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Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb
mindestens einer elektrischen Lampe mit einem Gleichrichter, der
eingangsseitig mindestens einen Anschluss für eine Netzspannung aufweist
und ausgangsseitig an einen Wechselrichter gekoppelt ist, wobei
der Ausgang des Wechselrichters an einen ersten Anschluss für die elektrische
Lampe gekoppelt ist, einem zweiten Anschluss für die elektrische Lampe, der
mit dem Ausgangssignal des Gleichrichters gekoppelt ist, einer Steuerschaltung
zur Steuerung des Wechselrichters, die einen Stromversorgungseingang
aufweist, einer mit dem Stromversorgungseingang gekoppelte erste Versorgungsschaltung
zur stationären
Stromversorgung der Steuerschaltung bei Betrieb des Wechselrichters,
und einer zweiten mit dem Stromversorgungseingang gekoppelten Versorgungsschaltung zur
Start-Stromversorgung
der Steuerschaltung bei Nicht-Betrieb des Wechselrichters, wobei
die zweite Versorgungsschaltung eingangsseitig mit dem zweiten Anschluss
für die
elektrische Lampe derart gekoppelt ist, dass eine galvanische Verbindung
zum Ausgangssignal des Gleichrichters nur bei eingesetzter elektrischer
Lampe gegeben ist. Sie betrifft überdies
ein Betriebsverfahren für
mindestens eine elektrische Lampe an einer derartigen Schaltungsanordnung.
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Stand der
Technik
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Derartige
Schaltungsanordnungen werden beispielsweise in elektrischen Vorschaltgeräten für Leuchtstofflampen
verwendet, wobei von der Schaltungsanordnung nur dann eine Startsequenz,
d. h. Vorheizen und Zünden,
ausgeführt
werden soll, wenn mindestens eine Elektrode einer elektrischen Lampe als
an die Schaltungsanordnung angeschlossen erkannt wurde. Dazu verwendet
man im Allgemeinen einen Anlaufpfad mit einem, insbesondere hochohmigen,
Widerstand, der über
mindestens eine Elektrode einer Lampe geführt wird. Dieser Widerstand wird
im Allgemeinen aus der gleichgerichteten Netzwechselspannung, d.
h. mit dem Ausgangssignal des Gleichrichters, versorgt und führt einer
Steuerschaltung der Schaltungsanordnung den notwendigen Start-Strom
zu, damit der Wechselrichter anlaufen kann. Im Normalbetrieb erzeugt
dieser Widerstand jedoch unerwünschte
Verluste, insbesondere wenn der Start-Strombedarf der Steuerschaltung
hoch ist.
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Im
Zusammenhang mit dieser Problematik ist zu berücksichtigen, dass derartige
Schaltungsanordnungen ausgelegt sein sollen sowohl bei einer DC-Spannung
als auch einer AC-Spannung
am Netzanschluss zu funktionieren. Die am Eingang des Wechselrichters
anliegende so genannte Zwischenkreisspannung schwankt daher zwischen
ca. 200 V (DC-Versorgung)
bis 400 V (AC-Versorgung). Bei einer Zwischenkreisspannung von ca.
400 V fließt
daher über
den Widerstand der Start-Stromversorgung der doppelte Strom wie
bei einer Zwischenkreisspannung von ca. 200 V. Geht man beispielsweise
von einem Start-Strom von 1 mA aus, so darf die Summe der Widerstände in der
Start-Stromversorgungsschaltung maximal 200 kΩ betragen, wenn dieser benötigte Start-Strom
auch bei DC-Versorgung geliefert werden soll. Wird eine derart dimensionierte
Schaltung nunmehr bei einer Zwischenkreisspannung von 400 V betrieben,
so ergibt sich eine Verlustleistung in diesem mindestens einen Widerstand
von ca. 800 mW. Wie bereits erwähnt,
wird die stationäre
Stromversorgung bei Betrieb des Wechselrichters aus dem Wechselrichter
versorgt. Der stationäre
Strombedarf derartiger Steuerschaltungen beträgt ca. 10 bis 20 mA. Die Start-Stromversorgung läuft jedoch
weiter und damit werden auch im stationären Betrieb der Schaltungsanordnung
die besagten Verluste in der Versorgungsschaltung zur Start-Stromversorgung der
Steuerschaltung erzeugt. Da die üblichen
Standardwiderstände,
beispielsweise der Reihe 0207, stationär nur für eine Verlustleistung von
500 mW dimensioniert sind, müssen,
damit im stationären
Betrieb keine Überlastung
auftritt, zwei parallele derartige Widerstände verwendet werden.
