DE102005019175A1

DE102005019175A1 - Reduktion einer durch digitale Schaltströme hervorgerufenen Störung analoger Schaltungsteile mittels einer Kapazität

Info

Publication number: DE102005019175A1
Application number: DE200510019175
Authority: DE
Inventors: Elmar Wagner; Dietolf Seippel
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2005-04-25
Filing date: 2005-04-25
Publication date: 2006-11-02

Abstract

Die Erfindung zielt auf die Verwendung einer Chip-internen Kapazität (16) zur Reduktion der Störung durch Schaltströme auf einem Halbleiter-Chip (1) mit einem analogen Schaltungsteil (2) und einem digitalen Schaltungsteil (3). Die Kapazität (16) wird dabei mit dem Betriebsspannungsknoten (VDD¶digital¶) und dem Masseknoten (VSS¶digital¶) des digitalen Schaltungsteils (3) verbunden. Schaltströme, welche mit dem Umschalten von digitalen Schaltungskomponenten einhergehen, fließen dann zumindest teilweise durch die Kapazität (16).

Description

Die Erfindung betrifft die Verwendung einer Kapazität zur Reduktion der durch digitale Schaltströme hervorgerufenen Störung analoger Schaltungsteile, insbesondere analoger Hochfrequenz-Schaltungsteile, auf einem Halbleiter-Chip. Ferner betrifft die Erfindung einen Halbleiter-Chip mit einem im Wesentlichen analogen Schaltungsteil und einem im Wesentlichen digitalen Schaltungsteil, welcher eine derartig wirkende Kapazität umfasst.

Bei Mobilfunksystemen werden in zunehmendem Maße der analog arbeitende Hochfrequenz-Teil und der digitale Basisband-Teil eines Senders und/oder Empfängers auf einem einzigen Halbleiter-Chip integriert. Dabei wird unter dem Begriff „Basisband-Teil" derjenige im Wesentlichen digitale Schaltungsteil eines Sender- und/oder Empfängers verstanden, welcher der Umwandlung eines digitalen Signals (beispielsweise digitale PCM-Sprachinformationen) mittels Kodierung und Modulation in ein digitales Basisbandsignal und/oder umgekehrt (mittels Demodulation und Dekodierung) dient. Im vornehmlich analog arbeitenden Hochfrequenz-Teil wird das Basisbandsignal in ein zu sendendes Hochfrequenzsignal mit einer vorgegebenen Trägerfrequenz und/oder ein empfangenes Hochfrequenzsignal mit einer bestimmten Trägerfrequenz in ein Basisbandsignal gewandelt. An der Schnittstelle zwischen dem Basisband-Teil und dem Hochfrequenz-Teil findet in Senderichtung eine Digital/Analog-Wandlung bzw. in Empfangsrichtung eine Analog/Digital-Wandlung statt.

Der Basisband-Teil umfasst dabei große digitale Schaltungsblöcke zur digitalen Signalverarbeitung, beispielsweise zur Signal-Entzerrung, Dekodierung oder Kodierung, und häufig einen Protokollprozessor sowie Speicher-Blöcke. Demgegenüber umfasst der Hochfrequenz-Teil störempfindliche analoge Schaltungsteile wie einen hochempfindlichen LNA (low noise amplifier) im Empfänger und/oder einen VCO (voltage controlled oscillator) im Sender oder den gesamten Hochfrequenz-Transceiver im Fall eines Ein-Chip-Transceivers. Aus dem Stand der Technik sind Ein-Chip-Transceiver, welche sowohl den Hochfrequenz-Transceiver als auch die gesamte Basisbandsignal-Verarbeitung umfassen, bereits für den Bluetooth-Standard, den GSM-Standard (global system for mobile communications) und den DECT-Standard (digital european cordless telecommunications) bekannt.

Bei jedem Umschalten eines beliebigen Gatters im digitalen Basisband-Teil eines derartigen Transceivers wird ein Störimpuls generiert. Die Überlagerung der Störimpulse sämtlicher digitaler Gatter wird auch als Schalt-Rauschen (switching noise) bezeichnet. Da die Störimpulse eine sehr hohe Flankensteilheit aufweisen, ist das Spektrum des Schalt-Rauschens sehr breitbandig. Bei modernen Halbleiter-Technologien weist das Spektrum des Schalt-Rauschens signifikante Signalanteile bis in den Bereich von 5 bis 10 GHz auf.

Nachteilig an einem Halbleiter-Chip, welcher sowohl den Hochfrequenz-Teil als auch den digitalen Basisband-Teil umfasst, ist, dass das Schalt-Rauschen des digitalen Basisband-Teils, insbesondere dessen hochfrequente Anteile, in den Hochfrequenz-Empfangspfad des Hochfrequenz-Teils überkoppeln kann, wodurch die Empfindlichkeit des Empfängers reduziert wird. Außerdem kann das Schalt-Rauschen des digitalen Basisband-Teils in den Hochfrequenz-Sendepfad einkoppeln. In diesem Fall können sich das hochfrequente Nutzsignal und hochfrequente Anteile des Schalt-Rauschens überlagern. Durch die Einkoppelung des Schalt-Rauschens in den hochfrequenten Sende- und/oder Empfangspfad kann die Leistungsfähigkeit des gesamten Funkübertragungssystems deutlich verschlechtert werden.

