WO2008128575A1 - Schaltungsanordnung zum betreiben mindestens einer entladungslampe und verfahren zum erzeugen einer hilfsspannung - Google Patents

Schaltungsanordnung zum betreiben mindestens einer entladungslampe und verfahren zum erzeugen einer hilfsspannung Download PDF

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WO2008128575A1
WO2008128575A1 PCT/EP2007/053954 EP2007053954W WO2008128575A1 WO 2008128575 A1 WO2008128575 A1 WO 2008128575A1 EP 2007053954 W EP2007053954 W EP 2007053954W WO 2008128575 A1 WO2008128575 A1 WO 2008128575A1
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coupled
switch
primary winding
capacitor
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Peter Krummel
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Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung
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Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for operating at least one discharge lamp with a first and a second input terminal for connecting a supply voltage, an inverter comprising at least a first and a second switch, which are coupled in series between the first and the second input terminal and between which a bridge center is defined, a drive ⁇ circuit for at least the first and the second switch with an input for receiving a control signal and a device for generating an auxiliary voltage.
  • the auxiliary voltage comprises a first capacitor, a terminal for providing the auxiliary voltage, which is coupled via the first capacitor to a reference potential, a two-position controller having a first input to which the control signal is coupled in an inverted form, a second input which is connected to the Is coupled terminal for providing the auxiliary voltage, and an output, a switch with a control, a working and a reference electrode, wherein the control ⁇ electrode is coupled to the output of the two-point controller, wherein the working electrode with the connection for providing the Auxiliary voltage is coupled, and an ohmic resistance. It also relates to a method for generating an auxiliary voltage in such a circuit arrangement. State of the art
  • FIG. 1 A generic, known from the prior art circuit arrangement is shown to illustrate the problem underlying the invention in Fig. 1. It shows a section of an electronic ballast, which is usually connected via a filter circuit, a rectifier circuit, a PFC (Power Factor Correction) circuit to an AC mains. It is powered by the so-called intermediate circuit voltage U zw , which is stabilized by means of a capacitor Cuzw.
  • the intermediate ⁇ circuit voltage U ZW present feeds a half-bridge circuit comprising a first switch Sl and a second switch S2, and is usually in the large ⁇ chowskiowski 320 V.
  • the half-bridge center point HM is coupled via a lamp inductor L with a discharge lamp La, the a firing capacitor Ci is connected in parallel, and is coupled via a coupling capacitor C ⁇ to a reference potential.
  • It has a controller 10, which can be digitally controlled via an interface 12, for example according to the DALI standard. In standby operation, ie when deactivated alternating ⁇ judge, the controller 10 requires a power supply of approximately 2 mA, in normal operation, ie when the change judge ⁇ is in operation, a power supply of approximately 30 mA.
  • An "on" signal at the interface 12 leads to ⁇ that a half-bridge driver circuit 14 starts its operation and controls the switches Sl and S2 according to a specification.
  • the interface evaluation carried out by the controller 10 must also be in the "off" state of the output circuit 16, that the inverter with the switches Sl and S2, the lamp inductor L and the lamp La including wiring, be ready for use at any time, for example, to ei ⁇ nen new "on" command to receive and evaluate NEN necessary to always supply the controller 10 in the "off” state with a voltage. Accordingly, in order to always keep in readiness the interface 12, arise standby losses that are generally unwanted ⁇ wishes.
  • the known solution derives the standby current required for the controller 10 via an ohmic resistor R F and a two-point controller SSD controlled via a switch Q ISS directly from the intermediate circuit voltage U zw .
  • the two-point controller SSD the control signal, which serves to turn on the half-bridge driver 14, supplied in an inverted form, so that the two-position controller starts its operation when the half-bridge driver 14 is turned off.
  • the controller 10 is no longer supplied through its operating power supply circuit 18 with voltage, wherein the operating supply circuit herein includes by way of example a capacitor C2, and two diodes Dl and D2, but via a provided at a capacitor Cvcc auxiliary voltage V C c • A A ⁇ gear 20 of the two-point controller SSD is used to measure the voltage V C c.
  • the drawn in Fig. 1 power source ISS can be realized by an integrated circuit, in a very simplified form, however, also by an ohmic resistance. According to FIG. 1, the standby supply at the capacitor C V cc is only active when the output circuit is switched off via the interface 12.
  • the two-point controller SSD keeps the auxiliary voltage V C c over the switched with the switch Q ⁇ S s current source ISS kon ⁇ constant by depending on the power consumption and height of the intermediate circuit voltage U zw varies the duty cycle.
  • the standby power dissipation is in this solution, about 0.5 to 1 W.
  • the required two-point regulated power source ⁇ is already integrated in an advantageous manner in some handelsüb ⁇ handy half-bridge drivers.
  • circuit arrangement (not shown) solves the problem of an additional auxiliary power supply for normal "on" operation in that the circuit arrangement comprises a step-down divider which generates a regulated auxiliary voltage and allows auxiliary voltage generation not only in standby mode but also in normal "on” operation, whereby standby power losses of 0.3 to 0.8 W can be achieved.
  • the disadvantage is that such a circuit arrangement is relatively expensive and requires a large number of components.
  • the object of the present invention is therefore to develop a generic circuit arrangement or a generic method such that they basically allow a lower standby power loss with cost-effective implementation.