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Darstellung
der Erfindung
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Der
vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, die eingangs
genannte Schaltungsanordnung bzw. das eingangs genannte Betriebsverfahren
derart weiterzubilden, dass eine günstigere Energiebilanz ermöglicht wird.
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Diese
Aufgabe wird gelöst
durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen von Patentanspruch
1 und durch ein Betriebsverfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch
11.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass die obige
Aufgabe gelöst
werden kann, wenn sichergestellt wird, dass der Innenwiderstand
der zweiten Versorgungsschaltung, die ja lediglich die Start-Stromversorgung
der Steuerschaltung sicherstellen soll, während der stationären Stromversorgung
der Steuerschaltung größer ist
als während
der Start-Stromversorgung der Steuerschaltung. Dadurch, dass unterschiedliche
Innenwiderstände
der zweiten Versorgungsschaltung während des Starts und während des
stationären
Betriebs maßgeblich
sind, entstehen in der zweiten Versorgungsschaltung unterschiedliche
Verlustleistungen. Da die Versorgung der zweiten Versorgungsschaltung
nach wie vor aus derselben Quelle erfolgt, d. h. dem Ausgangssignal
des Gleichrichters, entstehen unterschiedliche Verlustleistungen
jedoch nur dann, wenn die Änderung
des Innenwiderstands nicht allein durch unterschiedliche ohmsche
Widerstände
erfolgt, sondern durch elektronische Schalter, beispielsweise Transistoren.
Beispielsweise lässt sich
durch Verwendung eines Bipolartransistors im gesperrten Zustand
eine Erhöhung
des Innenwiderstands gegenüber
dem nicht gesperrten Zustand erzielen, wobei die Sperrung des Transistors
lediglich mit einer unmaßgeblichen
Erhöhung
der Verlustleistung einhergeht.
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Bevorzugt
umfasst daher die zweite Versorgungsschaltung ein Schaltelement,
um zwischen einem ersten Innenwiderstand während der stationären Stromversorgung
und einem zweiten Innenwiderstand während der Start-Stromversorgung
der Steuerschaltung hin- und herzuschalten. Bevorzugt ist hierbei
das Schaltelement seriell zwischen Eingang und Ausgang der zweiten
Versorgungsschaltung geschaltet.
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Eine
bevorzugte Ausführungsform
zeichnet sich dadurch aus, dass die zweite Versorgungsschaltung
ausgelegt ist, den Umschaltvorgang vom zweiten Innenwiderstand zum
ersten Innenwiderstand durch ein Signal zu bewirken, das durch den
Wechselrichter im Betrieb erzeugbar ist. Damit wird die Umschaltung
automatisch bewirkt, wenn ein ordnungsgemäßer Startvorgang der Schaltungsanordnung,
der mit Inbetriebsetzen des Wechselrichters abschließt, erfolgt
ist. Bevorzugt ist hierbei das Signal, mit dem der Umschaltvorgang
vom zweiten zum ersten Innenwiderstand bewirkbar ist, eine an einer ersten
Kapazität
abfallende Spannung, die derart mit dem Wechselrichter gekoppelt
ist, dass sie im Betrieb des Wechselrichters geladen wird. Bevorzugt
ist deshalb der Ausgang der ersten Versorgungsschaltung ebenfalls
mit der ersten Kapazität
gekoppelt.
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Dadurch,
dass bei einem elektronischen Schaltelement die Spannungsdifferenz
zwischen zwei Anschlüssen
als Steuersignal verwendet werden kann, kann durch Anschluss der
ersten Kapazität an
einen dieser Anschlüsse
des Schaltelements eine Modifikation der maßgebli chen Steuerspannung bewirkt
werden und ein Schaltvorgang und infolge hiervon ein Umschaltvorgang
vom zweiten zum ersten Innenwiderstand bewirkt werden.