Für einen Bluetooth-Funkempfänger wird gemäß dem Bluetooth-Standard eine Worst-Case-Empfindlichkeit von -70 dBm gefordert. Gängige Bluetooth-Transceiver, bei denen der Hochfrequenz-Teil und der Basisband-Teil auf zwei getrennten Halbleiter-Chips verteilt sind, erreichen eine Empfindlichkeit von -90 dBm. Demgegenüber wird für vergleichbare Ein-Chip-Transceiver, welche sowohl den Hochfrequenz-Teil als auch den Basisband-Teil umfassen, eine Empfindlichkeit von -85 dBm erreicht, wobei die Verringerung der Empfindlichkeit um 5 dB auf das Überkoppeln des Schalt-Rauschens in den Hochfrequenz-Empfangspfad zurückzuführen ist.

Die vorstehend am Beispiel eines Ein-Chip-Transceivers für ein Mobilfunksystem beschriebene Überkoppelung des Schalt-Rauschens stellt generell ein Problem bei der Integration eines empfindlichen im Wesentlichen analogen Schaltungsteils mit einem im Wesentlichen digitalen Schaltungsteil auf einem einzigen Halbleiter-Chip dar.

Daher ist es Aufgabe der Erfindung, eine geeignete Maßnahme anzugeben, durch welche das Überkoppeln des Schalt-Rauschens bei einem Halbleiter-Baustein mit einem im Wesentlichen digitalen Schaltungsteil und einem im wesentlichen analogen Schaltungsteil verringert wird. Außerdem ist es Aufgabe der Erfindung, einen Halbleiter-Baustein bereitzustellen, welcher ein reduziertes Überkoppeln des Schalt-Rauschens aufweist.

Die der Erfindung zugrunde liegenden Aufgabenstellungen werden durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche 1 und 7 gelöst.

Gemäß Anspruch 1 wird zur Lösung der Aufgabe vorgeschlagen, eine Kapazität auf einem Halbleiter-Chip mit einem im Wesentlichen analogen Schaltungsteil und einem im Wesentlichen digitalen Schaltungsteil vorzusehen. Der im Wesentlichen digitale Schaltungsteil weist zumindest einen Betriebsspannungsknoten und zumindest einen Masseknoten auf. Die Kapazität wird dabei mit dem Betriebsspannungsknoten und dem Masseknoten elektrisch verbunden. Schaltströme, welche mit dem Umschalten von digitalen Schaltungskomponenten (beispielsweise Gatter oder Speicherzellen) einhergehen, fließen dann zumindest teilweise durch die Kapazität.

Nach vorherrschender Experten-Meinung sind die Hauptursachen für das Überkoppeln des Schalt-Rauschens in den analogen Schaltungsteil die elektromagnetische Verkopplung der Anschlüsse des Chip-Gehäuses und die Verkoppelung über das Halbleiter-Substrat.

Die Erfindung basiert auf der im Rahmen von Untersuchungen gewonnenen Erkenntnis, dass das Überkoppeln des Schalt-Rauschens in den im Wesentlichen analogen Schaltungsteil über das Betriebsspannungsnetz (VDD) und das Massenetz (VSS) gegenüber den beiden vorstehend genannten Kopplungsmechanismen häufig dominant ist.

Typischerweise ist der im Wesentlichen digitale Schaltungsteil in digitaler CMOS-Schaltungstechnik (complementary metal Oxyde semiconductor) implementiert. Ein digitales Gatter in CMOS-Schaltungstechnik umfasst mindestens einen Source-seitig mit VDD verbundenen P-MOS-Transistor und mindestens einen Source-seitig mit VSS verbundenen N-MOS-Transistor, wobei im statischen Fall idealerweise kein Querstrom von VDD nach VSS über das Gatter fließt. Beim Umschalten eines Gatters werden beide Transistoren kurzfristig leitend, so dass in diesem Fall ein Querstrom zwischen VDD und VSS fließt.

Außerdem muss beim Umschalten eines Gatters die parasitäre Ausgangskapazität des Gatters umgeladen werden, wodurch ein zusätzlicher Stromfluss bewirkt wird. Schaltet beispielsweise der Ausgang des Gatters von dem logischen 0-Pegel auf den logischen 1-Pegel, muss die parasitäre Ausgangskapazität vom VSS-Potential (entspricht 0 V) auf das VDD-Potential (beispielsweise 1,2 V) umgeladen werden. Dazu ist ein Strom fluss nötig, welcher von VDD über den P-MOS-Transistor des Gatters in die parasitäre Ausgangskapazität fließt.