  • the present invention is based on the finding that the standby power loss can be significantly reduced by using a transformer.
  • the transformer is used as a flux converter, wherein the primary winding is coupled to the switch Q ISS , that a current through the primary winding leads to a corresponding to the transmission ratio of the transformer modified current through the secondary winding, wherein the secondary winding with the capacitor C V cc is coupled, that a current through the secondary winding leads to a charging of the capacitor C V cc.
  • the primary winding and the ohmic resistance are connected in series and this series circuit is gekop- pelt between the reference electric ⁇ de of the switch and the first input terminal.
  • the device for generating the auxiliary voltage further comprises a first diode, which is connected in parallel to the series circuit of the primary winding and the ohmic resistor and is arranged so that it allows a free running of the current through the primary winding, and a second diode, the secondary winding ⁇ is connected in series, wherein the series circuit of secondary winding and second diode between the reference potential and the terminal for providing the auxiliary voltage is coupled.
  • the first and second diodes are preferably designed as fast-recovery diodes.
  • a current source is coupled between the working electrode of the switch and the terminal for providing the auxiliary voltage. This is preferably realized particularly cost-effective by an ohmic resistance.
  • a further category of embodiments solves the second problem mentioned above in connection with the prior art: it has the advantage that it not only enables a reduction of the standby power loss, but also a continuous auxiliary voltage generation, ie an auxiliary voltage for the supply of the Controller also in normal operation of the output circuit. This eliminates the operating supply circuit discussed in connection with the prior art.
  • the device for generating an auxiliary voltage further comprises a second capacitor having a first and a second terminal, wherein the capacitor is coupled to the bridge center and the primary winding such that a capacitive displacement current flow through the primary winding can.
  • this embodiment can also generate a current through the secondary winding during normal operation and can be used to charge the capacitor C Vcc and thus to provide an auxiliary voltage to the controller.
  • the auxiliary voltage generating device further comprises a third diode, the primary winding being coupled to the first input terminal via the third diode, the third diode being arranged to allow current to flow from the first input terminal to the primary winding the connection point between the primary winding and the third diode is coupled to the second terminal of the second capacitor.
  • the device for generating an auxiliary voltage further comprises a third capacitor, which is connected in parallel to the ohmic resistance.
  • a third capacitor which is connected in parallel to the ohmic resistance.
  • a zener diode is connected in parallel with the first capacitor. This protects the provided auxiliary voltage against overvoltage.
  • Figure 1 is a schematic representation of a known from the prior art circuit arrangement for operating at least one discharge lamp.
  • Figure 2 is a schematic representation of a first embodiment of an inventive circuit ⁇ arrangement for operating at least a discharge lamp.
  • Figure 3 is a schematic representation of a second embodiment of an inventive circuit ⁇ arrangement for operating at least a discharge lamp.
  • Fig. 4 shows a schematic representation of a third exemplary embodiment of an inventive circuit ⁇ arrangement for operating at least a discharge lamp.
  • FIG. 2 The embodiment of a circuit arrangement according to the invention shown in FIG. 2 furthermore has the operating supply circuit 18 known from FIG. 1 for the controller 10.
  • the operating supply circuit 18 known from FIG. 1 for the controller 10.
  • it comprises a transformer TR whose primary winding PW is arranged in series with the ohmic resistor R F.
  • the switch Q ⁇ S s becomes conductive due to appropriate control by the two-point controller SSD, a current flows from the intermediate circuit voltage U zw through the primary winding.
  • ment PW and the ohmic resistance R F via the switch Qiss and the current source ISS to charge the capacitor C V cc.
  • the primary winding PW can be freed via the ohmic resistor R F and a diode D F.
  • the secondary winding SW feeds the capacitor Cvcc via a diode D C c, at which the auxiliary voltage V C c is provided.
  • the freewheel ⁇ diode D F provides with the resistor R F for the demagnetization of the transformer TR.
  • the standby mode is effective and the two-point regulator SSD is enabled. If the two-position controller SSD determines that the auxiliary voltage V cc has fallen below the lower threshold of the two-level controller SSD by sensing its input 20, the current source ISS is switched on via the switch Q ⁇ S s.
  • the embodiments of circuit arrangements according to the invention according to FIG. 3 and according to FIG. 4 do not require a separate operating supply circuit for the controller 10, ie the controller 10 is also connected in normal operation when the output circuit 16 is in operation via the transponder.
  • Transformer TR supplied with power.
  • the resistor R F is a capacitor C S / F connected in parallel.
  • the output circuit 16 is activated and simultaneously the two-point controller SSD is deactivated.
  • the standby auxiliary voltage generation see the comments on Fig. 2, shut down.
  • the switch Q .sigma..sub.s s separates the current source ISS from the auxiliary voltage V C c.
  • the Wech ⁇ selrichter comprising the switches Sl and S2, switches the potential at the half-bridge center point HM with a given before ⁇ frequency alternating between U ZW and ground back and forth.
  • Step 1 The voltage at the half-bridge center HM of the output circuit 16 decreases from the intermediate circuit voltage U zw to ground:
  • the capacitor C s via the primary winding PW, the parallel circuit of the ohmic resistor R F and the capacitor C S / F and charged via the switch S2 to the intermediate circuit voltage U zw .
  • This is done with a time constant which results from the ohmic resistance R F , the capacitor C S / F and the transformed load at the terminal at which the auxiliary voltage V C c is supplied to the controller 10.
