Mischer
werden zur Frequenzumsetzung in Sendern und Empfängern benötigt und gehören daher
zu den wichtigen Komponenten für
drahtlose Übertragungssysteme.
Ein idealer Mischer kann durch einen Multiplizierer realisiert werden.
Dieser multipliziert ein Lokaloszillatorsignal mit einem umzusetzenden
Eingangssignal zu einem Ausgangssignal.
Konventionelle
Mischer werden in einem relativ engen Trägerfrequenzbereich – wie beispielsweise
bei WLAN-Anwendungen (WLAN = wireless lokal area network) um 20
MHz – betrieben.
Neuerdings werden jedoch besonders breitbandige Anwendungen in Frequenzbändern von
3 bis 10 GHz, sogenannten UWB-Applikationen
(UWB = ultra wide band) benötigt.
Eine
prinzipielle Modulator- bzw. Mischertopologie ist in der 1 gezeigt.
Es
sind zwei Einseitenband-Mischzweige vorgesehen, deren Signale OUTU,
OUTL mit einem Addierer A1 zum modulierten Ausgangssignal MOUT zusammengeführt werden.
In dem Zweig für
das obere Breitenband werden in Abhängigkeit von einem Steuersignal
S1 aus einem ROM-Speicher SINROM, der Sinus-Daten enthält digitale
Eingangssignaldaten DLF1 generiert. Die von einem Digital-Analog-Umsetzer
DA1 in das analoge Signal LF1 umgesetzt werden. Das analoge Signal
LF1 wird von einem Tiefpassfilter LPF1 zu dem umzusetzenden Signal
LH1' gefiltert.
In
einer multiplikativen Mischstufe M1 wird das umzusetzende analoge
Signal LH1' mit
einem Sinusträgersequenzsignal
mit der Kreisfrequenz ωLO zu dem Ausgangssignal OUTU für das obere
Seitenband gemischt.
Analog
werden in dem Zweig für
das untere Seitenband mittels einem Kosinusdaten enthaltenen ROM-Speicher
COSROM, einem zweiten Digital-Analog-Wandler DA2, einem Tiefpassfilter
LPF2 und einer multiplikativen Mischstufe M2 mittels einem Steuersignal
S2 digitale Daten DLF2, ein analoges Umsetzsignal LF2 für das untere
Seitenband sowie einem gefilterten Umsetzsignal LF2' und einem Kosinusträgersignal
für das
untere Seitenband mit der Kreisfrequenz ωLO ein
Ausgangssignal OUTL erzeugt.
Eine
mögliche
multiplikative Mischstufe stellt die sogenannte Gilbert-Zelle dar.
Eine derartige multiplikative Mischstufe nach dem Stand der Technik
ist beispielsweise in U. Tietze, CH. Schenk: Halbleiterschaltungstechnik,
Auflage 12, Springerverlag Berlin, Heidelberg, New York, ISBN 3-540-42849-6
beschrieben.
Die 2 zeigt eine dementsprechende
Gilbert-Zelle zum multiplikativen Mischen eines differenziellen
Eingangssignals LFP, LFN mit einem differenziellen Trägerfrequenzsignal
LOP, LON zu einem differenziellen Ausgangssignal OUTP, OUTN.
Demgemäß ist in
Serie ein erster Widerstand R1, die steuerbare Strecke eines ersten
Transistors T1, die steuerbare Strecke eines zweiten Transistors T2
und die steuerbare Strecke eines Stromquellentransistors T3 zwischen
einem ersten Versorgungsspannungspotenzial VDD und einem zweiten
Versorgungsspannungspotenzial VSS vorgesehen.
Es
ist ein zweiter Widerstand R2 und die steuerbare Strecke eines vierten
Transistors T4 zwischen dem ersten Versorgungsspannungspotenzial VDD
und der steuerbaren Strecke des zwei ten Transistors T2 vorgesehen.
Ein Gate-Anschluss des Stromquellentransistors T3 ist auf ein Bias-Potenzial BIAN
gelegt.
Es
ist die steuerbare Strecke eines fünften Transistors T5 und die
steuerbare Strecke eines sechsten Transistors T6 zwischen dem zweiten
Widerstand R2 und der steuerbaren Strecke des Stromquellentransistors
T3 geschaltet. Ferner ist die steuerbare Strecke eines siebten Transistors
T7 zwischen dem ersten Widerstand R1 und der steuerbaren Strecke
des sechsten Transistors T6 geschaltet.