Ohne die erfindungsgemäße Verwendung einer zusätzlichen Kapazität fließt der Schaltstrom zunächst ausgehend von der Chipexternen Betriebsspannungsquelle über das sowohl Chip-externe als auch Chip-interne Betriebsspannungsnetz in das jeweils umschaltende Gatter und anschließend von dem umschaltenden Gatter über das sowohl Chip-interne als auch Chip-externe Massenetz zurück in die Betriebsspannungsquelle.

Da die Betriebsspannungsquelle eine Innenimpedanz und sowohl das Betriebsspannungsnetz als auch das Massenetz parasitäre Widerstände (Chip-interne und Chip-externe Leitungswiderstände) und Induktivitäten (beispielsweise die Induktivitäten der Bonddrähte) aufweisen, verursacht der Schaltstrom an diesen parasitären Elementen jeweils einen Spannungsabfall. Dieser Spannungsabfall kann in den im Wesentlichen analogen Schaltungsteil überkoppeln.

Werden auf dem Halbleiter-Chip lediglich ein einziges Massenetz und/oder ein einziges Betriebsspannungsnetz für den im Wesentlichen analogen Schaltungsteil und den im wesentlichen digitalen Schaltungsteil vorgesehen, ist der Spannungsabfall im Massenetz bzw. Betriebsspannungsnetz an den jeweiligen Anschlüssen des im Wesentlichen analogen Schaltungsteils sichtbar und koppelt in Folge eines endlichen Netzunterdrückungsfaktors PSRR (power supply rejection ratio) in den Signalpfad des im Wesentlichen analogen Schaltungsteils ein.

Selbst für den Fall, dass auf einem derartigen Halbleiter-Chip zwei getrennte Massenetze für den im Wesentlichen analogen Schaltungsteil und für den im Wesentlichen digitalen Schaltungsteil existieren, müssen diese Massenetze außerhalb des Halbleiter-Chips zusammengeführt werden. Auch in diesem Fall ist zumindest der Spannungsabfall hinter dem Kurzschluss der beiden Massenetze (beispielsweise über der Innenimpedanz der Betriebsspannungsquelle) an dem Chip-internen Masse-Anschluss des im Wesentlichen analogen Schaltungsteils sichtbar und koppelt in den Signalpfad des im Wesentlichen analogen Schaltungsteils ein.

Außerdem generieren die Schaltströme sich ändernde elektromagnetische Felder, insbesondere wenn die Schaltströme über die Bonddrähte oder die Gehäuse-Anschlüsse der Massezuführung und/oder Betriebsspannungszuführung fließen. Diese elektromagnetischen Felder können in den im Wesentlichen analogen Schaltungsteil einkoppeln, beispielsweise über mit dem analoqen Schaltungsteil verbundene Bonddrähte (insbesondere über den Bonddraht eines empfindlichen Signaleingangs).

Falls, wie erfindungsgemäß vorgeschlagen, eine Kapazität zwischen dem Betriebsspannungsknoten und dem Masseknoten des im Wesentlichen digitalen Schaltungsteils vorgesehen wird, fließen die Schaltströme zumindest teilweise durch die Kapazität. Je nach Wert und Güte Q(f) der Kapazität lässt sich erreichen, dass die Schaltströme, insbesondere der vielfach störende hochfrequente Anteil der Schaltströme, im Wesentlichen durch die Kapazität fließen. In diesem Fall wird der hochfrequente Anteil des Schaltstroms im Wesentlichen direkt von der Kapazität geliefert und/oder abgeführt. Damit fließen die Schaltströme im wesentlichen nicht über die Bonddrähte oder Gehäuse-Anschlüsse, so dass der Spannungsabfall in der Betriebsspannungszuführung und/oder der Massezuführung sowie die elektromagnetischen Felder deutlich reduziert werden. In Folge dessen wird die Störung des im Wesentlichen analogen Schaltungsteils durch die Schaltströme vermindert. Die Kapazität dient also einer On-Chip-Entkopplung, um zu verhindern, dass die Schaltströme des digitalen Schaltungsteils über die Anschlüsse und Bonddrähte fließen.

Die Kapazität schließt die hochfrequenten Anteile des Schaltstromes quasi kurz, d.h. wirkt als Kurzschluss zwischen dem Betriebsspannungsknoten und dem Masseknoten des im Wesentli chen digitalen Schaltungsteils. Hierdurch wird der Ersatz-Widerstand der Spannungsversorgung am umschaltenden Gatter reduziert, wodurch sowohl die Koppelung reduziert wird als auch die Leistungsfähigkeit des Gatters, insbesondere dessen Schaltgeschwindigkeit, erhöht wird.

Es sei darauf hingewiesen, dass im Sinne der Anmeldung auch ein derartiger Schaltungsteil unter dem Begriff „im Wesentlichen analoger Schaltungsteil" subsumierbar ist, der lediglich im gewöhnlichen Sprachgebrauch als digital bezeichnete Schaltungskomponenten umfasst, deren analoge Eigenschaften jedoch entscheidend sind. Dies ist beispielsweise bei sehr schnellen D-Flipflops zur Daten- oder Taktregeneration oder sehr schnellen Multiplexern bei hochbitratigen leitungsgebundenen Empfängern bzw. Sendern der Fall.

