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Die
Erfindung betrifft einen Spreizspektrum-Taktgenerator nach dem Oberbegriff des
Anspruchs 1.
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Getaktete
Schaltungen, z.B. Schaltnetzteile, Ladungspumpen oder Mikroprozessoren
erzeugen ein Störspektrum
zum einen auf den Versorgungsspannungsleitungen und zum anderen über die
Taktleitung selbst.
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Dieses
Störspektrum
beeinträchtigt
die Funktion anderer Baugruppen im Umfeld von getakteten Schaltungen.
Zur Sicherstellung der ordnungsgemäßen Funktion anderer Geräte im Umfeld
solcher Schaltungen existieren EMV-Richtlinien, die maximale Leistungsdichten
u.a. für
das Spektrum des Stroms auf den Versorgungsleitungen vorschreiben.
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Eine
Möglichkeit
zur Verminderung der Leistungsdichte des Störspektrums besteht in einer
nichtperiodischen Taktung getakteter Schaltungen. Dazu wird das
Taktsignal chaotisch frequenzmoduliert.
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In
J. Krupar, W. Schwarz: "Spread
spectrum clock generation – chaotic
and periodic modulation schemes",
ECCTD 2003, Seiten 235–238,
Krakau, Polen, 2003, taucht bei der Analyse hybrider Schaltungen
ein chaotischer Generator auf, der aus einem Integrator, dem über einen
Schalter entweder eine positive oder eine negative Spannung zugeführt, einem
Komparator, dessen erstem Eingang das Ausgangssignal des Integrators
und dessen zweitem Eingang eine erste Schwellenspannung zugeführt werden,
und einem RS-Flip-Flop, dessen Rücksetzeingang
mit dem Ausgang des Komparators verbunden ist, dessen Setzeingang
ein periodisches Taktsignal zugeführt wird und dessen Ausgangssignal
die Stellung des Schalters steuert, besteht. Der Ausgang des Taktgenerators
ist mit dem Ausgang des Flip-Flops verbunden. Dieser Taktgenerator
erzeugt ein Ausgangssignal mit kontinuierlichem Leistungsdichtespektrum
und kann sehr einfach realisiert werden. Er hat jedoch den Nachteil,
dass Taktzeiten auftreten können,
die gegen 0 gehen, so dass er zur Takterzeugung für getaktete
Schaltungen, die eine bestimmte Mindesttaktzeit benötigen, nicht
verwendbar ist.
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Es
ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, diesen bekannten
Spreizspektrum-Taktgenerator in der Weise zu verbessern, dass eine
bestimmte Mindesttaktzeit sichergestellt ist.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch
einen Spreizspektrum-Taktgenerator mit den Merkmalen des Anspruchs
1. Vorteilhafte Weiterbildungen dieses Taktgenerators ergeben sich
aus den Unteransprüchen.