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Bevorzugt
ist die erste Kapazität
weiterhin an das Ausgangssignal des Gleichrichters gekoppelt, insbesondere über einen
hochohmigen Widerstand, um auch im stationären Betrieb der Schaltungsanordnung
eine bestimmte Schaltstellung des Schaltelements zu fixieren. Dadurch
wird sichergestellt, dass ein seriell zum Schaltelement angeordneter
Widerstand, der hinsichtlich seiner Verlustleistung nur auf kurzzeitigen
Betrieb, d. h. den Startvorgang, dimensioniert ist, nicht im stationären Betrieb
durch ein leitend gewordenes Schaltelement eine zu lange Zeit von
Strom durchflossen wird und durch die dadurch entstehende Verlustleistung
zerstört
wird.
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Bevorzugt
weist die zweite Versorgungsschaltung einen Eingang und einen Ausgang
auf, wobei das Schaltelement ein Transistor ist, der einen Steueranschluss,
einen Bezugsanschluss und einen Arbeitsanschluss umfaßt, wobei
der Steueranschluss und der Bezugsanschluss mit dem Eingang der
zweiten Versorgungsschaltung gekoppelt sind und der Arbeitsanschluss
mit dem Ausgang der zweiten Versorgungsschaltung, wobei mit dem
Ausgang der zweiten Versorgungsschaltung weiterhin die erste Kapazität gekoppelt
ist. Dies eröffnet
die Möglichkeit,
den Transistor, beispielsweise einen Bipolartransistor, in Kollektorschaltung
zu betreiben, wobei dann das Anwachsen der Spannung über der
ersten Kapazität
zu einer Reduktion der Basis-Emitter-Spannung führt und damit zu einer Erhöhung des
Innenwiderstands der zweiten Versorgungsschaltung.
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Bei
einer bevorzugten Weiterbildung ist zwischen den Steueranschluss
und den Eingang der zweiten Vorsorgungsschaltung ein erster Widerstand und
zwischen den Bezugsanschluss und den Eingang der zweiten Versorgungsschaltung
ein zweiter Widerstand gekoppelt, wobei der erste Widerstand größer ist
als der zweite Widerstand. Da das Schaltelement im stationären Betrieb
gesperrt ist, fließt
daher nur ein sehr geringer Strom über den größeren Widerstand, der damit
für den
Innenwiderstand der zweiten Versorgungsschaltung maßgeblich
ist, und es entsteht demnach nur eine sehr geringe Verlustleistung.
Während
des Starts der Steuerschaltung wird hingegen das Schaltelement voll
geöffnet,
so dass der kleinere zweite Widerstand maßgeblich ist und demnach einen
großen
Stromfluss zur Versorgung der Steuerschaltung zulässt.
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Ist
die erste Kapazität
zwischen den Ausgang der zweiten Versorgungsschaltung und einem Bezugspotential,
vorzugsweise Masse, gekoppelt, und zwischen den Steueranschluss
und das Bezugspotential eine erste Spannungsbegrenzungsvorrichtung
und parallel zur ersten Kapazität
eine zweite Spannungsbegrenzungsvorrichtung geschaltet, wobei die
Grenzspannung der ersten Spannungsbegrenzungsvorrichtung kleiner
ist als die Grenzspannung der zweiten Spannungsbegrenzungsvorrichtung,
so kann dadurch erreicht werden, dass im Zuge eines Startvorgangs
die Kapazität
allmählich
geladen wird und daher die Spannung an der Kapazität von zunächst sehr
kleinen Werten, bei denen das Schaltelement noch leitend ist, zu
größeren Werten
ansteigt, bei denen dann das Schaltelement sperrt. Am Beispiel eines
als Schaltelement verwendeten Bipolartransistors ist demnach der
Transistor so lange leitend, wie die Spannung an der ersten Kapazität nicht die
Summe aus Basis-Emitter-Strecke des Transistors (ungefähr 0,7 V)
und Grenzspannung der ersten Spannungsbegrenzungsvorrichtung überschreitet. Wird
diese Summe überschritten,
geht der Transistor in Sperrung. Da dies bei geeigneter Dimensionierung erst
dann passiert, wenn die Kapazität
auch über
die erste Versorgungsschaltung geladen wird, der Wechselrichter
demnach in Betrieb ist, ist dies genau das geeignete Abschaltkriterium
für den
Transistor.