Eine
erste Komponente LFP des differenziellen Eingangssignals ist an
den Gate-Anschluss des sechsten Transistors T6 geschaltet, und die
zweite Komponente LFN des Eingangssignals ist an den Gate-Anschluss
des zweiten Transistors T2 geschaltet.
Eine
erste Komponente LOP des Trägerfrequenzsignals
ist an den Gate-Anschluss des ersten Transistors T1 und den Gate-Anschluss des fünften Transistors
T5 geschaltet. Die zweite Komponente LON des differenziellen Trägerfrequenzsignals
ist an den Gate-Anschluss des vierten Transistors T4 und den Gate-Anschluss
des siebten Transistors T7 geführt.
Die
erste Komponente OUTP des differenziellen Ausgangssignals wird dem
zwischen dem ersten Widerstand und der steuerbaren Strecke des ersten
Transistors T1 abgegriffen. Die zweite Komponente OUTN des Ausgangssignals
wird zwischen dem zweiten Widerstand und der steuerbaren Strecke
des vierten Transistors T4 abgegriffen.
Die
Widerstände
R1 und R2 wirken als Lastwiderstände.
Ein Gilbert-Zelle gemäß 2 besitzt nur ungenügende Linearitätseigenschaften
für UWB Anwendungen.
Dies führt
zu harmonischen Verzerrungen, insbesondere weil die Ausgangskennlinie des
Differenzpaares aus den Transistoren T1, T5, T7, T4 quadratisch
ist.
Bei
der Ausführung
als NMOS Transistoren arbeiten die Transistoren T1–T7 im Inversionsbereich,
sodass die über
die Lastwiderstände
R1, R2 abfallenden Spannungen proportional zur Quadratwurzel der
Eingangsspannung, welche durch das differenzielle Signal LFP, LFN
eingekoppelt wird, ist.
Bei
idealen Bauelementen kann diese Nichtlinearität durch eine quadratische Vorverzerrung
des Eingangssignals LFP, LFN weitestgehend kompensiert werden. Dazu
können
beispielsweise NMOS-Dioden benutzt werden, die zwischen der ersten
Versorgungsspannung VDD und den jeweiligen Gate-Anschlüssen der
Transistoren T2 und T6 geschaltet sind. Dadurch fällt jeweils
eine quadratische vorverzerrte Eingangssignalkomponente ab, die
die Quadratwurzel-Nichtlinearität
der Mischstufe kompensieren kann.
Dabei
ist jedoch insbesondere bei MOS-Ausführung der Mischstufe eine genaue
Anpassung der zwei Dioden sehr schwierig. Eine Fehlanpassung von
solchen Vorverzerrungsdioden führt
leicht zu zusätzlichen
Anteilen der Trägerfrequenz
im Ausgangssignal einer derartigen Mischstufe.
Es
ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Schaltungsanordnung
für einen
breitbandigen Mischer mit Vorverzerrung und hoher Linearität zu schaffen,
der in UWB Anwendungen einsetzbar ist und tolerant gegenüber Fehlanpassungen
bei der Vorverzerrung ist.
Es
ist ferner eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen breitbandigen
Mischer zu schaffen, der gegenüber
Mischern mit quadratischer Vorverzerrung einen größeren störungsfreien
Dynamikumfang (spurious free dynamic range) bietet.
Erfindungsgemäß wird diese
Aufgabe durch eine Schaltungsanordnung für einen breibandingen Mischer
gemäß Patentanspruch
1 sowie durch ein Verfahren zum Mischen eines Trägerfrequenz signals und eines
Eingangssignals mit den Verfahrensschritten nach Patentanspruch
14 gelöst.
Demgemäß ist eine
Schaltungsanordnung für
ein breitbandigen Mischer mit einer multiplikativen Mischstufe vorgesehen,
die einen Trägerfrequenzeingang
zum Einkoppeln eines differenziellen Trägerfrequenzsignals, einen Mischstufeneingang
zum Einkoppeln eines vorverzerrten differenziellen Eingangssignals
und einen Ausgang zum Auskoppeln eines differenziellen Ausgangssignals
aufweist. Dabei ist das differenzielle Ausgangssignal durch multiplikative
Mischung aus dem differenziellen Trägerfrequenzsignals und dem
vorverzerrten differenziellen Eingangssignal erzeugt. Das vorverzerrte
differenzielle Eingangssignal ist aus einem differenziellen Eingangssignal
durch eine quadratische Vorverzerrung und eine lineare Vorverzerrung
erzeugt.
Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren zum
Mischen eines Trägerfrequenzsignals
und eines Eingangssignals sind die folgenden Verfahrensschritte
vorgesehen:
- (a) lineares Vorverzerren und quadratisches
Vorverzerren des Eingangssignals zum Erzeugen eines vorverzerrten
Eingangssignals; und
- (b) multiplikatives Mischen des vorverzerrten Eingangssignals
mit dem Trägerfrequenzsignal
zu einem Ausgangssignal.
Die
der Erfindung zugrunde liegende Idee besteht darin, zusätzlich zu
einer quadratischen Vorverzerrung des umzusetzenden Eingangssignals eine
lineare Vorverzerrung vorzunehmen.
Dadurch
wird der Einfluss einer Fehlanpassung von Bauelementen im Signalpfad,
die quadratische Vorverzerrung erzeugen herabgesetzt. Ferner werden
Ausgangssignalanteile, die die Frequenz des Trägersignals aufweisen, reduziert.
Da durch die lineare Vorverzerrung Artefakte der Trägerfrequenz
im Aus gangssignal gegenüber
den zu übertragenden Signalanteilen
insbesondere im oberen und unteren Seitenband und gegenüber höher harmonischen Mischprodukten,
vermindert werden, liefert ein erfindungsgemäßer Mischer einen besonders
großen Störungsfreien
Dynamikumfang.
Die
Einstellung des linearen Signalanteils, welches durch die zusätzliche
erfindungsgemäße Vorverzerrung
erreicht wird, kann dann so vorgenommen werden, dass beispielsweise
die Differenz der übertragenen
Energie durch den Träger
und der übertragenden
Energie in einem relevanten Seitenband maximal wird. Insbesondere
zukünftige
UWB Anwendungen geben bestimmte Masken für die Spektraldichten, in denen
die übertragene
Energie in Abhängigkeit
von der Frequenz aufgetragen ist, der eingesetzten Mischer vor.
Dabei wird der sogenannten Störungsfreie
Dynamikumfang (spurious free dynamic range) des Mischers vorgegeben,
der für
die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
besonders hoch ist. Außerdem
erfüllt
der breitbandige Mischer gemäß der Erfindung
hohe Linearitätsanforderungen über einen sehr großen Frequenzbereich.
Vorteilhafterweise
weist das differenzielle Eingangssignal eine erste Komponente, die
an einen ersten Eingangsanschluss gekoppelt ist, auf und eine zweite
Komponente, die an einen zweiten Eingangsanschluss gekoppelt ist,
auf. Dabei ist zwischen dem ersten Eingangsanschluss und einem ersten
Versorgungsspannungspotenzial ein erster Widerstand und zwischen
dem zweiten Eingangsanschluss und dem ersten Versorgungsspannungspotenzial
ein zweiter Widerstand zur linearen Vorverzerrung geschaltet. Dann
ist eine erste Komponente des vorverzerrten differenziellen Eingangssignals
zwischen dem ersten Widerstand und dem ersten Eingangsanschluss
abgreifbar, und eine zweite Komponente des vorverzerrten differenziellen
Eingangssignals ist zwischen dem zweiten Widerstand und dem zweiten
Eingangsanschluss angreifbar. Durch das Schalten des Widerstandes
wird den jeweiligen Eingangssignalkomponenten ein linearer Signalanteil
aufgeprägt.
Besonders
vorteilhafterweise ist der erste und zweite Widerstand ein einstellbarer
Widerstand. Dadurch kann die lineare Vorverzerrung flexibel angepasst
werden.
Gemäß einer
Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
ist der erste und zweite Widerstand schaltbar und es sind weitere parallel
dazu geschaltete schaltbare Widerstände vorgesehen.
Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform weist
die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung einen
ersten und einen zweiten Transistor mit jeweils einer steuerbaren
Strecke und einem Gate-Anschluss auf, wobei die steuerbare Strecke
des ersten Transistors zwischen dem Eingangsanschluss und dem ersten
Versorgungsspannungspotenzial geschaltet ist. Dabei ist die steuerbare
Strecke des zweiten Transistors zwischen dem zweiten Eingangsanschluss
und dem ersten Versorgungsspannungspotenzial geschaltet und die
Gate-Anschlüsse sind
miteinander verbunden. Die Gate-Anschlüsse sind an ein Verzerrungspotenzial
geschaltet.