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Dadurch,
dass das Flip-Flop (Speicherelement) mit einem Dateneingang versehen
ist, dem ein in Abhängigkeit
vom Ausgangssignal des Komparators (vergleichender Block) steuerbares
Signal zuführbar
ist, kann das Ausgangssignal des Flip-Flops nach einem durch einen
Anstieg des Ausgangssignals des Integrators (Block mit integrierendem
Verhalten) bewirkten Umschalten des Komparators zumindest solange
auf einem Wert, der eine Abnahme des Ausgangssignals des Integrators
bewirkt, gehalten werden, bis eine vorgegebene Mindestaktzeit verstrichen
ist. Dabei besteht die Möglichkeit,
dass nach einem durch Änderung
des Ausgangssignals des Komparators bewirkten Zurücksetzen
des Flip-Flops das
periodische Taktsignal am Takteingang des Flip-Flops entweder für eine bestimmte
Anzahl von Perioden dieses Taktsignals oder für eine vorgegebene Zeit unwirksam
gemacht wird. Im erstgenannten Fall können mehrere in Kette geschaltete Flip-Flops
(Beschaltung als Schieberegister) vorgesehen sein, von denen das
vorgenannte Flip-Flop das letzte Flip-Flop dieser Kette darstellt,
derart, dass die Rücksetzeingänge aller
Flip-Flops mit dem Ausgang des Komparators verbunden sind, den Takteingängen aller
Flip-Flops das periodische
Taktsignal zugeführt
wird und der Dateneingang eines Flip-Flops mit dem Ausgang des jeweils
vorangehenden Flip-Flops verbunden sowie der Dateneingang des ersten
Flip-Flops der Kette auf ein konstantes Setzpotential gelegt sind;
im zweitgenannten Fall kann ein Monoflop vorgesehen sein, dessen
Eingang mit dem Ausgang des Komparators und dessen Ausgang mit dem
Dateneingang des Flip-Flops verbunden sind, oder es kann ein weiterer
Komparator vorgesehen sein, dessen erstem Eingang das Ausgangssignal
des Integrators und dessen zweitem Eingang eine zweite Schwellenspannung,
die niedriger als die erste Schwellenspannung ist, zuführbar sind,
und dessen Ausgang mit dem Dateneingang des Flip-Flops verbunden
ist.
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Die
Erfindung wird im Folgenden anhand von in den Figuren dargestellten
Ausführungsbeispielen
näher erläutert. Es
zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild eines Spreizspektrum-Taktgenerators, der in seiner Funktion
dem bekannten Taktgenerator entspricht,
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2 Zeitdiagramme
des Ausgangssignals des Integrators und des periodischen Taktsignals
bei dem Taktgenerator nach 1,
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3 ein
Blockschaltbild eines Spreizspektrum-Taktgenerators gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung,
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4 ein
Zeitdiagramm des Ausgangssignals des Integrators und des periodischen
Taktsignals bei dem Taktgenerator nach 3,
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5 ein
Blockschaltbild eines Spreizspektrum-Taktgenerators gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel
der Erfindung,
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6 ein
Blockschaltbild eines Spreizspektrum-Taktgenerators gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel
der Erfindung,
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7 ein
Zeitdiagramm des Ausgangssignals des Integrators, des Signals am
Dateneingang des Flip-Flops und des periodischen Taktsignals bei
dem Taktgenerator nach 6,
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8 ein
Blockschaltbild eines Spreizspektrum-Taktgenerators gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel
der Erfindung,
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9 ein
Zeitdiagramm des Ausgangssignals des Integrators und periodischen
Taktsignals bei dem Taktgenerator nach 8,
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10 das
Leistungsdichtespektrum eines periodischen Ausgangssignals eines
Taktgenerators,
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11 das
Leistungsdichtespektrum eines chaotischen Ausgangssignals des Taktgenerators
nach 1,
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12 das
Leistungsdichtespektrum eines chaotischen Ausgangssignals des Taktgenerators
nach 3, und
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13 das
Leistungsdichtespektrum eines chaotischen Ausgangssignals des Taktgenerators
nach 8.
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Der
Spreizspektrum-Taktgenerator nach 1 besteht
aus einem Integrator 1, einem Komparator 2, einem
Flip-Flop 3 und einem Umschalter 4 vor dem Eingang
des Integrators 1. Über
den Umschalter 4 kann dem Eingang des Integrators 1 entweder
die konstante positive Spannung ci oder
konstante negative Spannung -cd zugeführt werden.
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Der
Ausgang des Integrators 1 ist mit dem Plus-Eingang des Komparators 2 verbunden.
Am Minus-Eingang des Komparators 2 liegt die konstante
Spannung xu an. Der Ausgang des Komparators 2 ist
mit dem Rücksetzeingang
R des Flip-Flops 3 sowie auch mit dem Aus gangsanschluss 5 des
Taktgenerators verbunden.
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Am
Dateneingang D des Flip-Flops 3 liegt ein konstantes hohes
Potential an, während
dem Takteingang clk ein periodisches Taktsignal clkp zugeführt wird.
