abhängigkeit der Eingangsspannung U_in schematisch dargestellt. Eine maßstabsgerechte zeichnerische Darstellung der Dreiecksbreite im Verhältnis zur Sinushalbschwingung der Eingangsspannung ist für technisch realistische Arbeitsfrequenzen kaum möglich. Der Verlauf des Stroms i_L ist die Ursache dafür, dass die Schaltung, nach entsprechender Filterung durch den Kondensator C2 einen hohen Leistungsfaktor aufweist.
Der Grenzfall ist erreicht, wenn der Strom i_L durch L zum Ende einer PWM-Periode gerade noch zu Null wird. Dies ist in 6 in der Mitte der Eingangssinushalbschwingung der Fall. Bei weiterer Steigerung der Motorleistung, durch zusätzliche mechanische Last oder durch Erhöhung des Tastverhältnisses, kann die Induktivität L nicht mehr vollständig abmagnetisiert werden. Es muss sichergestellt werden, dass dieser Grenzfall nicht überschritten wird. Dazu muss entsprechend der Auslegung der Induktivität der maximale Tastgrad des PWM auf einen bestimmten Wert beschränkt werden. Ferner sollte die maximale Motorleistung durch übliche Maßnahmen begrenzt werden.
Anhand der 7 und 8 wird nun eine alternative Art der Ansteuerung der Schaltelemente beschrieben. Durch diese Art der Ansteuerung ergibt sich ein weniger guter Leistungsfaktor; dagegen kann der Kondensator C1 kleiner und damit kostengünstiger gewählt werden.
Der oben beschriebene Grenzfall für den Leistungsfaktor tritt zuerst an der Stelle auf, an der die Sinushalbschwingung der Eingangsspannung U_in ihr Maximum hat. Während des Nulldurchgangs und der Flanken der Sinushalbschwingung kann der Tastgrad für die PFC-Induktivität L noch weiter gesteigert werden, da hier die Lücken zwischen den einzelnen Dreiecken noch groß sind. Das veränderte Ansteuerkonzept nutzt diese Tatsache um die Spannungswelligkeit über dem Zwischenkreiskondensator C1 zu reduzieren, so dass dessen Kapazität verringert werden kann.
Die Einschaltdauer T1 bzw. T4 der PWM-modulierten Schaltelemente Q3 bzw. Q4 wird im Gegensatz zum ersten Ausführungsbeispiel um einen bestimmten Zeitabschnitt T_V verlängert. Während dieses Zeitabschnitts T_V wird das zugehörige andere Schaltelement Q2 bzw. Q1 ausgeschaltet. Hierdurch vergrößert sich die Einschaltdauer des Stroms i_L, also das Tastverhältnis, durch die PFC-Hochsetzsteller-Induktivität L, während die Einschaltdauer (Tastverhältnis) des Motors unverändert bleibt, da er auch im Zeitabschnitt T_V ausgeschaltet ist und sich in einer Freilaufphase über die unteren Schaltelemente Q3 und Q4 befindet (vgl. i_M in 8).
Anders ausgedrückt; die Freilaufphase des Motor wird zweigeteilt in einen Freilauf über die unteren Schaltelemente Q3 und Q4, während der Zeitdauer T_V, und einen Freilauf über die oberen Schaltelemente Q1 und Q2, während der Zeitdauer (T5 + T6) – T_V. Während des Motorfreilaufs über die unteren Schaltelemente Q3 und Q4 kann die PFC-Hochsetzdrossel L weiter aufmagnetisiert werden. Die zweite Ansteuerungsvariante ist in 7 mit durchgezogenen Linien dargestellt; die gestrichelten Linien geben zum Vergleich die erste Ansteuerungsvariante wieder. Die überlagerte langsame Motorkommutierung bleibt in der Darstellung nach 7 unberücksichtigt. Der geteilte Freilauf ist über die Periode der Eingangsspannung U_in nun so zu modulieren, dass die Zwischenkreisspannung über der Vollbrücke konstant bleibt.