Durch
Verändern
des Verzerrungspotenzials werden die Eigenschaften der steuerbaren
Strecken so verändert,
dass das Maß der
quadratischen Vorverzerrung, welche durch die steuerbare Strecken geschieht,
ebenfalls einstellbar ist.
In
einer vorteilhaften Ausgestaltung ist das Verzerrungspotenzial das
erste Versorgungspotenzial. Dann sind die ersten und zweiten Transistoren
als Dioden geschaltet. Diese Dioden liefern genau die gewünschte quadratische
Vorverzerrung.
In
einer alternativen Ausführungsform
ist eine erste Diode, die zwischen dem ersten Eingangsanschluss
und dem ersten Versorgungsspannungspotenzial geschaltet ist, vorgesehen,
und es ist eine zweite Diode, die zwischen dem zweiten Eingangsan schluss
und dem ersten Versorgungspotenzial geschaltet ist, vorgesehen.
In
einer bevorzugten Ausführungsform
weist die multiplikative Mischstufe eine Gilbert-Zelle auf.
In
einer bevorzugten Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist ferner
eine Vorverzerrungsteuerung vorgesehen, mit einem Testsignalausgang zur
Ausgabe eines differenziellen Testsignals an die Eingangsanschlüsse der
Schaltungsanordnung, mit einem Prüfsignaleingang zum Einkoppeln
des differenziellen Ausgangssignals der Mischstufe, und mit mindestens
zwei Steuerausgängen
zur Ausgabe von Einstellsignalen zum Einstellen des ersten und zweiten
Widerstands.
Durch
das Einkoppeln von Testsignalen an den Eingang der Schaltungsanordnung
und gleichzeitiger Auswertung des erzeugten Ausgangssignals kann
die Einstellung der linearen Vorverzerrung durch Einstellen der
Widerstandswerte der Widerstände
optimal vorgenommen werden.
Vorteilhafterweise
ist die Schaltungsanordnung in MOS-Technologie ausgeführt. Besonders bei UWB Anwendungen
sind stromsparende Bauelemente, die einfach herzustellen sind, angezeigt.
Dies ist in MOS-Technologie besonders einfach erreichbar.
Bevorzugterweise
sind die Widerstände
zur linearen Vorverzerrung so dimensioniert, dass der störungsfreie
Dynamikumfang (spurious free dynamic range) des Ausgangssignals
des erfindungsgemäßen Mischers
bei einem differenziellen Eingangssignal mit vorgegebener Frequenz
maximal ist.
Die
Einstellung bzw. die Dimensionierung der Widerstände kann beispielsweise durch
die Vorverzerrungssteuerung erfolgen oder bereits vor der Fertigung
durch Simulationen bestimmt werden.
In
einer besonders bevorzugten Ausführungsform
sind die Widerstände
zur linearen Vorverzerrung so dimensioniert, dass über einen
vorgegebenen Bereich von Trägerfrequenzen
die Signalenergie eines Ausgangssignals bei der Frequenz des Trägersignals
gleich der Signalenergie einer dritten Harmonischen des Eingangssignals
im Ausgangssignal ist. Da die lineare Vorverzerrung besonders dritte Harmonische
als Nebenprodukt erzeugt, kann durch diese Einstellung der Vorverzerrung
ein besonders großer
störungsfreier
Dynamikumfang erreicht werden.
Weitere
vorteilhafte Ausgestaltung und Weiterbildung der Erfindung sind
Gegenstand der Unteransprüche
sowie der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Figuren.
Im
Folgenden wird die Erfindung anhand der schematischen Figuren und
Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es
zeigt dabei.
1:
eine Einseitenband-Mischerarchitektur nach dem Stand der Technik;
2:
eine Gilbert-Zelle nach dem Stand der Technik;
3:
eine erste Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
für einen breitbandigen
Mischer;
4:
eine Spektraldarstellung der Mischprodukte eines erfindungsgemäßen und
eines herkömmlichen
Mischers;
5:
eine zweite Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
6:
eine dritte Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
und
7:
eine bevorzugte Weiterbildung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
Die 1 und 2 sind
bereits in der Einleitung beschrieben worden.
Die 3 zeigt
eine erste Ausführungsform der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
für einen
breitbandigen Mischer 1.