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Bevorzugt
ist weiterhin parallel zur ersten Spannungsbegrenzungsvorrichtung
ein ohmscher Widerstand angeordnet, der dafür sorgt, dass bei undefinierten
Wendelzuständen,
beispielsweise Wendelbrüchen,
der Transistor zuverlässig
im nichtleitenden Zustand gehalten wird. Parallel zur ersten Spannungsbegrenzungsvorrichtung
kann weiterhin ein Kondensator angeordnet werden, der in diesem
Zusammenhang dann als Integrationskondensator dient und – am Beispiel
eines Wendelbruchs – kurze Kontaktgaben
der an sich unterbrochenen Wendel unterdrückt.
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Weitere
vorteilhafte Ausführungsformen
ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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Die
im Vorhergehenden mit Bezug auf die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen
und Vorteile gelten entsprechend für das erfindungsgemäße Betriebsverfahren.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Im
Nachfolgenden werden zwei Ausführungsbeispiele
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen
näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 in
schematischer Darstellung den Aufbau einer ersten Ausführungsform
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
zeigt; und
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2 in
schematischer Darstellung den Aufbau einer zweiten Ausführungsform
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
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Bevorzugte
Ausführung
der Erfindung
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1 zeigt
in schematischer Darstellung ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
Dabei wird an den Eingang eines Gleichrichters 10 eine
Netzspannung UN angelegt, die eine DC- oder
AC-Spannung sein kann. Am Ausgang des Gleichrichters 10 wird
die so genannte Zwischenkreisspannung UZW bereitgestellt und über einen
Kondensator C5 stabilisiert. Die Zwischenkreisspannung UZW wird an einen Wechselrichter 12 angelegt,
wobei der Ausgang des Wechselrichters 12 über einen
Koppelkondensator C1 und eine Induktivität LD1 mit einem ersten Anschluss
A1 für eine
elektrische Lampe LA1 verbunden ist. Ein zweiter Anschluss A2 für die Lampe
LA1 ist mit dem Ausgangssignal des Gleichrichters 10, d.
h. der Zwischenkreisspannung UZW, verbunden.
Zwischen dem Ausgang des Gleichrichters 10 und dem Anschluss A2
für die
Lampe LA1 kann ein optionaler Koppelkondensator eingesetzt werden.
Parallel zur elektrischen Lampe LA1 ist ein Resonanzkondensator
C2 angeordnet. Der Wechselrichter 12 wird angesteuert über eine
Steuerschaltung 14, die bei einem frei schwingenden Wechselrichter 12 einen
einmaligen Startimpuls liefern kann oder bei einem nicht frei schwingenden
Wechselrichter 12 die fortwährende Ansteuerung der Schalter
des Wechselrichters 12 übernimmt.
Die Steuerschaltung 14 wird über ihren Stromversorgungseingang 16 mit
Strom versorgt und zwar im stationären Betrieb, d. h. im Betrieb
des Wechselrichters 12, über eine erste Versorgungsschaltung 18 zur
stationären
Stromversorgung der Steuerschaltung 14 sowie über eine
zweite Versorgungsschaltung 20 zur Start-Stromversorgung
der Steuerschaltung 14 bei Nicht-Betrieb des Wechselrichters 12.
In dem dargestellten Ausführungsbeispiel
umfasst die erste Versorgungsschaltung 18 einen Kondensator
C3, der an das Ausgangssignal des Wechselrichters 12 angeschlossen
ist sowie zwei Dioden D1, D2. In der dargestellten Anordnung wird
demnach ein positives Ausgangssignal des Wechselrichters 12 an
den Stromversorgungseingang 16 der Steuerschaltung 14 geführt, während ein
negatives Ausgangssignal des Wechselrichters 12 über die
Diode D1 zu Masse abgeleitet wird.