  • the secondary winding SW of the transformer TR charges the capacitor C V cc via the diode D C c.
  • the transmitted energy can be opti ⁇ mized and adjusted.
  • the capacitor C s was 150 pF
  • the transmission ratio ü of the transformer TR was 10
  • the ohmic resistance R F equal to 5.6 k ⁇
  • the capacitor C S / F was 6.8 nF.
  • an auxiliary voltage of V cc equal to 15 V could be generated, which was loadable at 30 mA.
  • a Zener diode D z can be provided as ge ⁇ dashed located.
  • Step 2 The voltage at the half-bridge center HM of the output circuit 16 rises from ground to the intermediate circuit voltage U zw :
  • the capacitor C s via the first switch Sl and the diode D F is discharged. It is thus available again for the supply of a charging current for the next falling edge.
  • the capacitor C s can be dimensioned very small, in ⁇ play, 100 to 150 pF.
  • the embodiment of a circuit arrangement according to the invention shown in FIG. 4 is a variant of that shown in FIG. Here, however, the capacitor C s is charged via the diode D 3 and the switch S2. An energy transfer takes place here during the unloading process of the Instead of the capacitor C s, which takes place through the switch Sl, the Pri ⁇ märwicklung PW of the transformer TR, the parallel sound processing ⁇ of ohmic resistor R and the capacitor C F S / F and the diode D F.
  • the charging energy can be adjusted via the transmission ratio ü of the transformer TR and the time constant effective during the respective charging process.
  • the time constant is chosen in particular such that a full transhipment of the capacitor C s for generating a maximum current-time area by the primary winding PW is made possible.

Abstract

Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe und Verfahren zum Erzeugen einer Hilfsspannung wobei die Vorrichtung zur Erzeugung der Hilfsspannung (Vcc) weiterhin einen Transformator (TR) mit einer Primärwicklung (PW) und einer Sekundärwicklung (SW) umfasst, wobei der Transformator (TR) derart mit dem ersten und dem zweiten Eingangsanschluss, dem Anschluss zur Bereitstellung der Hilfsspannung (Vcc) und dem Schalter (Qiss) gekoppelt ist, dass ein Strom durch den Schalter (Qiss) zu einer Strom durch die Primärwicklung (PW), zu einem Strom durch die Sekundärwicklung (SW) und damit zu einem Laden des ersten Kondensators (Cvcc) führt. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Erzeugen einer Hilfsspannung an entsprechenden Schaltungsanordnung.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe und Verfahren zum Erzeugen einer Hilfsspannung
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanord¬ nung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Anschließen einer Versorgungsspannung, einem Wechselrichter, der zumindest einen ersten und einen zweiten Schalter umfasst, die seriell zwischen den ersten und den zweiten Eingangsanschluss gekoppelt sind und zwischen de- nen ein Brückenmittelpunkt definiert ist, einer Ansteuer¬ schaltung für zumindest den ersten und den zweiten Schalter mit einem Eingang zum Empfang eines Steuersignals und einer Vorrichtung zur Erzeugung einer Hilfsspannung. Dabei umfasst die Hilfsspannung einen ersten Kondensator, einen Anschluss zur Bereitstellung der Hilfsspannung, der über den ersten Kondensator mit einem Bezugspotential gekoppelt ist, einen Zweipunktregler mit einem ersten Eingang, an den das Steuersignal in invertierter Form gekoppelt ist, einem zweiten Eingang, der mit dem Anschluss zur Bereitstellung der Hilfsspannung gekoppelt ist, und einem Ausgang, einen Schalter mit einer Steuer-, einer Arbeits- und einer Bezugselektrode, wobei die Steuer¬ elektrode mit dem Ausgang des Zweipunktreglers gekoppelt ist, wobei die Arbeitselektrode mit dem Anschluss zur Be- reitstellung der Hilfsspannung gekoppelt ist, und einen ohmschen Widerstand. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Erzeugen einer Hilfsspannung in einer derartigen Schaltungsanordnung . Stand der Technik
Eine gattungsgemäße, aus dem Stand der Technik bekannte Schaltungsanordnung ist zur Darlegung der der Erfindung zugrunde liegenden Problematik in Fig. 1 dargestellt. Sie zeigt einen Ausschnitt aus einem elektronischen Vor- schaltgerät, der üblicherweise über eine Filterschaltung, eine Gleichrichterschaltung, eine PFC (Power Faktor Cor- rection = Leistungsfaktorkorrektur) -Schaltung mit einem Wechselspannungsnetz verbunden ist. Er wird gespeist von der so genannten Zwischenkreisspannung Uzw, die mittels eines Kondensators Cuzw stabilisiert wird. Die Zwischen¬ kreisspannung Uzw speist vorliegend eine Halbbrückenschaltung, die einen ersten Schalter Sl und einen zweiten Schalter S2 umfasst, und liegt üblicherweise in der Grö¬ ßenordnung von 320 V. Der Halbbrückenmittelpunkt HM ist über eine Lampendrossel L mit einer Entladungslampe La gekoppelt, der ein Zündkondensator Ci parallelgeschaltet ist, und die über einen Koppelkondensator Cκ mit einem Bezugspotential gekoppelt ist. Sie weist einen Controller 10 auf, der über eine Schnittstelle 12 digital angesteu- ert werden kann, beispielsweise nach dem DALI-Standard. Im Standby-Betrieb, d. h. bei ausgeschaltetem Wechsel¬ richter, benötigt der Controller 10 eine Stromversorgung von ca. 2 mA, im Normalbetrieb, d. h. wenn der Wechsel¬ richter in Betrieb ist, eine Stromversorgung von ca. 30 mA. Ein „Ein"-Signal an der Schnittstelle 12 führt da¬ zu, dass eine Halbbrückentreiberschaltung 14 ihren Betrieb aufnimmt und die Schalter Sl und S2 entsprechend einer Vorgabe ansteuert.