Es
ist eine multiplikative Mischstufe 2 vorgesehen, die hier
beispielhaft als Gilbert-Zelle ausgeführt ist. Die multiplikative
Mischstufe 2 weist einen Trägerfrequenzeingang 3, 4 auf,
in den das differenzielle Trägerfrequenzsignal
LOP, LON eingekoppelt ist.
Das
differenzielle Trägersignal
weist eine erste Komponente LOP auf, die an den ersten Trägersignalanschluss 3 geführt ist,
auf, und das differenzielle Trägersignal
weist eine zweite Komponente LON auf, die an einen zweiten Trägersignalanschluss 4 geführt ist.
Die
multiplikative Mischstufe 2 weist einen Mischstufeneingang 5, 6 zum
Einkoppeln eines vorverzerrten differenziellen Eingangsignals LFPD, LFND
auf. Dabei ist eine erste Komponente LFPD des vorverzerrten differenziellen
Eingangssignals an einen ersten Mischstufeneingangsanschluss 5 geführt, und
eine zweite Komponente LFD des differenziellen vorverzerrten Eingangssignals
ist an einen zweiten Mischstufeneingangsanschluss 6 geführt.
An
einen Eingang 7, 8 des erfindungsgemäßen Mischers 1 ist
das differenzielle Eingangssignal LFP, LFN eingekoppelt. Dabei ist
eine erste Komponente LFP des differenziellen Eingangssignals an
einen ersten Eingangsanschluss 7 geführt und eine zweite Komponente
LFN des differenziellen Eingangssignals ist an einen zweiten Eingangsanschluss 8 geführt.
Das
differenzielle Ausgangssignal OUTP, OUTN wird an einem Ausgang 9, 10 ausgegeben. Dabei
ist eine erste Komponente OUTP des differenziellen Ausgangssignals
an einem Ausgangsanschluss 9 abgreifbar, und eine zweite
Komponente OUTN des differenziellen Ausgangssignals ist an einem
zweiten Ausgangsanschluss 10 abgreifbar.
Die
multiplikative Mischstufe 2 weist einen ersten Widerstand 11,
einen zweiten Widerstand 12, einen Stromquellentransistor 13 mit
einer steuerbaren Strecke und einem Gate-Anschluss 14,
einen ersten, zweiten, dritten, vierten, fünften und sechsten Transistors 15, 17, 19, 21, 23, 25 mit
jeweils einer steuerbaren Strecke und einem Gate-Anschluss 16, 18, 20, 22, 24, 26 auf.
Der
erste Widerstand 11, die steuerbare Strecke des ersten
Transistors 15, die steuerbare Strecke des sechsten Transistors 25 und
die steuerbare Strecke des Stromquellentransistors 13 sind
seriell zwischen einem ersten Versorgungsspannungspotenzial VDD
und einem zweiten Versorgungsspannungspotenzial VSS geschaltet.
Der
zweite Widerstand 12, die steuerbare Strecke des zweiten
Transistors 17 und die steuerbare streck des fünften Transistors 23 sind
seriell zwischen dem ersten Versorgungsspannungspotenzial VDD und
der steuerbaren Strecke des Stromquellentransistors 13 geschaltet.
Es
ist ein erster Leitungsknoten 27 zwischen dem ersten Widerstand 11 und
der steuerbaren Strecke des ersten Transistors 15 vorgesehen.
Ein zweiter Leitungsknoten 28 ist zwischen dem zweiten
Widerstand 12 und der steuerbaren Strecke des vierten Transistors 21 vorgesehen.
Die
steuerbare Strecke des zweiten Transistors 17 ist zwischen
dem zweiten Leitungsknoten 28 und der steuerbaren Stre cke
des fünften
Transistors 23 geschaltet. Die Steuerbare Strecke des dritten Transistors 19 ist
zwischen dem ersten Leitungsknoten 27 und der steuerbaren
Strecke des fünften
Transistors 23 geschaltet.
Der
Gate-Anschluss 16 des ersten Transistors 15 und
der Gate-Anschluss 18 des
zweiten Transistors 17 ist an den ersten Trägerfrequenzanschluss 3 geschaltet.
Der Gate-Anschluss 20 des dritten Transistors und der Gate-Anschluss 22 des
vierten Transistors ist an den zweiten Trägerfrequenzanschluss 4 geschaltet.