Außerdem können von dem im Wesentlichen analogen Schaltungsteil zusätzlich auch rein digitale Schaltungskomponenten umfasst werden. Umgekehrt ist es denkbar, dass der im Wesentlichen digitale Schaltungsteil zusätzlich analoge Schaltungskomponenten wie beispielsweise eine Phasen-Regel-Schleife zur Takterzeugung oder Eingangs- oder Ausgangsverstärker beinhaltet.

Vorzugsweise findet die erfindungsgemäße Kapazität Verwendung auf einem Sender-, Empfänger- oder Transceiver-Chip, insbesondere für ein Mobilfunksystem. Vorstehende Aussagen zu dem im Wesentlichen analogen Schaltungsteil und zu dem im Wesentlichen digitalen Schaltungsteil lassen sich in diesem Fall auf den Hochfrequenz-Teil des Chips bzw. auf den Digital-Teil des Chips, insbesondere auf den Basisband-Teil im Fall einer Mobilfunk-Applikation, übertragen. In diesem Fall kann durch die Verwendung der Kapazität die Einkopplung hochfrequenter Schaltströme in den empfindlichen Hochfrequenz-Teil wirkungsvoll unterdrückt werden, so dass das Spektrum des Sendesignals in möglichst geringem Maße durch die Schaltströme ge stört wird bzw. die Empfindlichkeit des Empfängers durch die Schaltströme im Wesentlichen nicht verringert wird.

Infolge der in modernen Halbleiter-Prozessen erzielbaren steilen Schaltflanken ist das Spektrum der Schaltströme sehr breitbandig, insbesondere treten signifikante Oberwellen auf, welche bei einem Transceiver in die Sende- und Empfangsfrequenzbänder fallen können. Um insbesondere eine Einkopplung derartig hochfrequenter Anteile der Schaltströme wirkungsvoll mittels der Kapazität zu unterdrücken, sollte die Kapazität eine ausreichende Güte Q(f) in den für den analogen Schaltungsteil relevanten Frequenzbereichen aufweisen. Falls die Güte Q(f) in diesen Frequenzbereichen zu gering ist, kann für diese Frequenzbereiche über die Kapazität keine niederohmige Verbindung zwischen dem Betriebsspannungsknoten und dem Masseknoten bereitgestellt werden.

Bei einer Bluetooth-Applikation im 2,4-GHz-ISM-Band (industrial scientific medicine) und einem Systemtakt von 104 MHz (alternativ 26 MHz) für den Basisband-Teil kann beispielsweise die 23. Oberwelle (bzw. die 93. oder die 95. Oberwelle) die Sende- und Empfangsbänder stören. Zur Unterdrückung der Störung sollte in diesem Fall die Güte Q(f) des Kondensators im Frequenzbereich von 2,4 GHz ausreichend hoch sein. Für WLAN-Applikationen im 5-GHz-ISM-Band muss die Güte Q(f) im Frequenzbereich von 5 GHz ausreichend hoch sein.

Generell sollten daher also zur Realisierung der Kapazität ein oder mehrere Kondensatoren mit hoher Güte verwendet werden, insbesondere ein oder mehrere MIM-Kondensatoren (metal isolator metal). Ein MIM-Kondensator basiert auf zwei Metallflächen und einem dazwischen liegendem, elektrisch isolierendem Dielektrikum.

MIM-Kondensatoren weisen im Gegensatz zu anderen in CMOS-Halbleiter-Prozessen standardmäßig vorgesehenen Kondensator-Typen wie beispielsweise Diffusions-Kondensatoren oder MOS- Kondensatoren sehr hohe Güten Q(f) bis in den Gigahertz-Frequenzbereich auf. Grundsätzlich benötigt die Verwendung von MIM-Kondensatoren in einem CMOS-Halbleiter-Prozess zusätzliche Prozessschritte und stellt damit eine zusätzliche Prozess-Option dar. Jedoch können bei der Integration eines Hochfrequenz-Teils und eines Digital-Teils auf einem einzigen Halbleiter-Chip MIM-Kondensatoren zur Reduktion der Störung durch Schaltströme ohne zusätzlichen Aufwand eingesetzt werden, da ohnehin MIM-Kondensatoren in dem Hochfrequenz-Teil, beispielsweise zur analogen Hochfrequenz-Filterung, eingesetzt werden.

Außerdem werden MIM-Kondensatoren im Gegensatz zu anderen Kondensator-Typen nicht innerhalb des Halbleiter-Substrats sondern in darüber liegenden Metallisierungsebenen realisiert. Vorzugsweise können daher der MIM-Kondensator oder gegebenenfalls die mehreren parallel geschalteten MIM-Kondensatoren teilweise oder gar vollständig über aktiven Schaltungsbereichen – beispielsweise über aktiver Logik oder Speicherbereichen – des im Wesentlichen digitalen Schaltungsteils angeordnet werden, falls bei Platzierung der MIM-Kondensatoren eine ausreichende Anzahl von Metallisierungsebenen zur Verdrahtung dieser Schaltungsbereiche zur Verfügung steht. In diesem Fall wird für den bzw. die MIM-Kondensatoren nur eine geringe zusätzliche oder vorzugsweise überhaupt keine zusätzliche Chipfläche benötigt.