Die vom Controller 10 vorgenommene Schnittstellenauswer- tung muss auch im „Aus"-Zustand des Ausgangskreises 16, der den Wechselrichter mit den Schaltern Sl und S2, die Lampendrossel L und die Lampe La samt Beschaltung um- fasst, jederzeit einsatzbereit sein, um zum Beispiel ei¬ nen erneuten „Ein"-Befehl empfangen und auswerten zu kön- nen. Dazu ist es notwendig, den Controller 10 auch im „Aus"-Zustand immer mit einer Spannung zu versorgen. Um demnach die Schnittstelle 12 immer in Bereitschaft zu halten, entstehen Standby-Verluste, die generell uner¬ wünscht sind.
Die bekannte Lösung leitet den für den Controller 10 erforderlichen Standby-Strom über einen ohmschen Widerstand RF und einen über einen Schalter QISS gesteuerten Zweipunktregler SSD direkt aus der Zwischenkreisspannung Uzw ab. Dabei wird dem Zweipunktregler SSD das Steuersignal, das zum Anschalten des Halbbrückentreibers 14 dient, in invertierter Form zugeführt, so dass der Zweipunktregler seinen Betrieb aufnimmt, wenn der Halbbrückentreiber 14 abgeschaltet wird. Damit wird der Controller 10 nicht mehr über seine Betriebsversorgungsschaltung 18 mit Span- nung versorgt, wobei die Betriebsversorgungsschaltung beispielhaft vorliegend einen Kondensator C2 sowie zwei Dioden Dl und D2 umfasst, sondern über eine an einem Kondensator Cvcc bereitgestellte Hilfsspannung VCc • Ein Ein¬ gang 20 des Zweipunktreglers SSD dient zur Messung der Spannung VCc. Die in Fig. 1 eingezeichnete Stromquelle ISS kann durch einen integrierten Schaltkreis realisiert sein, in einer sehr vereinfachten Form jedoch auch durch einen ohmschen Widerstand. Gemäß Fig. 1 ist die Standby- Versorgung am Kondensator CVcc nur aktiv, wenn der Aus- gangskreis über die Schnittstelle 12 ausgeschaltet ist. Der Zweipunktregler SSD hält die Hilfsspannung VCc über die mit dem Schalter QΣSs geschaltete Stromquelle ISS kon¬ stant, indem er je nach Stromverbrauch und Höhe der Zwi- schenkreisspannung Uzw das Einschaltverhältnis variiert. Die Standby-Verlustleistung beträgt bei dieser Lösung ca. 0,5 bis 1 W. Die erforderliche zweipunktgeregelte Strom¬ quelle ist in vorteilhafter Weise bei einigen handelsüb¬ lichen Halbbrückentreibern bereits integriert.
Nachteilig an dieser bekannten Lösung ist die immer noch unerwünscht hohe Verlustleistung im Standby-Betrieb .
Ein weiterer Nachteil dieser bekannten Lösung besteht darin, dass eine zusätzliche Hilfsspannungserzeugung für den normalen „Ein"-Betrieb notwendig ist. Diese wird vor¬ liegend durch die Betriebsversorgungsschaltung 18 realisiert, die auf dem Prinzip basiert, diese Spannung kapa- zitiv an einer geeigneten Stelle aus dem Ausgangskreis 16 abzuleiten .
Eine andere, nicht dargestellte Schaltungsanordnung löst die Problematik einer zusätzlichen Hilfsspannungsversor- gung für den normalen „Ein"-Betrieb dadurch, dass die Schaltungsanordnung einen Tiefsetzsteiler umfasst, der eine geregelte Hilfsspannung erzeugt. Sie erlaubt eine Hilfsspannungserzeugung nicht nur im Standby-Betrieb, sondern auch im normalen „Ein"-Betrieb, wobei Standby- Verlustleistungen von 0,3 bis 0,8 W erreicht werden kön- nen. Der Nachteil besteht darin, dass eine derartige Schaltungsanordnung verhältnismäßig teuer ist und eine Vielzahl von Bauelementen benötigt. Darstellung der Erfindung
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung bzw. ein gattungsgemäßes Verfahren derart weiterzubilden, dass sie grundsätzlich eine niedrigere Standby-Verlustleistung bei kostengünstiger Realisierung ermöglichen.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 10.