Das am Ausgang Q des Flip-Flops 3 auftretende Signal steuert
den Umschalter 4 in der Weise, dass, wenn der Ausgang Q
auf hohem Potential liegt, die Spannung ci zum
Eingang des Integrators 1 geführt wird, während, wenn der Ausgang Q auf
niedrigem Potential liegt, die Spannung -cd zugeführt wird.
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Anstatt
mit dem Ausgang des Komparators 2 kann der Ausgang des
Taktgenerators auch mit dem Ausgang Q des Flip-Flops 3 verbunden
sein. In diesem Fall enthält
das Ausgangssignal einen periodischen Anteil, während es bei Verbindung mit
dem Ausgang des Komparators 2 einen solchen Anteil nicht
enthält.
Zur Ansteuerung digitaler oder hybrider Schaltungen mit diesem Ausgangssignal
wird dessen negative Flanke verwendet.
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Da
das Taktsignal clkp mit der steigenden Flanke
das hohe Potential am Dateneingang D des Flip-Flops 3 auf
dessen Ausgang Q überträgt, wird
der Umschalter 4 betätigt
und das Ausgangssignal des Integrators 1 linear an, bis
es den Wert xu erreicht. Der Komparator 2 schaltet
dann um und setzt das Flip-Flop 3 zurück, so dass der Ausgang Q auf
niedriges Potential springt. Der Umschalter 4 wird betätigt, so
dass die negative Spannung -cd zum Eingang
des Integrators 1 gelangt, dessen Ausgangssignal nun zeitlich
linear abfällt.
Mit der nächsten
ansteigenden Flanke des Taktsignals clkp springt
das Signal am Ausgang Q wieder auf den hohen Wert, was eine erneute
Betätigung
des Umschalters 4 und den Wiederanstieg der Ausgangsspannung
des Integrators 1 bis auf den Wert xu bewirkt.
Dieser Spannungsverlauf x(t) und das zugehörige periodische Taktsignal
clkp sind in 2 dargestellt.
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Die
Abhängigkeit
einer auf eine Zeitspanne t
clk, n folgenden
Zeitspanne t
clk, n+1 zwischen jeweils zwei
negativen Flanken am Ausgang Q des Flip-Flops
3 lautet
allgemein:
wobei α gleich cd/ci
ist und T einer Periode des Taktsignals clk
p entspricht.
Für Werte α ≤ 1 verhält sich
das Ausgangssignal periodisch. Für α > 1 hingegen zeigt dieses
Signal chaotisches Verhalten, wie in
2 dargestellt
ist. Im Einsatz zur Reduzierung von Störungen ist daher der Bereich α > 1 interessant. Bei
einer Realisierung von α > 1 ist die theoretische
minimale Taktzeit, d.h. die Zeitspanne t
clk,min =
0, und die maximale Taktzeit hat den Wert T(α + 1). Die minimale Taktzeit
tritt auf, wenn das Zurücksetzen
des Flip-Flops
3 durch den Komparator
2 und eine
positive Flanke des Taktsignals clk
p zeitlich
zusammentreffen. Für
viele Anwendungen des Spreizspektrum-Taktgenerators ist jedoch eine Taktzeit
von null oder eine eine bestimmte Mindestzeit unterschreitende Taktzeit
nicht brauchbar.
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Die
Erfindung dient zur Beseitigung dieses Mangels und Möglichkeiten
zur Realisierung der erfindungsgemäßen Maßnahme zeigen die 3, 5, 6 und 8.
Die 3 und 5 geben jeweils einen Taktgenerator
wieder, bei dem eine vorbestimmte Anzahl von Impulsen des periodischen
Taktsignals nach dem Zurücksetzen
des Flip-Flops 1 unwirksam gemacht wird, und die 6 und 8 stellen
jeweils einen Taktgenerator dar, bei dem das periodische Taktsignal
nach dem Zurücksetzen
des Flip-Flops 3 für
eine vorgegebene Zeit unwirksam gemacht wird.