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Die
zweite Versorgungsschaltung umfasst einen Transistor T1 mit einem
Bezugsanschluss B, einem Steueranschluss St und einem Arbeitsanschluss
A. Der Steueranschluss St sowie der Bezugsanschluss B sind über jeweils
einen ohmschen Widerstand R1, R2 mit der Seite des Anschlusses A2 für die Lampe
LA1 verbunden, der nur bei eingesetzter Lampe LA1 galvanisch mit
dem Ausgangssignal UZW des Gleichrichters 10 verbunden
ist. Der Steueranschluss St ist überdies über eine
Zenerdiode D3 mit dem Massepotential verbunden. Der Arbeitsanschluss
A ist mit der Parallelschaltung eines Kondensators C4 und einer
Zenerdiode D4 verbunden, wobei der Kondensator C4 parallel zur ersten
Versorgungsschaltung 18 mit dem Stromversorgungseingang 16 der
Steuerschaltung 14 verbunden ist. Der Kondensator C4 ist überdies über einen
ohmschen Widerstand R3 mit dem Ausgangssignal UZW des Gleichrichters 10 verbunden.
Optional kann der Steueranschluss St des Transistors T1 weiterhin über eine
Parallelschaltung aus einem Kondensator C6 und einem ohmschen Widerstand
mit Masse verbunden sein.
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Zur
Dimensionierung: R2 und R3 sind in etwa von der gleichen Größenordnung,
während
R1 kleiner ist als R2 bzw. R3. Die Grenzspannung der Zenerdiode
D4 ist niedriger als die Grenzspannung der Zenerdiode D3. Bei einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
beträgt
R1 180 kΩ,
R2 1 MΩ,
R3 1MΩ, R4
1 MΩ, C6
22 nF. Die Grenzspannung der Zenerdiode D3 beträgt 12 V und die Grenzspannung
der Zenerdiode D4 beträgt
8,2 V.
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Zur
Funktionsweise: Bei der angegebenen Dimensionierung und unter der
weiteren Annahme, das Ausgangssignal UZW des
Gleichrichters 10 betrage 200 V, werden, sobald eine Lampe
LA1 in die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
eingesetzt wird, der Bezugs- und der Steueranschluss B, St des Transistors
T1 mit dem Ausgangssignal UZW des Gleichrichters 10 verbunden.
Da dem Steueranschluss St des Transistors T1 keine Kapazität parallelgeschaltet
ist, entsteht dort sehr schnell die von der Zenerdiode D3 vorgegebene
Spannung, vorliegend 8,2 V. Da der Kondensator C4 zunächst ungeladen ist,
liegt der Arbeitsanschluss A des Transistors T1 nahezu auf Massepotential.
Die Spannungsdifferenz zwischen dem Steueranschluss St und dem Arbeitsanschluss
A des Transistors T1 sorgt dafür,
dass der Transistor T1 voll geöffnet
ist, d. h. dass sich ein maximaler Stromfluss zwischen seinem Bezugsanschluss
B und seinem Arbeitsanschluss A einstellt. Bei der beispielhaft
angenommenen Zwischenkreisspannung UZW von
200 V und einem Widerstand R1 von 1 MΩ beträgt demnach der Strom IR1 ca. 190 μA. Bei einer angenommenen Stromverstärkung von
10 des Transistors T1 beträgt
demnach der Strom IR2 ungefähr 1,9 mA.
Dieser Strom führt
zu einer schnellen Ladung des Kondensators C4, beispielsweise innerhalb
von 10 bis 20 ms, wobei die Ladezeit selbstverständlich durch die Größe des Kondensators
C4 beeinflusst werden kann. Mit zunehmender Ladung auf dem Kondensator
C4 steigt das Potential am Arbeitsanschluss A des Transistors T1
an, bis die Spannungsdifferenz zwischen dem Steueranschluss St und
dem Arbeitsanschluss A des Transistors T1 nicht mehr ausreicht,
bis die Spannungsdifferenz dazu führt, dass der Transistor T1
allmählich
in den Sperrzustand übergeht.