Die vorliegende Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass sich die Standby-Verlustleistung durch Einsatz eines Transformators deutlich reduzieren lässt. Dabei wird der Transformator als Flusswandler eingesetzt, wobei die Primärwicklung so mit dem Schalter QISS gekoppelt ist, dass ein Strom durch die Primärwicklung zu einem entsprechend dem Übertragungsverhältnis des Transformators veränderten Strom durch die Sekundärwicklung führt, wobei die Sekundärwicklung so mit dem Kondensator CVcc gekoppelt ist, dass ein Strom durch die Sekundärwicklung zu einem Laden des Kondensators CVcc führt. Durch den Einsatz eines Transformators sinkt der aus der Zwischenkreisspannung Uzw entnommene Strom um den Faktor des Übersetzungsverhältnisses gegenüber der in Fig. 1 dargestellten Schaltung ohne Transformator. Damit sinkt die aus dem Netz entnommene Leistung ebenfalls um den Faktor des Überset¬ zungsverhältnisses des Transformators. Bei einem typi¬ schen Übersetzungsverhältnis von 10 lässt sich damit eine Standby-Verlustleistung von ca. 0,05 bis 0,10 W erreichen . Bei einer bevorzugten Ausführungsform sind die Primärwicklung und der ohmsche Widerstand in Serie geschaltet und diese Serienschaltung ist zwischen die Bezugselektro¬ de des Schalters und den ersten Eingangsanschluss gekop- pelt. Dabei umfasst die Vorrichtung zur Erzeugung der Hilfsspannung weiterhin eine erste Diode, die der Serienschaltung aus der Primärwicklung und dem ohmschen Widerstand parallelgeschaltet ist und so angeordnet ist, dass sie ein Freilaufen des Stroms durch die Primärwicklung ermöglicht, und eine zweite Diode, die zur Sekundärwick¬ lung in Serie geschaltet ist, wobei die Serienschaltung aus Sekundärwicklung und zweiter Diode zwischen das Bezugspotential und den Anschluss zur Bereitstellung der Hilfsspannung gekoppelt ist. Demnach lässt sich allein durch zwei zusätzliche Dioden und einen Transformator die Standby-Verlustleistung deutlich reduzieren. Die erste und die zweite Diode sind dabei bevorzugt als Fast Reco- very-Dioden ausgebildet.
Bevorzugt ist zwischen die Arbeitselektrode des Schalters und den Anschluss zur Bereitstellung der Hilfsspannung eine Stromquelle gekoppelt. Diese ist bevorzugt besonders kostengünstig durch einen ohmschen Widerstand realisiert.
Eine weitere Kategorie von Ausführungsformen löst das zweite oben im Zusammenhang mit dem Stand der Technik er- wähnte Problem: Sie bietet nämlich den Vorteil, dass sie nicht nur eine Reduktion der Standby-Verlustleistung ermöglicht, sondern auch eine Dauerhilfsspannungserzeugung, d. h. eine Hilfsspannung zur Versorgung des Controllers auch im Normalbetrieb des Ausgangskreises. Damit entfällt die im Zusammenhang mit dem Stand der Technik diskutierte Betriebsversorgungsschaltung. Diese Ausführungsformen zeichnen sich dadurch aus, dass die Vorrichtung zur Erzeugung einer Hilfsspannung weiterhin einen zweiten Kondensator mit einem ersten und einem zweiten Anschluss um- fasst, wobei der Kondensator derart mit dem Brückenmit- telpunkt und der Primärwicklung gekoppelt ist, dass ein kapazitiver Verschiebestrom durch die Primärwicklung fließen kann. Da der Brückenmittelpunkt sein Potential im Normalbetrieb fortlaufend zwischen Masse und der Zwi- schenkreisspannung wechselt, kann ein Stromfluss durch den zweiten Kondensator erzeugt und zur Erzeugung eines Stromflusses durch die Primärwicklung ausgenutzt werden. Damit kann durch diese Ausführungsform auch im Normalbetrieb ein Strom durch die Sekundärwicklung erzeugt und zur Ladung des Kondensators CVcc und damit zur Bereitstel- lung einer Hilfsspannung an den Controller verwendet werden .
Bevorzugt ist dabei der erste Anschluss des zweiten Kon¬ densators mit dem Brückenmittelpunkt gekoppelt und der zweite Anschluss des zweiten Kondensators mit der Bezugs- elektrode des Schalters. Da der Schalter so mit der Pri¬ märwicklung gekoppelt ist, dass ein Strom durch den Schalter einen Strom durch die Primärwicklung erzeugt, wird dadurch sichergestellt, dass ein Verschiebestrom des zweiten Kondensators zu einem Strom durch die Primärwick- lung führt .
In einer weiteren Ausführungsform umfasst die Vorrichtung zur Erzeugung einer Hilfsspannung weiterhin eine dritte Diode, wobei die Primärwicklung über die dritte Diode mit dem ersten Eingangsanschluss gekoppelt ist, wobei die dritte Diode angeordnet ist, einen Stromfluss vom ersten Eingangsanschluss zur Primärwicklung zuzulassen, wobei der Verbindungspunkt zwischen der Primärwicklung und der dritten Diode mit dem zweiten Anschluss des zweiten Kondensators gekoppelt ist.
Bevorzugt umfasst die Vorrichtung zur Erzeugung einer Hilfsspannung weiterhin einen dritten Kondensator, der dem ohmschen Widerstand parallelgeschaltet ist. Dadurch lässt sich die Zeitkonstante, mit der der zweite Konden¬ sator geladen und entladen wird und damit die Zeitdauer eines Stromflusses durch die Primärwicklung und daher auch durch die Sekundärwicklung einstellen.