Wird die MIM-Kondensatorfläche im Wesentlichen über den Digital-Teil des Halbleiter-Chips angeordnet, lassen sich typischerweise für die MIM-Kapazität bzw. MIM-Kapazitäten Kapazitätswerte von mehr als 100 pF erreichen.

Der erfindungsgemäße Halbleiter-Chip gemäß Anspruch 7 umfasst einen im Wesentlichen analogen Schaltungsteil sowie einen im Wesentlichen digitalen Schaltungsteil, welcher zumindest einen Betriebsspannungsknoten und zumindest einen Masseknoten aufweist. Ferner ist auf dem Halbleiter-Chip eine Kapazität vorgesehen, welche mit dem Betriebsspannungsknoten und dem Masseknoten elektrisch verbunden ist. Die Kapazität ist derart ausgestaltet und/oder angeordnet, dass die Schaltströme des im Wesentlichen digitalen Schaltungsteils zumindest teilweise durch die Kapazität fließen, so dass die Störung des im Wesentlichen analogen Schaltungsteils durch die Schaltströme vermindert wird.

Die vorstehenden Ausführungen zur erfindungsgemäßen Verwendung einer Kapazität und die vorteilhaften Ausgestaltungen dieser Verwendung lassen sich auf analoge weise auf den erfindungsgemäßen Halbleiter-Chip übertragen.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert; in diesen zeigen:

1 einen Ein-Chip-Transceiver, bei welchem das Schalt-Rauschen über das Massenetz in den Hochfrequenz-Teil einkoppelt (Stand der Technik);

2 einen Ein-Chip-Transceiver, bei welchem die Einkoppelung des Schalt-Rauschens mittels einer Kapazität wirksam unterbunden wird; und

3 einen Layout-Ausschnitt, welcher die Platzierung der erfindungsgemäßen Kapazität betrifft.

In 1 ist ein Ein-Chip-Transceiver 1 (beispielsweise für eine Bluetooth-Applikation) dargestellt, welcher einen im Wesentlichen analogen Hochfrequenz-Teil 2, auch als Hochfrequenz-Transceiver bezeichnet, und einen im wesentlichen digitalen Basisband-Teil 3 zur Kodierung/Dekodierung sowie Modulation/Demodulation umfasst.

Der Halbleiter-Chip 1 umfasst ein Anschluss-Pad 4 für das positive Betriebsspannungspotential VDD_digital des Basisband- Teils 3, ein Anschluss-Pad 5 für das Massenetz VSS_digital des Basisband-Teils 3, ein Anschluss-Pad 6 für das positive Betriebsspannungspotential VDD_HF des Hochfrequenz-Teils 2, ein Anschluss-Pad 7 für das Massenetz VSS_HF des Hochfrequenz-Teils 2 sowie ein Anschluss-Pad 8 für den Hochfrequenz-Eingang IN des Empfängers (der Hochfrequenz-Ausgang ist in 1 nicht dargestellt). Die vorstehend genannten Anschluss-Pads sind über Bonddrähte 9 mit Chip-externen Komponenten verbunden. Das Betriebspannungspotential VSS_digital und das Massepotential VSS_digital des Basisband-Teils 3 sind mit einer externen Spannungsquelle 10 mit einer frequenzabhängigen Innenimpedanz 11 verbunden. Die im Chip getrennten Massenetze VSS_digital und VSS_HF sind extern verbunden.

Der Basisband-Teil umfasst eine Vielzahl digitaler Gatter in CMOS-Schaltungstechnik, welche maximal mit dem Systemtakt (beispielsweise mit 104 MHz oder 26 MHz) umschalten. Ein digitales Gatter in CMOS-Schaltungstechnik umfasst mindestens einen Source-seitig mit VDD_digital verbundenen P-MOS-Transistor und mindestens einen Source-seitig mit VSS_digital verbundenen N-MOS-Transistor. In 1 ist beispielhaft ein CMOS-Inverter mit dem P-MOS-Transistor 12 und dem N-MOS-Tranistor 13 dargestellt.

Beim Umschalten des Gatters werden die beiden MOS-Transistoren 12 und 13 kurzfristig leitend, so dass in diesem Fall ein Schaltstrom zwischen VDD_digital Und VSS_digital fließt.

Außerdem muss beim Umschalten des Gatters die parasitäre Ausgangskapazität 14 des Gatters umgeladen werden, wodurch ein zusätzlicher Stromfluss bewirkt wird. Schaltet beispielsweise der Ausgang des Gatters von dem logischen 0-Pegel auf den logischen 1-Pegel, muss die parasitäre Ausgangskapazität 14 vom VSS_digital-Potential auf das VDD_digital-Potential umgeladen werden. Dazu ist ein Stromfluss nötig, welcher von VDD_digital über den P-MOS-Transistor 12 des Gatters in die parasitäre Ausgangskapazität 14 fließt.