9 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform der Schaltung nach 2. Im Unterschied zu 2 ist die Hochsetzsteller-Induktivität L mit der negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G verbunden. Der andere Anschluss der Induktivität L ist mit den Kathoden der Dioden D1 und D2 verbunden. Die Anode von D1 ist mit dem Verbindungsknoten VK1 verbunden, während die Anode von D2 mit dem Verbindungsknoten VK2 verbunden ist. Die positive Ausgangsklemme des Gleichrichters G ist unmittelbar mit der Verbindungsleitung VL1 der Vollbrücke verbunden. Wie weiter oben beschrieben wurde, ergeben sich die beiden möglichen Kommutierungsstromwege für den Motor M wiederum einerseits durch Ansteuerung der Schaltelemente Q1 und Q4, wobei ein erster und ein zweiter Betriebszyklus durchlaufen wird, und andererseits durch Ansteuerung der Schaltelemente Q2 und Q3, wobei ein dritter und ein vierter Betriebszyklus durchlaufen wird. Im Gegensatz zur Schaltung in 2 werden in 9 Schaltelemente Q1 und Q2 im entsprechenden Motorbestromungsabschnitt mit einer höheren Frequenz angesteuert als die Schalter Q3 und Q4. Es wird vorzugsweise eine Pulsweitenmodulation zur Ansteuerung der Schalter Q1 und Q2 verwendet, deren Frequenz um ein Vielfaches höher ist als die Kommutierungsfrequenz des Motors. Die Ansteuerung der Schaltelemente Q1–Q4 übernimmt auch hier eine programmierbare Steuerung.
10 zeigt schematisch die Zeitdiagramme der Ein- und Ausschaltzeiten der Schaltelemente Q1 bis Q4 sowie der Ströme i_L und i_M durch die Drossel L und den Motor M für die Schaltung nach 9. Im Unterschied zur 5 sind die vertauschten Ein- und Ausschaltzeiten der Schaltelemente Q1 und Q4 bzw. Q2 und Q3 zu beachten. Am Verlauf der Ströme i_L und i_M ändert sich nichts.

Claims

Vorrichtung zum Betrieb eines bürstenlosen einsträngigen Motors M an Wechselspannung mit optionaler Leistungsfaktorkorrektur, umfassend eine kombinierte Tiefsetz-Hochsetzsteller-Schaltung in Form eines Boost Integrated Buck Rectifier Energy Storage DC/DC Konverters, gekennzeichnet durch vier Schaltelementen Q1 bis Q4 mit zugeordneten Freilauf-Dioden D_Q1 bis D_Q4, die in Vollbrückenschaltung miteinander verbunden sind, einen Brückengleichrichter G, einen ersten Kondensator C1, eine Induktivität L, eine erste und eine zweite Diode D1 und D2 und einen zweiten Kondensator C2, wobei die Vollbrückenschaltung einen ersten Verbindungsknoten VK1, einen zweiten Verbindungsknoten VK2, eine erste Verbindungsleitung VL1 und eine zweite Verbindungsleitung VL2 ausbildet, wobei die Wicklung des Motors M mit den Verbindungsknoten VK1 und VK2 verbunden ist, wobei der Kondensator C2 zu den Ausgangsklemmen des Gleichrichters G parallel geschaltet ist, wobei die positive Ausgangsklemme des Gleichrichters G mit einem Anschluss der Induktivität L und der andere Anschluss der Induktivität L mit den Anoden der Dioden D1 und D2 verbunden ist, wobei die Kathode der Diode D1 mit dem Verbindungsknoten VK1 und die Kathode der Diode D2 mit dem Verbindungsknoten VK2 verbunden ist, wobei die negative Ausgangsklemme des Gleichrichters G mit der Verbindungsleitung VL2 der Vollbrücke verbunden ist und der Speicherkondensator C1 mit den Verbindungsleitungen VL1 und VL2 der Vollbrückenschaltung verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Ansteuerung des Motors ein erster und ein zweiter Kommutierungsabschnitt vorgesehen sind, wobei im ersten Kommutierungsabschnitt ein erster und ein zweiter Betriebszyklus der Reihe nach mehrmals ausgeführt werden, und im zweiten Kommutierungsabschnitt ein dritter und ein vierter Betriebszyklus der Reihe nach mehrmals ausgeführt werden.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Ansteuerung des Motors ein erster und ein zweiter Kommutierungsabschnitt vorgesehen sind, wobei im ersten Kommutierungsabschnitt der erste, ein erster zusätzlicher und der zweite Betriebszyklus der Reihe nach mehrmals ausgeführt werden, und im zweiten Kommutierungsabschnitt der dritte, ein zweiter zusätzlicher und der vierte Betriebszyklus der Reihe nach mehrmals ausgeführt werden.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten Betriebszyklus, während einer Zeitdauer T1, das Schaltelement Q1 eingeschaltet, das Schaltelement Q4 eingeschaltet und die Schaltelemente Q2 und Q3 ausgeschaltet sind, wobei ein Strom i_L von der positiven Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G durch die Induktivität L, durch die Diode D2 und durch das Schaltelement Q4 zur negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters fließt, und ein Strom i_M von der positiven Elektrode des Kondensators C1, durch das Schaltelement Q1, durch die Wicklung des Motors M und durch das Schaltelement Q4 zur negativen Elektrode des Kondensators C1 fließt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass im zweiten Betriebszyklus, während einer Zeitdauer T2 + T3, das