Schließlich ist bevorzugt, wenn dem ersten Kondensator eine Zenerdiode parallelgeschaltet ist. Damit lässt sich die bereitgestellte Hilfsspannung vor Überspannung schützen .
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen. Die mit Bezug auf die erfindungsge¬ mäße Schaltungsanordnung vorgestellten bevorzugten Ausführungsformen, deren Vorteile sowie deren Details gelten entsprechend, soweit anwendbar, für das erfindungsgemäße Verfahren.
Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)
Im Nachfolgenden werden nunmehr drei Ausführungsbeispiele einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 in schematischer Darstellung eine aus dem Stand der Technik bekannte Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe; Fig. 2 in schematischer Darstellung ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungs¬ anordnung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe;
Fig. 3 in schematischer Darstellung ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungs¬ anordnung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe; und
Fig. 4 in schematischer Darstellung ein drittes Ausfüh- rungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungs¬ anordnung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe .
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Die mit Bezug auf Fig. 1 eingeführten Bezugszeichen werden für die in den Figuren 2 bis 4 dargestellten Ausfüh- rungsformen für gleiche und ähnliche Bauelemente weiter verwendet. Insofern wird im Nachfolgenden im Wesentlichen auf die Unterschiede zu der Schaltungsanordnung von Fig. 1 eingegangen.
Die in Fig. 2 dargestellte Ausführungsform einer erfin- dungsgemäßen Schaltungsanordnung weist weiterhin die aus Fig. 1 bekannte Betriebsversorgungsschaltung 18 für den Controller 10 auf. Zur Reduzierung der Standby-Verluste bei ausgeschaltetem Halbbrückentreiber 14 umfasst sie jedoch einen Transformator TR, dessen Primärwicklung PW se- riell zum ohmschen Widerstand RF angeordnet ist. Wenn der Schalter QΣSs aufgrund entsprechender Ansteuerung durch den Zweipunktregler SSD leitend wird, fließt ein Strom von der Zwischenkreisspannung Uzw durch die Primärwick- lung PW und den ohmschen Widerstand RF über den Schalter Qiss und die Stromquelle ISS, um den Kondensator CVcc zu laden. Im nicht-leitenden Zustand des Schalter QΣSs kann sich die Primärwicklung PW über den ohmschen Widerstand RF und eine Diode DF freilaufen. Die Sekundärwicklung SW speist über eine Diode DCc den Kondensator Cvcc, an dem die Hilfsspannung VCc bereitgestellt wird. Die Freilauf¬ diode DF sorgt mit dem Widerstand RF für die Entmagneti- sierung des Transformators TR.
Sobald der Ausgangskreis 16 durch ein entsprechendes Sig¬ nal an der Schnittstelle 12 und damit am Halbbrückentrei¬ ber 14 angehalten wird, ist der Standby-Betrieb wirksam und der Zweipunktregler SSD ist aktiviert. Stellt der Zweipunktregler SSD durch Sensieren seines Eingangs 20 fest, dass die Hilfsspannung Vcc unter die niedrigere Schwelle des Zweipunktreglers SSD gefallen ist, wird die Stromquelle ISS über den Schalter QΣSs eingeschaltet. Da¬ mit fließt ein Strom über die Primärwicklung PW und damit, mit dem Übersetzungsverhältnis transformiert, auch Strom aus der Sekundärwicklung SW über die Diode DCc in den Kondensator CVcc- Dadurch steigt die Spannung VCc am Kondensator CVcc- Sobald die Spannung VCc die obere Schwelle des Zweipunktreglers SSD erreicht, wird die Stromquelle ISS über QΣSs ausgeschaltet. Die im Transfor- mator gespeicherte Primärenergie entleert sich über den Widerstand RF und die Freilaufdiode DF .
Die Ausführungsformen von erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 3 und gemäß Fig. 4 benötigen keine separate Betriebsversorgungsschaltung für den Controller 10, d. h. der Controller 10 wird auch im Normalbetrieb, wenn der Ausgangskreis 16 in Betrieb ist, über den Trans- formator TR mit Spannung versorgt. Dazu ist ein Kondensa¬ tor Cs zwischen den Halbbrückenmittelpunkt HM einerseits und die Diode DF und die Primärwicklung PW des Transformators TR andererseits gekoppelt. Dem Widerstand RF ist ein Kondensator CS/F parallelgeschaltet. Über die Schnitt¬ stelle 12 wird der Ausgangskreis 16 aktiviert und gleich¬ zeitig der Zweipunktregler SSD deaktiviert. Damit ist die Standby-Hilfsspannungserzeugung, siehe hierzu die Ausführungen zu Fig. 2, stillgelegt. Der Schalter QΣSs trennt die Stromquelle ISS von der Hilfsspannung VCc. Der Wech¬ selrichter, der die Schalter Sl und S2 umfasst, schaltet das Potential am Halbbrückenmittelpunkt HM mit einer vor¬ gegebenen Frequenz abwechselnd zwischen Uzw und Masse hin und her.