In 1 ist der resultierende Fluss des Schaltstroms in Form einer geschlossenen Schleife dargestellt. Der Schaltstrom fließt in einer geschlossenen Schleife ausgehend von dem positiven Pol der Spannungsquelle 10 über das externe Versorgungsnetz, über den Bonddraht 9 des VDD_digital-Anschlusses 4, über das Netz VDD_digital, über den P-MOS-Transistor 12, über die Kapazität 14 oder alternativ über den N-MOS-Transistor 13 (nicht dargestellt) in den Masse-Knoten VSS_digital Anschließend fließt der Schaltstrom über den Bonddraht 9 des VSS_digital-Anschlusses 5, über das externe Massenetz und die Innenimpedanz 11 zurück zum negativen Pol der Spannungsquelle.

Infolge der in modernen CMOS-Prozessen sehr steilen Schaltflanken, weist das Spektrum des Schaltstroms signifikante Oberwellen auf, deren Frequenzen in die Sende- und Empfangsfrequenzbänder fallen.

Der hochfrequente Schaltstrom verursacht einen Spannungsabfall 15 über der Innenimpedanz 11. Durch diesen Spannungsabfall 15 in der Massezuführung wird das Masse-Potential VSS_HF des Hochfrequenz-Teils 2 moduliert. Diese hochfrequente Modulation des Masse-Potentials VSS_HF koppelt in Folge eines endlichen Netzunterdrückungsfaktors PSRR in den Signalpfad des Hochfrequenz-Teils 2 ein. Hierdurch kann das Spektrum des Sendesignals gestört oder die Empfindlichkeit des Empfängers verringert werden.

Außerdem erzeugt der Schaltstrom, insbesondere in der Umgebung der induktiv wirkenden Bonddrähte 9 des VDD_digital-Anschlusses 4 und des VSS_digital-Anschlusses 5, ein sich änderndes elektromagnetisches Feld, welches eine Stör-Spannung am Bonddraht 9 des Empfänger-Eingangs IN induziert. Weist die Stör-Spannung signifikante Oberwellen im relevanten Empfangsfrequenzband auf, wird die Empfindlichkeit des Empfängers reduziert. In gleicher Weise kann eine Stör-Spannung am Sender- Ausgang induziert werden (nicht dargestellt). Die elektromagnetischen Störfelder können auch direkt auf dem Chip, beispielsweise auf Chip-internen Leitungen oder über Chip-interne Kapazitäten, Potentialschwankungen generieren.

In Bezug auf 1 sei angemerkt, dass die Potentiale der beiden Netze VDD_digital und VDD_HF häufig im Unterschied zu

1 mittels zweier Spannungsregler auf dem Halbleiter-Chip 1 generiert werden, welche mit einem einzigen, dem Chip 1 zugeführten Potential gespeist werden. Durch hochfrequente Schaltströme hervorgerufene hochfrequente Potentialschwankungen können durch die Spannungsregler im Allgemeinen nicht ausgeregelt werden, da die Regel-Bandbreite der Spannungsregler zu gering ist.