Schaltelement Q1 eingeschaltet, das Schaltelement Q4 ausgeschaltet und die Schaltelemente Q2 und Q3 ausgeschaltet sind, wobei ein Strom i_L von der positiven Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G durch die Induktivität L, durch die Diode D1 und durch das Schaltelement Q1 zur positiven Elektrode des Kondensators C1 fließt, und ein Strom i_M durch die Wicklung des Motors, durch die Freilauf-Diode D_Q2 und durch das Schaltelement Q1 fließt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass im dritten Betriebszyklus, während einer Zeitdauer T4, das Schaltelement Q2 eingeschaltet, das Schaltelement Q3 eingeschaltet und die Schaltelemente Q1 und Q4 ausgeschaltet sind, wobei ein Strom i_L von der positiven Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G durch die Induktivität L, durch die Diode D1 und durch das Schaltelement Q3 zur negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters fließt, und ein Strom i_M von der positiven Elektrode des Kondensators C1, durch das Schaltelement Q2, durch die Wicklung des Motors M und durch das Schaltelement Q3 zur negativen Elektrode des Kondensators C1 fließt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass im vierten Betriebszyklus, während einer Zeitdauer T5 + T6, das Schaltelement Q2 eingeschaltet, das Schaltelement Q3 ausgeschaltet ist und die Schaltelemente Q1 und Q4 ausgeschaltet sind, wobei ein Strom i_L von der positiven Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G durch die Induktivität L, durch die Diode D2 und durch das Schaltelement Q2 zur positiven Elektrode des Kondensators C1 fließt, und ein Strom i_M durch die Wicklung des Motors, durch die Freilauf-Diode D_Q1 und durch Schaltelement Q2 fließt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der erste zusätzliche Betriebszyklus zwischen dem ersten und dem zweiten Betriebszyklus vorgesehen ist, wobei das Schaltelement Q1 ausgeschaltet, das Schaltelement Q4 eingeschaltet und die Schaltelemente Q2 und Q3 ausgeschaltet sind, wobei ein Strom i_L von der positiven Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G durch die Induktivität L, durch die Diode D2 und durch das Schaltelement Q4 zur negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters fließt, und ein Strom i_M durch die Wicklung des Motors, durch das Schaltelement Q4 und durch die Freilauf-Diode D_Q3 fließt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite zusätzliche Betriebszyklus zwischen dem dritten und dem vierten Betriebszyklus vorgesehen ist, wobei das Schaltelement Q2 ausgeschaltet, das Schaltelement Q3 eingeschaltet und die Schaltelemente Q1 und Q4 ausgeschaltet sind, wobei ein Strom i_L von der positiven Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G durch die Induktivität L, durch die Diode D1 und durch das Schaltelement Q3 zur negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters fließt, und ein Strom i_M durch die Wicklung des Motors, durch das Schaltelement Q3 und durch die Freilauf-Diode D_Q4 fließt.
Vorrichtung zum Betrieb eines bürstenlosen einsträngigen Motors M an Wechselspannung mit optionaler Leistungsfaktorkorrektur, umfassend eine kombinierte Tiefsetz-Hochsetzsteller-Schaltung in Form eines Boost Integrated Buck Rectifier Energy Storage DC/DC Konverters, gekennzeichnet durch vier Schaltelemente Q1 bis Q4 mit zugeordneten Freilauf-Dioden D_Q1 bis D_Q4, die in Vollbrückenschaltung miteinander verbunden sind, einen Brückengleichrichter G, einen ersten Kondensator C1, eine Induktivität L, eine erste und eine zweite Diode D1 und D2 und einen zweiten Kondensator C2, wobei die Vollbrückenschaltung einen ersten Verbindungsknoten VK1, einen zweiten Verbindungsknoten VK2, eine erste Verbindungsleitung VL1 und eine zweite Verbindungsleitung VL2 ausbildet, wobei die Wicklung des Motors M mit den Verbindungsknoten VK1 und VK2 verbunden ist, wobei der Kondensator C2 zu den Ausgangsklemmen des Gleichrichters G parallel geschaltet ist, wobei die negative Ausgangsklemme des Gleichrichters G mit einem Anschluss der Induktivität L und der andere Anschluss der Induktivität L mit den Kathoden der Dioden D1 und D2 verbunden ist, wobei die Anode der Diode D1 mit dem Verbindungsknoten VK1 und die Anode der Diode D2 mit dem Verbindungsknoten VK2 verbunden ist, wobei die positive Ausgangsklemme des Gleichrichters G mit der Verbindungsleitung VL1 der Vollbrücke verbunden ist und der Speicherkondensator C1 mit den Verbindungsleitungen VL1 und VL2 der Vollbrückenschaltung verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Ansteuerung des Motors ein erster und ein zweiter Kommutierungsabschnitt vorgesehen sind, wobei im ersten Kommutierungsabschnitt ein erster und ein zweiter Betriebszyklus der Reihe nach mehrmals ausgeführt werden, und im zweiten Kommutierungsabschnitt ein dritter und ein vierter Betriebszyklus der Reihe nach mehrmals ausgeführt werden.
Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Ansteuerung des Motors ein erster und ein zweiter Kommutierungsabschnitt vorgesehen sind, wobei im ersten Kommutierungsabschnitt der erste, ein erster zusätzlicher und der zweite Betriebszyklus der Reihe nach mehrmals ausgeführt werden, und im zweiten Kommutierungsabschnitt der dritte, ein zweiter zusätzlicher und der vierte Betriebszyklus der Reihe nach mehrmals ausgeführt werden.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten Betriebszyklus, während einer Zeitdauer T1, das Schaltelement Q1 eingeschaltet, das Schaltelement Q4 eingeschaltet und die Schaltelemente Q2 und Q3 ausgeschaltet sind, wobei ein Strom i_L von der positiven Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G durch das Schaltelement Q1, durch die Diode D1 und durch die Induktivität L zur negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G fließt, und ein Strom i_M von der positiven Elektrode des Kondensators C1, durch das Schaltelement Q1, durch die Wicklung des Motors M und durch das Schaltelement Q4 zur negativen Elektrode des Kondensators C1 fließt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass im zweiten Betriebszyklus, während einer Zeitdauer T2 + T3, das Schaltelement Q4 eingeschaltet, das Schaltelement Q1 ausgeschaltet und die Schaltelemente Q2 und Q3 ausgeschaltet sind, wobei ein Strom i_L von der negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G durch die Induktivität L, durch die Diode D2 und durch das Schaltelement Q4 zur negativen Elektrode des Kondensators C1 fließt, und ein Strom i_M durch die Wicklung des Motors, durch das Schaltelement Q4 und durch die Freilauf-Diode D_Q3 fließt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass im dritten Betriebszyklus, während einer Zeitdauer T4, das Schaltelement Q2 eingeschaltet, das Schaltelement Q3 eingeschaltet und die Schaltelemente Q1 und Q4 ausgeschaltet sind, wobei ein Strom i_L von der positiven Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G durch das Schaltelement Q2, durch die Diode D2 und durch die Induktivität L zur negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters fließt, und ein Strom i_M von der positiven Elektrode des Kondensators C1, durch das Schaltelement Q2, durch die Wicklung des Motors M und durch das Schaltelement Q3 zur negativen Elektrode des Kondensators C1 fließt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass im vierten Betriebszyklus, während einer Zeitdauer T5 + T6, das Schaltelement Q3 eingeschaltet, das Schaltelement Q2 ausgeschaltet ist und die Schaltelemente Q1 und Q4 ausgeschaltet sind, wobei ein Strom i_L von der negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G durch die Induktivität L, durch die Diode D1 und durch das Schaltelement Q3 zur negativen Elektrode des Kondensators C1 fließt, und ein Strom i_M durch die Wicklung des Motors, durch das Schaltelement Q3 und die Freilauf-Diode D_Q4 fließt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass der erste zusätzliche Betriebszyklus zwischen dem ersten und dem zweiten Betriebszyklus vorgesehen ist, wobei das Schaltelement Q1 eingeschaltet, das Schaltelement Q4 ausgeschaltet und die Schaltelemente Q2 und Q3 ausgeschaltet sind, wobei ein Strom i_L von der positiven Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G durch das Schaltelement Q1, durch die Diode D1 und durch die Induktivität L zur negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters fließt, und ein Strom i_M durch die Wicklung des Motors, durch die Freilauf-Diode D_Q2 und das Schaltelement Q1 fließt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, 15 und 16, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite zusätzliche Betriebszyklus zwischen dem dritten und dem vierten Betriebszyklus vorgesehen ist, wobei das Schaltelement Q2 eingeschaltet, das Schaltelement Q3 ausgeschaltet und die Schaltelemente Q1 und Q4 ausgeschaltet sind, wobei ein Strom i_L von der positiven Ausgangsklemme des Brückengleichrichters G durch das Schaltelement Q2, durch die Diode D2 und durch die Induktivität L zur negativen Ausgangsklemme des Brückengleichrichters fließt, und ein Strom i_M durch die Wicklung des Motors, durch die Freilauf-Diode D_Q1 und das Schaltelement Q2 fließt.