Schritt 1 : Die Spannung am Halbbrückenmittelpunkt HM des Ausgangskreises 16 sinkt von der Zwischenkreisspannung Uzw auf Masse:
Hierbei wird der Kondensator Cs über die Primärwicklung PW, die Parallelschaltung aus dem ohmschen Widerstand RF und dem Kondensator CS/F und über den Schalter S2 auf die Zwischenkreisspannung Uzw aufgeladen. Dies erfolgt mit einer Zeitkonstante, die sich aus dem ohmschen Widerstand RF, dem Kondensator CS/F und der transformierten Last am Anschluss, an dem die Hilfsspannung VCc an den Controller 10 bereitgestellt wird, ergibt. Bei diesem Ladevorgang lädt die Sekundärwicklung SW des Transformators TR über die Diode DCc den Kondensator CVcc •
Mit der Dimensionierung des Kondensators Cs, des Übertra¬ gungsverhältnisses ü des Transformators TR und der Bau- elemente CS/F und RF kann die übertragene Energie opti¬ miert und eingestellt werden.
Dabei reichen bereits kleine Kapazitätswerte für den Kon¬ densator Cs, um eine Hilfsspannung mit ausreichender Leistung zu erzeugen. In einem Ausführungsbeispiel betrug der Kondensator Cs gleich 150 pF, das Übersetzungsverhältnis ü des Transformators TR war gleich 10, der ohm- sche Widerstand RF gleich 5, 6 kΩ und der Kondensator CS/F betrug 6,8 nF . Damit ließ sich eine Hilfsspannung von Vcc gleich 15 V erzeugen, die mit 30 mA belastbar war.
Um die Hilfsspannung Vcc vor Überspannung zu schützen, kann eine Zenerdiode Dz vorgesehen werden, wie sie ge¬ strichelt eingezeichnet ist.
Schritt 2 : Die Spannung am Halbbrückenmittelpunkt HM des Ausgangskreises 16 steigt von Masse auf die Zwischen- kreisspannung Uzw:
Hierbei wird der Kondensator Cs über den ersten Schalter Sl und die Diode DF entladen. Er steht damit für die nächste fallende Flanke wieder zur Einspeisung eines La- destroms zur Verfügung.
Infolge der Verwendung eines Transformators TR kann der Kondensator Cs sehr klein dimensioniert werden, bei¬ spielsweise 100 bis 150 pF .
Die in Fig. 4 dargestellte Ausführungsform einer erfin- dungsgemäßen Schaltungsanordnung ist eine Variante zu der in Fig. 3 dargestellten. Hier wird der Kondensator Cs allerdings geladen über die Diode D3 und den Schalter S2. Ein Energieübertrag findet hier beim Entladevorgang des Kondensators Cs statt, der über den Schalter Sl, die Pri¬ märwicklung PW des Transformators TR, die Parallelschal¬ tung aus dem ohmschen Widerstand RF und dem Kondensator CS/F und die Diode DF erfolgt. Die Ladeenergie kann über das Übersetzungsverhältnis ü des Transformators TR und die beim jeweiligen Ladevorgang wirksame Zeitkonstante eingestellt werden.
Die Zeitkonstante wird insbesondere so gewählt, dass eine volle Umladung des Kondensators Cs zur Erzeugung einer maximalen Stromzeitfläche durch die Primärwicklung PW ermöglicht wird.

Claims

Ansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe (La) mit:
- einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Anschließen einer Versorgungsspannung; - einem Wechselrichter, der zumindest einen ersten (Sl) und einen zweiten Schalter (S2) umfasst, die seriell zwischen den ersten und den zweiten Eingangsanschluss gekoppelt sind und zwischen denen ein Brückenmittelpunkt (HM) definiert ist; - einer Ansteuerschaltung für zumindest den ersten (Sl) und den zweiten Schalter (S2) mit einem Eingang zum Empfang eines Steuersignals;
- einer Vorrichtung zur Erzeugung einer Hilfsspannung
(Vcc) umfassend: - einen ersten Kondensator (CVcc) ;
- einen Anschluss zur Bereitstellung der Hilfsspan- nung (VCc) , der über den ersten Kondensator (CVcc) mit einem Bezugspotential gekoppelt ist;
- einen Zweipunktregler (SSD) mit einem ersten Ein- gang, an den das Steuersignal in invertierter Form gekoppelt ist, einem zweiten Eingang, der mit dem Anschluss zur Bereitstellung der Hilfsspannung (Vcc) gekoppelt ist, und einem Ausgang;
- einen Schalter (Qiss) mit einer Steuer-, einer Ar- beits- und einer Bezugselektrode, wobei die Steu¬ erelektrode mit dem Ausgang des Zweipunktreglers
(SSD) gekoppelt ist, wobei die Arbeitselektrode mit dem Anschluss zur Bereitstellung der Hilfs- spannung (VCc) gekoppelt ist; und - einen ohmschen Widerstand (RF) ; dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung zur Erzeugung der Hilfsspannung (VCc) weiterhin einen Trans¬ formator (TR) mit einer Primärwicklung (PW) und einer Sekundärwicklung (SW) umfasst, wobei der Transformator (TR) derart mit dem ersten und dem zweiten Eingangs- anschluss, dem Anschluss zur Bereitstellung der Hilfs- spannung (VCc) und dem Schalter (Qiss) gekoppelt ist, dass ein Strom durch den Schalter (Qiss) zu einem Strom durch die Primärwicklung (PW) , zu einem Strom durch die Sekundärwicklung (SW) und damit zu einem Laden des ersten Kondensators (CVcc) führt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Primärwicklung (PW) und der ohm- sehe Widerstand (RF) in Serie geschaltet sind und diese Serienschaltung zwischen die Bezugselektrode des Schalters (Qiss) und den ersten Eingangsanschluss gekoppelt ist; wobei die Vorrichtung zur Erzeugung der Hilfsspannung (VCc) weiterhin umfasst: - eine erste Diode (DF) , die der Serienschaltung aus der Primärwicklung (PW) und dem ohmschen Widerstand (RF) parallelgeschaltet ist und so angeordnet ist, dass sie ein Freilaufen des Stroms durch die Primärwicklung (PW) ermöglicht; und - eine zweite Diode (DCc) , die zur Sekundärwicklung (SW) in Serie geschaltet ist, wobei die Serienschal¬ tung aus Sekundärwicklung (SW) und zweiter Diode (Dcc) zwischen das Bezugspotential und den Anschluss zur Bereitstellung der Hilfsspannung (VCc) gekoppelt ist.