In 2 ist ein Ein-Chip-Transceiver 1 dargestellt, bei welchem das Überkoppeln des hochfrequenten Schalt-Rauschens in den Hochfrequenz-Teil 2 mittels der erfindungsgemäßen Kapazität 16 größtenteils unterbunden wird. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Figuren-Elemente aus 1 und 2 entsprechen einander.
Die Kapazität 16 ist zwischen dem Betriebsspannungsnetz VDD_digital und dem Masseknoten VSS_digital des Basisband-Teils 3 geschaltet. Je nach Wert und Güte Q(f) der Kapazität 16 lässt sich erreichen, dass der Schaltstrom, insbesondere der hochfrequente Anteil des Schaltstroms, im Wesentlichen durch die für hohe Frequenzen niederohmige Kapazität 16 fließt, wie dies in 2 durch die unterschiedlich dick gezeichneten Stromschleifen angedeutet ist. Durch die Verwendung der Kapazität 16 wird insbesondere der hochfrequente Anteil des Schaltstroms im Wesentlichen direkt von der Kapazität 16 geliefert und abgeführt, so dass der Spannungsabfall 15 in der Massezuführung sowie die elektromagnetischen Stör-Felder deutlich reduziert werden. In Folge dessen wird die Störung des Hochfrequenz-Teils 2 durch die Schaltströme deutlich vermindert. Messungen haben ergeben, dass sich durch das Vorse hen einer zusätzlichen Kapazität 16 die Überkopplung um bis zu 20 dB reduzieren lässt.
Die Kapazität 16 wird mittels einer Mehrzahl parallel geschalteter MIM-Kondensatoren realisiert. MIM-Kondensatoren weisen selbst im Gigahertz-Bereich hohe Güten Q(f) auf. Mit MIM-Kondensatoren sind Güten Q(f) größer 80 im Frequenzbereich kleiner 5 GHz erzielbar. Dabei ist die Güte Q(f) eines Kondensators definiert als:
wobei die Größe Z(f) die frequenzabhängige Impedanz des Kondensators beschreibt.
Die MIM-Kondensatoren sind über aktiven Schaltungsbereichen des Basisband-Teils 3 angeordnet, so dass keine zusätzliche Chipfläche für die Realisierung der Kapazität 16 benötigt wird.
Vorstehende Ausführungen betreffend den Ein-Chip-Transceiver 1 sind in analoger Weise auf andere Typen von Halbleiter-Chips übertragbar, welche einen gegenüber Störungen empfindlichen analogen Schaltungsteil und einen digitalen Schaltungsteil aufweisen.
In 3 ist ein beispielhafter Layout-Ausschnitt (Draufsicht) dargestellt, welcher die Platzierung der erfindungsgemäßen Kapazität 16 über dem Digital-Teil 3 des Halbleiter-Chips 1 illustriert. Die Kapazität 16 ist dabei als Parallelschaltung einer Vielzahl von über den digitalen Schaltungsteilen (nicht dargestellt) verteilten MIM-Kondensatoren 16.i implementiert. Die aktiven Schaltungsteile, insbesondere die MOS-Transistoren, liegen dabei unter den MIM-Kondensatoren 16.i. Aufgrund der verteilten Struktur der Kapazität 16 in Form einer Vielzahl parallel geschalteter lo kaler MIM-Kondensatoren 16.i, sind die einzelnen Schaltungsteile lokal über kurze Wegstrecken und damit sehr niederohmig an einzelne MIM-Kondensatoren angebunden.
Dem Layout in 3 liegt ein CMOS-Halbleiter-Prozess mit 6 Metallisierungsebenen zugrunde. Die untere Kondensatorfläche eines jeden MIM-Kondensators 16.i wird in diesem Halbleiter-Prozess durch die 5. Metallisierungsebene M₅ (von unten nach oben aufsteigende Nummerierung) gebildet. Die obere Kondensatorfläche eines jeden MIM-Kondensators 16.i wird durch eine metallische Zwischenschicht M₅₆ zwischen der 5. Metallisierungsebene M₅ und der 6. Metallisierungsebene M₆ gebildet, welche durch eine dünne Oxid-Schicht als Dielektrikum des jeweiligen MIM-Kondensators 16.i von der 5. Metallisierungsebene M₅ beabstandet ist.
Die in 3 dargestellten MIM-Kondensatoren 16.1 bis 16.3 sowie 16.7 bis 16.9 liegen direkt auf VDD_digital-Schienen, die die Gatter der Schaltungsblöcke des Digital-Teils 3 durchsetzen und sich in der 5. Metallisierungsebene M₅ befinden. Dabei wird jeweils die untere Kondensatorfläche der Kondensatoren 16.1 bis 16.3 sowie 16.7 bis 16.9 von den VDD_digital-Schienen gebildet. Die MIM-Kondensatoren 16.4 bis 16.6 sowie 16.10 bis 16.12 liegen auf VSS_digital-Schienen, die die Zellen der Schaltungsblöcke des Digital-Teils 3 durchsetzen und sich wie die VDD_digital-Schienen in der 5. Metallisierungsebene M₅ befinden. Die mit der 6. Metalliesierungsebene verbundene obere Kondensatorfläche der MIM-Kondensatoren 16.1 bis 16.3 sowie 16.7 bis 16.9 wird durch in der 6. Metallisierungsebene befindliche Stege an die jeweils benachbarte VSS_digital-Schiene angeschlossen. In entsprechender Weise wird die mit der 6. Metalliesierungsebene obere Kondensatorfläche der MIM-Kondensatoren 16.4 bis 16.6 sowie 16.10 bis 16.12 durch in der 6. Metallisierungsebene befindliche Stege an die jeweils benachbarte VDD_digital-Schiene angeschlossen. Zur Kontaktierung der Stege an die VSS_digital-Schiene bzw. VDD_digital-Schiene dienen elektrisch leitfähige Vias 17 (Durchverbindungen), welche eine vertikale elektrische Verbindung zwischen der 5. und 6. Metallisierungsebene ermöglichen.
Zwischen zwei Paaren von VDD_digital- und VSS_digital-Schienen befinden sich Bereiche, die zur Signal-Verdrahtung in der 5. Metallisierungsebene genutzt werden, so dass in diesen Bereichen keine MIM-Kondensatoren platziert werden können. In Bereichen zwischen zwei Paaren von VDD_digital- und VSS_digital-Schienen, die nicht mit einer Signal-Verdrahtung in der 5. Metallisierungsebene belegt sind, können weitere MIM-Kondensatoren (s. beispielsweise den Kondensator 16.13) platziert werden, welche zu den MIM-Kondensatoren 16.1 bis 16.12 parallel geschaltet sind.
Bei einer wie vorstehend beschriebenen Realisierung der Kapazität 16 wurden bei einem ersten, kleineren Chip 450 pF und bei einem zweiten, größeren Chip 4 nF Gesamtkapazität erreicht. Dabei beträgt der Kapazitätsbelag der MIM-Kondensatoren ungefähr 2 nF pro mm².
Statt über die 5. und 6. Metallisierungsebene könnten die MIM-Kondensatoren 16.i auch über anderen Metallisierungsebenen x und y angeschlossen werden, wobei vorstehende Ausführungen in analoger Weise übertragbar sind.