Sobald die Spannung am Kondensator C4 mehr als 7,5 V beträgt, beginnt
dieser allmähliche Übergang
in den Sperrzustand. Da die Grenzspannung der Zenerdiode D4 vorliegend
12 V beträgt,
führt ein
geladener Kondensator C4 zu einer zuverlässigen Sperrung des Transistors
T1. Das erfolgreiche Anschwingen des Wechselrichters 12 muss
demnach innerhalb des Zeitraums erfolgen, in dem ein für die Start-Stromversorgung
der Steuervorrichtung 16 ausreichender Strom IR2 zur
Verfügung
steht. Sobald der Wechselrichter 12 in Betrieb geht, findet
eine Stromversorgung der Steuervorrichtung 14 über die
erste Versorgungsvorrichtung 18 statt.
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Über die
Diode D2 wird Energie nicht nur dem Stromversorgungseingang 16 der
Steuervorrichtung 14 zugeführt, sondern auch zur Ladung
des Kondensators C4 verwendet. Um bei abgeschaltetem Wechselrichter 12 sicherzustellen,
dass sich kein länger
währender
Stromfluss IR2 durch den Transistor T1 einstellt,
beispielsweise wenn der Kondensator C4 soweit entladen ist, dass
der Transistor T1 öffnet und
einen Stromfluss IR2 zulässt, ist ein Widerstand R3
vorgesehen, der mit dem Ausgangssignal UZW des
Gleichrichters 10 verbunden ist, und für eine stete Ladung auf dem
Kondensator C4 sorgt und zwar in einer Höhe, die ausreicht, den Transistor
T1 nach einem Startvorgang im Sperrzustand zu halten.
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Über die
optional zwischen den Steueranschluß St des Transistors T und
Massepotential zu koppelnde Parallelschaltung aus dem Kondensator C6
und dem ohmschen Widerstand R4 wird erreicht, dass bei undefinierten
Wendelzuständen,
beispielsweise bei niederohmigen Wendelbrüchen oder bei EoL (End-of-Life)-Zuständen, ein
unerwünschtes Flackern
der elektrischen Lampe durch missglückte Zündversuche verhindert wird.
Insbesondere durch den ohmschen Widerstand R4 wird nämlich der
Steueranschluß St
des Transistors T1 definiert auf Massepotential gebracht und damit
ein zuverlässiger Sperrzustand
des Transistors T1 sichergestellt. Der ohmsche Widerstand R4 ist
im Hinblick auf den normalen Betrieb einerseits hochohmig genug
zu dimensionieren, dass kein relevanter Strom über ihn an Masse abfließt. Andererseits
ist er niederohmig genug zu dimensionieren, dass er bei undefinierten Wendelzuständen zuverlässig das
Massepotential an den Steueranschluss St des Transistors T1 anlegt.
Der Kondensator C6 ist so zu dimensionieren, dass er zusammen mit
dem ohmschen Widerstand R4 eine geeignete Zeitkonstante ergibt,
die bevorzugt in der Größenordnung
von 1 bis 100 ms, insbesondere bei 10 ms, liegt.
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2 zeigt
in schematischer Darstellung ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
Komponenten, die denen von 1 hinsichtlich
ihrer Funktion gleichen oder gleichwirkend sind, sind mit denselben
Bezugszeichen versehen wie in 1 und werden
nicht nochmals beschrieben. Bei dem Ausführungsbeispiel von 2 handelt
es sich um eine Schaltungsanordnung, die als gesteuerter Eigenschwinger
ausgeführt ist:
Die Energie für
die Ansteuerung der elektrischen Schalter des Wechselrichters 12 wird
hier durch eine Rückkopplung
aus dem Lastkreis gewonnen. Dabei wird ein derart gesteuerter Eigenschwinger über eine RC-Diac-Startschaltung,
die den ohmschen Widerstand R1, den Kondensator C7 und den Diac
D5 umfasst, getriggert, d.h. zu Schwingungen angeregt. Ein Teil
des durch den ohmschen Widerstand R1 fließenden Stroms wird dabei über einen
ohmschen Widerstand R5 dem Steuereingang St des Transistors T1 zugeführt, um
den Transistor T1 zu steuern. Ist die Rückkopplung ausreichend stark,
erfolgt die Hauptstromversorgung über den Kondensator C3. Der Kondensator
C7 wird über
einen (nicht dargestellten) Schalter entladen und der Transistor
T1 damit im Normalbetrieb der Schaltungsanordnung gesperrt.