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Der
Taktgenerator nach 3 enthält zusätzlich zu dem nach 1 ein
zweites Flip-Flop 6, dessen Dateneingang D das ständig auf
hohem Potential liegende Datensignal zugeführt wird. Beide Takteingänge clk der
Flip-Flops 3 und 6 erhalten das periodische Taktsignal
clkp und beide Rücksetzeingänge R der Flip-Flops 3 und 6 sind
mit dem Ausgang des Komparators 2 verbunden. Der Ausgang
Q des Flip-Flops 3 steuert wie in 1 den Umschalter 4,
während
der Ausgang Q des zweiten Flip-Flops 6 mit dem Dateneingang
D des Flip-Flops 3 verbunden
ist.
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Wenn
das Ausgangssignal x(t) des Integrators 1 den Wert xu erreicht, setzt der Komparator 2 beide Flip-Flops 3 und 6 zurück. Durch
die erste nach diesem Zeitpunkt auftretende positive Flanke des
Taktsignals clkp wird zunächst nur
das Flip-Flop 6 gesetzt, da das Potential am Dateneingang
D des Flip-Flops 3 noch auf dem niedrigen Wert liegt. Dieses
Potential steigt durch das Setzen des Flip-Flops 6 auf
den hohen Wert, so dass mit der zweiten positiven Flanke des Taktsignals
clkp nach dem Rücksetzen beider Flip-Flops 3 und 6 auch
das Flip-Flop 3 gesetzt wird. Es wird somit immer der erste
nach dem Zurücksetzen
des Flip-Flops 3 auftretende Impuls des Taktsignals clkp (in 4 schraffiert
dargestellt) für
das Setzen dieses Flip-Flops
unwirksam gemacht, so dass eine von der Periodendauer T des Taktsignals
clkp abhängige
Mindesttaktzeit des chaotischen Ausgangssignals clk erhalten wird.
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Bei
dem Taktgenerator nach
3 wird die folgende Beziehung
zwischen zwei aufeinander folgenden Taktzeiten erhalten:
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Eine
Verlängerung
der Mindesttaktzeit erhält
man, wenn man wie in 5 gezeigt mehr als zwei Flip-Flops in Kette schaltet
(in 5 die drei Flip-Flops 3, 6 und 7),
wobei nur der Dateneingang des ersten Flip-Flops der Kette (in 5 das
Flip-Flop 7) ständig
auf hohem Potential liegt. Jedes der dem Flip-Flop 3 vorgeschalteten
Flip-Flops verlängert
die Mindesttaktzeit um eine zusätzliche
Periodendauer T des Taktsignals clkp.
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Wenn
m der Anzahl der zusätzlichen
Flip-Flops in der Kette entspricht (d.h. m = 1 in
3 und
m = 2 in
5), dann lautet das Verhältnis zwischen
zwei aufeinander folgenden Taktzeiten:
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Die
Einstellung der minimalen und der maximalen Taktzeit t
clk,min bzw.
t
clk,max des Ausgangssignals clk kann mit
erfolgen.
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Der
Taktgenerator nach 6 unterscheidet sich von dem
in 3 gezeigten dadurch, dass das Flip-Flop 6 durch
ein Monoflop 8 ersetzt ist. Wie das Zeitdiagramm in 6 zeigt,
liegt das Ausgangssignal y des Monoflops 8 ständig auf
hohem Potential mit Ausnahme einer Zeitspanne tmin nach
jedem Umschalten des Komparators 2, wenn das Eingangssignal
x(t) den Wert xu erreicht. Dies bedeutet,
dass nach jedem Zurücksetzen
des Flip-Flops 3 an dessen Dateneingang D das Potential
für die
Zeitspanne tmin auf den niedrigen Wert abfällt und
damit das Flip-Flop 3 während
dieser Zeitspanne durch einen Impuls des Taktsignals clkp nicht gesetzt werden kann (in 7 ist
dieser Impuls schraffiert dargestellt).