Erste
Komponente OUTP des Ausgangssignals ist an dem ersten Ladungsknoten 27 abgreifbar und
an den ersten Ausgangsanschluss 9 geführt. Die zweite Komponente
OUTN des Ausgangssignals ist an dem zweiten Leitungsknoten 28 abgreifbar
und an den zweiten Ausgangsanschluss 10 geführt.
Der
Gate-Anschluss 24 des fünften
Transistors 23 ist an den ersten Mischstufeneingangsanschluss 5 gekoppelt,
und der Gate-Anschluss 26 des sechsten Transistors 25 ist
an den zweiten Mischstufeneingangsanschluss 6 geführt.
Über den
ersten und zweiten Widerstand 11, 12 fließt jeweils
ein Ausgangssignalstrom IOUTP, IOUTN, wodurch die jeweilige Signalspannung
des Ausgangssignals OUTP, OUTN erzeugt wird.
Zwischen
dem ersten Eingangsanschluss 7 und dem ersten Versorgungsspannungspotenzial VDD
sind parallel ein dritter Widerstand 29 und die steuerbare
Strecke eines siebten Transistors 30 geschaltet.
Zwischen
dem ersten Versorgungsspannungspotenzial VDD und dem zweiten Eingangsanschluss 8 des
Mischers 1 sind parallel ein vierter Widerstand 31 und
die steuerbare Strecke eines achten Transistors 32 geschaltet.
Die Gate-Anschlüsse 33, 34 des
siebten und achten Transistors 30, 32 sind an ein
Verzerrungspotenzial BPRED gelegt. Der Gate-Anschluss 14 des
Stromquellentransistors 13 ist an ein BIAS-Potenzial BIAN
gelegt.
Wie
bereits einleitend erwähnt,
arbeitet die multiplikative Mischstufe 2 (Gilbert-Zelle)
nicht linear, d.h. die Ausgangsströme IOUTP, IOUTN sind proportional
zur Quadratwurzel der Eingangsspannung des Differentialeingangssignals
LFP, LFN.
Mittels
dem siebten und achten Transistor 30, 32 wird
das Eingangssignal LFP, LFN quadratisch vorverzerrt, sodass zumindest
ein Teil der mischstufeneigenen Nichtlinearität kompensiert wird. Da es jedoch
in der Fertigung schwierig ist die Transistoren 30, 32 vollständig gleich
zu gestalten, kann leicht eine Fehlanpassung auftreten. Durch eine
Fehlanpassung der siebten und achten Transistoren 30, 32 streut
vor allem das Trägerfrequenzsignal
LOP, LON in das Ausgangssignal OUTP, OUTN.
Die
erfindungsgemäße zusätzliche
lineare Vorverzerrung, welche mit durch den dritten und vierten
Widerstand 29, 31 erzeugt ist, wird effektiv die Streuung
des Trägerfrequenzsignals
LOP, LON in das Ausgangssignal OUTP, OUTN vermindert.
Durch
die Wahl der Widerstandswerte des dritten und vierten Widerstandes 29, 31 wird
das Maß der
linearen Vorverzerrung eingestellt, und durch Verändern des
Verzerrungspotenzials BPRED, welches an die Gate-Anschlüsse 33, 34 des
siebten und achten Transistors 30, 32 angelegt
ist, das Maß der quadratischen
Vorverzerrung eingestellt.
In
der 4 ist eine Spektraldarstellung der Mischprodukte
eines erfindungsgemäßen Mischers, wie
er beispielsweise in 3 dargestellt ist, illustriert.
Die 4 zeigt
das Ausgangsspektrum eines Mischers mit lediglich quadratischer
Vorverzerrung durch MOS-Dioden (PDD-Spektrallinien) und das Spektrum eines
erfindungsgemäßen Mischers mit
quadratischer und linearer Vorverzerrung mittels Dioden und Widerständen (PRD-Spektrallinien).
Die
Frequenz des Trägerfrequenzsignals
ist hier 6,18 Ligahertz gewählt
und das Eingangssignal bei 660 Megahertz.
Der
störungsfreie
Dynamikumfang für
den Mischer mit ausschließlich
quadratischer Vorverzerrung ergibt sich aus der Differenz der Energien
(hier als Verstärkungsmaß in Dezibel
als Verhältnis
der Eingangsspannung zur Ausgangsspannung dargestellt) ein störungsfreier
Dynamikumfang von ΔPDD =
28,25 Dezibel. Dieser ergibt sich aus der Differenz des Verstärkungsmaßes des
oberen Seitenbandes USB und dem Verstärkungsmaß des Trägersignals C.