Claims

Verwendung einer Chip-internen Kapazität (16; 16.i) zur Reduktion der Störung durch Schaltströme auf einem Halbleiter-Chip (1), wobei der Halbleiter-Chip (1) einen im Wesentlichen analogen Schaltungsteil (2), – einen im Wesentlichen digitalen Schaltungsteil (3), welcher zumindest einen Betriebsspannungsknoten (VDD_digital) und zumindest einen Masseknoten (VSS_digital) aufweist, umfasst, die Kapazität (16; 16.i) mit dem Betriebsspannungsknoten (VDD_digital) und dem Masseknoten (VSS_digital) elektrisch verbunden ist und die Schaltströme des im Wesentlichen digitalen Schaltungsteils (3) zumindest teilweise durch die Kapazität (16; 16.i) fließen, so dass die Störung des im Wesentlichen analogen Schaltungsteils (2) durch die Schaltströme vermindert wird.
Verwendung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass – der Halbleiter-Chip (1) ein Sender- und/oder Empfänger-Chip ist, insbesondere ein Sender- und/oder Empfänger-Chip für ein Mobilfunksystem, – der im Wesentlichen analoge Schaltungsteil (2) dem Hochfrequenz-Teil des Sender- und/oder Empfänger-Chips entspricht und der im Wesentlichen digitale Schaltungsteil (3) dem Digital-Teil, insbesondere im Fall eines Sender- und/oder Empfänger-Chips für ein Mobilfunksystem dem Basisband-Teil, des Sender- und/oder Empfänger-Chips entspricht.
Verwendung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der im Wesentlichen digitale Schaltungsteil (3) im Wesentlichen in digitaler CMOS-Schaltungstechnik implementiert ist.
Verwendung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität (16) mittels eines MIM-Kondensators oder mehrerer parallel geschalteter MIM-Kondensatoren (16.i) realisiert ist.
Verwendung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der MIM-Kondensator oder gegebenenfalls die mehreren parallel geschalteten MIM-Kondensatoren (16.i) zumindest zum Teil über aktiven Schaltungskomponenten des im wesentlichen digitalen Schaltungsteils (3) angeordnet sind.
Verwendung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Wert der Kapazität (16) mehr als 100 pF beträgt.
Halbleiter-Chip (1), umfassend – einen im Wesentlichen analogen Schaltungsteil (2), – einen im Wesentlichen digitalen Schaltungsteil (3), welcher zumindest einen Betriebsspannungsknoten (VDD_digital) und zumindest einen Masseknoten (VSS_digital) aufweist, und – eine Kapazität (16; 16.i), welche – mit dem Betriebsspannungsknoten (VDD_digital) und dem Masseknoten (VSS_digital) elektrisch verbunden ist und – derart ausgestaltet und/oder angeordnet ist, dass die Schaltströme des im Wesentlichen digitalen Schaltungsteils (3) zumindest teilweise durch die Kapazität (16; 16.i) fließen, so dass die Störung des im Wesentlichen analogen Schaltungsteils (2) durch die Schaltströme vermindert wird.
Halbleiter-Chip nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass – der Halbleiter-Chip (1) ein Sender- und/oder Empfänger-Chip ist, insbesondere ein Sender- und/oder Empfänger-Chip für ein Mobilfunksystem, – der im Wesentlichen analoge Schaltungsteil (2) dem Hochfrequenz-Teil des Sender- und/oder Empfänger-Chips entspricht und – der im Wesentlichen digitale Schaltungsteil (3) dem Digital-Teil, insbesondere im Fall eines Sender- und/oder Empfänger-Chips für ein Mobilfunksystem dem Basisband-Teil, des Sender- und/oder Empfänger-Chips entspricht.
Halbleiter-Chip nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass der im Wesentlichen digitale Schaltungsteil (3) im Wesentlichen in digitaler CMOS-Schaltungstechnik implementiert ist.
Halbleiter-Chip nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität (16) mittels eines MIM-Kondensators oder mehrerer parallel geschalteter MIM-Kondensatoren (16.i) realisiert ist.
Halbleiter-Chip nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der MIM-Kondensator oder gegebenenfalls die mehreren parallel geschalteten MIM-Kondensatoren (16.i) zumindest zum Teil über aktiven Schaltungskomponenten des im Wesentlichen digitalen Schaltungsteils (3) angeordnet sind.
Halbleiter-Chip nach einem der Ansprüche 7 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Wert der Kapazität (16; 16.i) mehr als 100 pF beträgt.