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Die
Beziehung zweier aufeinander folgender Taktzeiten bei dem Taktgenerator
nach
6 lautet wie folgt:
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Zur
Einstellung des Modulationsgrades des chaotischen Ausgangssignals
clk dienen folgenden Gleichungen:
tclk,min = (α + 1)tmin (8) tclk,max =
(α + 1)(tmin + T) (9)
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Der
Taktgenerator nach 8 unterscheidet sich von dem
nach 6 dadurch, dass das Monoflop 8 durch
den zweiten Komparator 9 ersetzt ist, der die gleiche Funktion
wie das Monoflop 8 ausübt.
Das Ausgangssignal x(t) des Integrators 1 wird den Plus-Eingängen beider
Komparatoren 2 und 9 zugeführt, während der Minus-Eingang des
Komparators 9 auf dem Potential xl liegt,
das niedriger als das Potential xu ist.
Der Ausgang des Komparators 9 ist über ein ODER-Glied 10,
an dessen zweitem Eingang das Ausgangssignal Q des Flip-Flops 3 anliegt,
mit dem Dateneingang D des Flip-Flops 3 verbunden.
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In
dem Bereich zwischen xu und xl befindet
sich das Ausgangssignal des Komparators 9 auf niedrigem Potential,
so dass, wenn sich das nach dem Zurücksetzen des Flip-Flops 3 linear
abfallende Ausgangssignal x(t) des Integrators 1 in diesem
Bereich befindet, die ansteigende Flanke eines Impulses des Taktsignals
clkp (schraffierter Impuls in 9)
das Flip-Flop 3 nicht setzen kann. Dies ist erst wieder
möglich,
wenn x(t) unter xl gefallen ist und hierdurch
das Ausgangssignal des Komparators 9 wieder auf hohem Potential
liegt.
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Das über das
ODER-Glied 10 zum Dateneingang D des Flip-Flops 3 geführte Ausgangssignal
Q verhindert, dass das Flip-Flop 3 bereits während des
Anstiegs von x(t) im Bereich zwischen xu und
xl durch eine eintreffende Taktflanke zurückgesetzt
wird.
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Für den Taktgenerator
nach
8 gilt zusätzlich
zu den vorgenannten Gleichungen (7) bis (11) noch die folgende Beziehung:
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Gegenüber den
Taktgeneratoren nach den 3 und 5 bieten
die Taktgeneratoren nach den 6 und 8 den
Vorteil, dass die minimale Taktzeit tclk,min kontinuierlich
und unabhängig
von der Periodendauer des angelegten Taktsignals eingestellt werden
kann. Bei dem Taktgenerator nach 6 kann das
Monoflop 8 auf die gewünschte
Mindestzeit tmin eingestellt werden und
bei dem Taktgenerator nach 8 kann der
Wert von xl entsprechend vorgegeben werden.
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Die 10 bis 13 stellen
das gemessene Leistungsdichtespektrum für den periodischen Takt, den
chaotisch modulierten Takt ohne Begrenzung der minimalen Taktzeit
gemäß 1 und
die zwei Varianten der Taktzeitbegrenzung gemäß 3 und 8 für verschiedene
Einstellparameter dar. Mit den eingestellten Parametern konnte problemlos
eine Reduzierung der Leistungsdichte der Grundfrequenz von 12dB
erreicht werden. Für
höhere
Vielfache der Grundfrequenz fällt
die Reduzierung entsprechend größer aus.
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Die
Messung des Leistungsdichtespektrums nach 11 erfolgte
mit einem Taktgenerator nach 1, wobei α = 2,12 betrug;
diejenige nach 12 mit einem Taktgenerator entsprechend 3 bzw. 5 mit α = 2 und
drei zusätzlichen
Flip-Flops; und diejenige nach 13 mit
einem Taktgenerator nach 8 mit den Werten α = 1,76,
cα = 2,65V/ms
und xu – xl = 1V.