Der
Dynamikumfang ΔPRD
des Mischers mit linearer und quadratischer Vorverzerrung liegt
bei etwa 33,9 Dezibel und ist damit stark verbessert.
Die
lineare Vorverzerrung kann zu einer Verstärkung der dritten Harmonischen
(bzw. Harmonische dritter Ordnung) des Eingangssignals im Ausgangsspektrum
des Mischers führen.
Bei
dem hier gewählten
Beispiel ist die lineare Vorverzerrung bzw. der Widerstandswert
so eingestellt, dass das Verstärkungsmaß der dritten
harmonischen 3HM gleich dem des Träger signals C ist. Auf diese
Weise kann durch Einstellen der Widerstände bzw. linearen Verzerrung
ein Kompromiss zwischen der Erzeugung von dritten harmonischen 3HM
und einem erweiterten Dynamikumfang ΔPRD erzielt werden. In dem Spektrum
nach 4 ist auch das untere Seitenband USB dargestellt.
Die 5 zeigt
eine zweite Ausführungsform der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
für einen
breitbandigen Mischer.
Die
zweite Ausführungsform
weist im Wesentlichen dieselben Bauelemente wie die Ausführungsform
nach 3 auf, wobei jedoch das Vorverzerrungspotenzial
mit dem ersten Versorgungsspannungspotenzial VDD identisch ist.
Der
siebte und der achte Transistor 30, 32 ist also
jeweils als Diode geschaltet. Ferner ist ein neunter und zehnter
Transistor 35, 37 mit jeweils einer steuerbaren
Strecke und einem Gate-Anschluss 36, 38 und ein
zweiter Stromquellentransistor 39 mit einer steuerbaren
Strecke und einem Gate-Anschluss 40 vorgesehen.
In
der zweiten Ausführungsform
des Mischers 101 ist die erste Komponente LFP des differenziellen
Eingangssignals an den Gate-Anschluss 36 des neunten Transistors 35 gekoppelt.
Die zweite Komponente LFN des differenziellen Eingangssignals ist
an den Gate-Anschluss 38 des zehnten Transistors 37 gekoppelt.
Die
steuerbare Strecke des neunten Transistors 35 und die steuerbare
Strecke des zweiten Stromquellentransistors 39 ist zwischen
dem dritten Widerstand 29 bzw. der steuerbaren Strecke
des siebten Transistors 30 und dem zweiten Versorgungsspannungspotenzial
VSS geschaltet.
Die
steuerbare Strecke des zehnten Transistors 37 ist zwischen
dem vierten Widerstand 31 bzw. der steuerbaren Strecke
des achten Transistors 32 und der steuerbaren Strecke des
zweiten Stromquellentransistors 37 geschaltet.
Die 6 zeigt
eine dritte Ausführungsform 201 des
erfindungsgemäßen Mischers.
Es
ist eine multiplikative Mischstufe 2 vorgesehen, die einen
Eingang 3, 4 für
das Trägerfrequenzsignal
LON, LOP aufweist, einen Ausgang 9, 10 für das differenzielle
Ausgangssignal OUTP, OUTN aufweist, die und einen ersten Mischstufeneingangsanschluss 5 für die erste
Komponente LFPD des vorverzerrten Eingangssignals und einen zweiten
Mischstufeneingangsanschluss 6 für die zweite Komponente LFND
des vorverzerrten Eingangssignals vorgesehen.
Die
erste Komponente LFP des differenziellen Eingangssignals wird an
einem ersten Eingangsanschluss 7 eingekoppelt, und die
zweite Komponente LFN des differenziellen Eingangssignals wird an einen
zweiten Eingangsanschluss 8 eingekoppelt.
Es
ist ein erster Transistor 41 mit einer steuerbaren Strecke
und einem Gate-Anschluss 43 und ein zweiter Transistor 42 mit
einer steuerbaren Strecke und einem Gate-Anschluss 44 vorgesehen.
Die steuerbare Strecke des ersten Transistors 41 ist zwischen
einem ersten Versorgungsspannungspotenzial VDD und dem ersten Mischstufeneingangsanschluss 5 geschaltet.
Der Gate-Anschluss 43 des ersten Transistors 41 ist
an das erste Versorgungsspannungspotenzial VDD geschaltet.
Die
steuerbare Strecke des zweiten Transistors 42 ist zwischen
dem ersten Versorgungsspannungspotenzial VDD und dem zweiten Mischstufeneingangsanschluss 6 geschaltet.
