DE102004008701A1

DE102004008701A1 - Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität und Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität

Info

Publication number: DE102004008701A1
Application number: DE102004008701A
Authority: DE
Inventors: Heiko Körner
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2004-02-23
Filing date: 2004-02-23
Publication date: 2005-09-22
Anticipated expiration: 2024-02-24
Also published as: DE102004008701B4

Abstract

Eine Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität umfasst eine Kapazität (C¶DC1¶, C¶DC2¶, TK1, TK2, TK3, TK4, TKn-1, TKn), wobei die Kapazität (C¶DC1¶, C¶DC2¶, TK1, TK2, TK3, TK4, TKn-1, TKn) eine erste Teilkapazität (TK1) und eine zur ersten Teilkapazität (TK1) parallel geschaltete zweite Teilkapazität (TK2) umfasst, wobei ein Kapazitätswert der ersten Teilkapazität (TK1) von einer ersten Vorspannung (U1) der ersten Teilkapazität (TK1) und ein Kapazitätswert der zweiten Teilkapazität (TK2) von einer zweiten Vorspannung (U2) der zweiten Teilkapazität (TK2) abhängig ist. Ferner umfasst die Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität eine Einrichtung zum Bereitstellen (R) der ersten Vorspannung (U1) und der zweiten Vorspannung (U2). Durch eine derartige Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität ist es möglich, auf einfache Art und Weise eine linearere und flachere Tuning-Kennlinie der Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gegenüber einer herkömmlichen Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität zu erreichen.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung mit veränderlicher Kapazität und ein Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit veränderlicher Kapazität und insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine elektronische Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität, deren Übergangsverlauf zwischen einem minimalen und einem maximalen Sättigungswert variabel ist.

Ein herkömmlicher spannungsgesteuerter Oszillator (VCO = voltage controlled oscillator = spannungsgesteuerter Oszillator) besitzt zumeist eine oder mehrere Tuning-Kennlinien, wobei eine solche Kennlinie den Zusammenhang zwischen einer angelegten Tuning-Spannung Vtune und einer Oszillationsfrequenz darstellt. Eine beispielhafte Oszillatorschaltung für einen herkömmlichen spannungsgesteuerten Oszillator ist in 4 dargestellt. Hierbei umfasst der spannungsgesteuerte Oszillator VCO einen Versorgungsspannungsanschluss Vdd, der über eine Stromquelle 402 mit einem ersten Anschluss 404 einer ersten Induktivität L1 und einem zweiten Anschluss 406 einer zweiten Induktivität L2 verbunden ist. Die Stromquelle 402 ist hierbei ausgebildet, um dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO den Versorgungsstrom I_Core einzuprägen. Ferner umfasst die erste Induktivität L1 einen zweiten Anschluss 408, der elektrisch leitfähig mit einer ersten Elektrode 410 eines ersten Gleichstromentkopplungskondensators C_DC1, einem ersten Anschluss 412 eines ersten Transistors T1 sowie einem Steueranschluss eines zweiten Transistors T2 verbunden ist. Zusätzlich ist ein zweiter Anschluss 416 der zweiten Induktivität L2 elektrisch leitfähig mit einer ersten Elektrode 417 eines zweiten Gleichstromentkopplungskondensators C_DC2, einem ersten Anschluss 418 des zweiten Transistors T2 und einem Steueranschluss 420 des ersten Transistors T1 verbunden. Ein zweiter Anschluss 422 des ersten Transistors T1 sowie ein zweiter Anschluss 424 des zweiten Transistors T2 sind elektrisch leitfähig mit einem Massepotentialanschluss Vss verbunden. Weiterhin ist eine zweite Elektrode 426 des ersten Gleichstromentkopplungskondensators C_DC1 mit einem Steueranschluss 428 eines ersten Hilfstransistors T3 elektrisch leitfähig verbunden. Ein erster Anschluss 430 sowie ein zweiter Anschluss 432 des ersten Hilfstransistors T3 ist elektrisch leitfähig mit einem ersten Anschluss 434 und einem zweiten Anschluss 436 eines zweiten Hilfstransistors T4 sowie dem Versorgungsspannungsanschluss Vdd verbunden. Ferner ist eine zweite Elektrode 438 des zweiten Gleichstromentkopplungskondensators C_DC2 elektrisch leitfähig mit einer Steuerelektrode 440 des zweiten Hilfstransistors T4 verbunden. Weiterhin ist ein Steuerspannungsanschluss 442 für eine Steuerspannung Vtune über die Entkopplungswiderstände R1 und R2 mit dem Steueranschluss 428 des ersten Hilfstransistors T3 sowie dem Steueranschluss 440 des zweiten Hilfstransistors T4 elektrisch leitfähig verbunden.