3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen die Arbeits¬ elektrode des Schalters (Qiss) und den Anschluss zur Bereitstellung der Hilfsspannung (VCc) eine Strom- quelle (ISS) gekoppelt ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromquelle (ISS) durch einen ohm- schen Widerstand realisiert ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung zur Erzeugung einer Hilfsspannung (Vcc) weiterhin einen zweiten Kondensator (C3) mit einem ersten und ei- nem zweiten Anschluss umfasst, der derart mit dem Brückenmittelpunkt (HM) und der Primärwicklung (PW) gekoppelt ist, dass ein kapazitiver Verschiebestrom durch die Primärwicklung (PW) fließen kann.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Anschluss des zweiten Kon¬ densators (Cs) mit dem Brückenmittelpunkt (HM) gekop¬ pelt ist, dass der zweite Anschluss des zweiten Kon¬ densators (Cs) mit der Bezugselektrode des Schalters (Qiss) gekoppelt ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung zur Erzeugung einer Hilfsspannung (VCc) weiterhin eine dritte Diode (D5) umfasst, wobei die Primärwicklung (PW) über die drit¬ te Diode (Ds) mit dem ersten Eingangsanschluss gekop¬ pelt ist, wobei die dritte Diode (D3) angeordnet ist, einen Stromfluss vom ersten Eingangsanschluss zur Primärwicklung (PW) zuzulassen, wobei der Verbindungspunkt zwischen der Primärwicklung (PW) und der dritten Diode (D5) mit dem zweiten Anschluss des zweiten Kondensators (Cs) gekoppelt ist.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung zur Erzeugung einer Hilfsspannung (VCc) weiterhin einen dritten Kondensator (CS/F) umfasst, der dem ohmschen Widerstand (RF) parallelgeschaltet ist.
9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass dem ersten Kon- densator (CVcc) eine Zenerdiode (Dz) parallelgeschaltet ist.
10. Verfahren zum Erzeugen einer Hilfsspannung (VCc) in einer Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe (La) , wobei die Schaltungs¬ anordnung einen ersten und einen zweiten Eingangsanschluss zum Anschließen einer Versorgungsspannung aufweist, einem Wechselrichter, der zumindest einen ersten (Sl) und einen zweiten Schalter (S2) umfasst, die seriell zwischen den ersten und den zweiten Eingangsanschluss gekoppelt sind und zwischen denen ein Brückenmittelpunkt (HM) definiert ist, eine Ansteuer¬ schaltung für zumindest den ersten (Sl) und den zweiten Schalter (S2), mit einem Eingang zum Empfang ei- nes Steuersignals, und eine Vorrichtung zur Erzeugung einer Hilfsspannung (VCc) , die einen ersten Kondensa¬ tor (Cvcc) umfasst, sowie einen Anschluss zur Bereit- Stellung der Hilfsspannung (VCc) , der über den ersten Kondensator (CVcc) mit einem Bezugspotential gekoppelt ist, einen Zweipunktregler (SSD) mit einem ersten Eingang, an den das Steuersignal in invertierter Form gekoppelt ist, einem zweiten Eingang, der mit dem An- schluss zur Bereitstellung der Hilfsspannung (VCc) gekoppelt ist, und einem Ausgang, einen Schalter (Qiss) mit einer Steuer-, einer Arbeits- und einer Be¬ zugselektrode, wobei die Steuerelektrode mit dem Aus- gang des Zweipunktreglers (SSD) gekoppelt ist, wobei die Arbeitselektrode mit dem Anschluss zur Bereit¬ stellung der Hilfsspannung (Vcc) gekoppelt ist und einen ohmschen Widerstand (RF) ; gekennzeichnet durch folgende Schritte: a) Erzeugung eines Steuersignals derart, dass der Schalter (Qiss) durch den Zweipunktregler (SSD) lei¬ tend geschaltet wird; b) Koppeln einer Primärwicklung (PW) eines Transforma¬ tors (TR) derart mit dem Schalter (Qiss) , dass durch den leitend geschalteten Schalter (Qiss) ein Strom durch die Primärwicklung (PW) eines Transformators (TR) fließt; c) Durch den Strom durch die Primärwicklung (PW) des Transformators (TR) : Erzeugen eines Stroms durch die Sekundärwicklung (SW) des Transformators (TR) ; d) Koppeln des Stroms durch die Sekundärwicklung (SW) an den ersten Kondensator (CVcc) •
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