Der Gate-Anschluss 44 des
zweiten Transistors 42 ist an das erste Versorgungsspannungspotenzial
VDD geschaltet.
Der
steuerbaren Strecke des ersten Transistors 41 sind drei über Schalter 45, 46, 47 zuschaltbare
Widerstände 48, 49, 50 parallel
zuschaltbar angeordnet.
Der
steuerbaren Strecke des zweiten Transistors 42 sind drei
weitere über
Schalter 51, 52, 53 zuschaltbare Widerstände 54, 55, 56 parallel
geschaltet.
Die
zwei Transistoren 41, 42 sind wieder als Dioden
geschaltet und erzeugen die quadratische Vorverzerrung des Differentialeingangssignals
LFP, LFN.
Durch
verschiedene Kombination der zuschaltbaren Widerstände 48, 49, 50, 54, 55, 56 sind verschiedene
lineare Vorverzerrungen einstellbar. Dadurch kann, um einen größtmöglichen
störungsfreien
Dynamikumfang zu erreichen, die optimale lineare Vorverzerrung leicht
eingestellt werden.
Die 7 zeigt
eine bevorzugte Weiterbildung des erfindungsgemäßen Mischers 202.
Es
ist wiederum eine multiplikative Mischstufe 2 vorgesehen,
mit Trägersignalanschlüssen 3, 9, Mischstufeneingangsanschlüssen 5, 6 und
Ausgangsanschlüssen 9, 10.
Zur quadratischen Vorverzerrung sind wie in 6 zwei Transistoren 41, 42, die
als Dioden geschaltet sind, zwischen den Mischstufeneingangs anschlüssen 5, 6 und
dem ersten Versorgungsspannungspotenzial VDD vorgesehen.
Der
steuerbaren Strecke des ersten Transistors 41 ist ein einstellbarer
oder programmierbarer Widerstand 57 parallel geschaltet.
Der steuerbaren Strecke des zweiten Transistors 42 ist
ein zweiter einstellbarer bzw. programmierbarer Widerstand 58 parallel
geschaltet.
Es
ist ferner eine Vorverzerrungssteuerung 60 vorgesehen,
die einen Testsignalausgang 61, 62 zur Ausgabe
eines differenziellen Testsignals TLFP, TLFN an die Eingangsanschlüsse 7,8 aufweist.
Die Vorverzerrungssteuerung 60 hat einen Prüfsignaleingang 63, 64,
an den das differenzielle Ausgangssignal OUTP, OUTN der Mischstufe 2 eingekoppelt
ist. Die Vorverzerrungssteuerung 60 hat außerdem mindestens
2 Steuerausgänge 65, 66 zur
Ausgabe von Einstellsignalen CTR1, CTR2 zum Einstellen des ersten
und zweiten Widerstandes 57, 58.
Die
Vorverzerrungssteuerung 60 stellt beispielsweise ein differenzielles
Testsignal TLFP, TLFN mit konstanter Frequenz bereit, welches an
die Anschlüsse 7, 8 eingekoppelt
wird.
Die
Vorverzerrungssteuerung 60 nimmt gleichzeitig das resultierende
Ausgangssignal OUTP, OUTN der multiplikativen Mischstufe 2 auf.
Über die
Einstellsignale CTR1, CTR2 regelt die Vorverzerrungssteuerung 60 die
Widerstandswerte des ersten und zweiten Widerstands 57, 58 so ein,
dass der störungsfreie
Dynamikumfang maximal wird. Dies kann beispielsweise wie in der 4 anhand
der Spektraldatenstellung erläutert
geschehen. Die Vorverzerrungssteuerung 60 kann sowohl in
dem erfindungsgemä ßen Mischer 202 integriert
sein, oder aber als externe Einrichtung fungieren. Dann können die
programmierbare Widerstände 57, 58 beispielsweise
bei der Fertigung entsprechend programmiert werden.
Die
vorliegende Schaltungsanordnung für einen breitbandigen Mischer
bietet daher eine hervorragende Linearität über einen weiten Frequenzbereich,
ist vorzugsweise in CMOS-Technologie ausgeführt, wodurch die Stromaufnahme
gering wird, liefert einen verbesserten störungsfreien Dynamikumfang gegenüber dem
Stand der Technik und kann somit in zukünftigen Ultra-Wideband-Anwendungen
eingesetzt werden.