Ferner weist der spannungsgesteuerte Oszillator VCO einen ersten Abgriffspunkt A1, der mit dem zweiten Anschluss 408 der ersten Induktivität L1 verbunden ist, und einen zweiten Abgriffspunkt A2 auf, der mit dem zweiten Anschluss 416 der zweiten Induktivität L2 verbunden ist. Zwischen dem ersten Abgriffspunkt A1 und dem zweiten Abgriffspunkt A2 ist eine Spannung abgreifbar, die als differentielles Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators ausgegeben werden kann.

Wird nun zwischen dem Versorgungsspannungsanschluss Vdd und dem Massepotentialanschluss Vss eine Versorgungsspannung angelegt, schwingt die in 4 dargestellte Oszillatorschaltung VCO derart ein, dass entweder der erste Transistor T1 oder der zweite Transistor T2 durchgeschaltet ist. Hierbei kann angenommen werden, dass durch die in Serie geschalteten Kapazitäten C_DC2, C_DC2 sowie die als spannungsabhängige Kapazi täten (Varaktoren) wirkenden Hilfstransistoren T3 und T4 als einzige Gesamtkapazität angesehen werden kann. Ist der erste Transistor T1 durchgeschaltet, kann somit gesagt werden, dass der spannungsgesteuerte Oszillator zwischen dem Versorgungsspannungsanschluss Vdd und dem Massepotentialanschluss Vss mit der zweiten Induktivität L2 und der Gesamtkapazität einen Schwingkreis ausbildet, dessen Frequenz im wesentlichen durch die Gesamtkapazität einstellbar ist. Der aktive Bereich des Transistors hat somit die Weite W und die Länge L. Durch Anlegen der Tunespannung Vtune am Gate ändert sich die Ladungsträgersituation in diesem aktiven Bereich, sowie darüber und darunter. Damit entsteht quasi ein Plattenkondensator dessen Plattenabstand durch die Steuerspannung (= Tunespannung) Vtune verändert wird.

Als eine weitere Interpretation der in 4 dargestellten Schaltung ist anzumerken, dass die Induktivitäten L1 und L2 und die Serienschaltung der rechts- und linksseitigen Varaktoren (unter Berücksichtigung der parasitären Effekte) als lediglich zu einem Schwingkreis gehörend betrachtet werden können. In einem solchen Schwingkreis existiert dann ein großer AC-Strom, dessen Größe durch dessen Güte bestimmt ist. Die Verluste in diesem Schwingkreis werden phasenrichtig durch den kleineren Strom I_Core ausgeglichen, wofür das kreuzgekoppelte Transistoren-Paar T1 und T2 verantwortlich ist.

Ferner wird ebenfalls über die erste Induktivität L1 ein Stromfluss zum Massepotentialanschluss Vss über den ersten Transistor T1 induziert. Erreicht nun ein Potential am ersten Abgriffspunkt A1 durch den über die erste Induktivität L1 fließenden Strom eine vorbestimmte Schwelle, so wird über den Steueranschluss 414 des zweiten Transistors T2 derselbe durchgeschaltet, wobei nun ein Schwingkreis zwischen dem Versorgungsspannungsanschluss Vdd und dem Massepotentialanschluss Vss über die erste Induktivität L1 sowie die Gesamtkapazität resultiert. Hierbei ist wiederum die Oszillationsfrequenz im wesentlichen durch einen Kapazitätswert der Gesamtkapazität bedingt. Dieser Kapazitätswert der Gesamtkapazität lässt sich durch die Tunespannung (= Abgleichsspannung) anpassen, die am Abgleichsspannungsanschluss 442 anlegbar ist. Ein Kapazitätswert der Gesamtkapazität lässt sich insbesondere dadurch variieren, dass sich durch die Abgleichsspannung Vtune die Kapazität der als Varaktoren wirkenden Hilfstransistoren T3 und T4 verändern lässt. Hierbei werden die Hilfstransistoren T3 und T4, die vorzugsweise MOS-Transistoren sind, derart verwendet, dass der Gateanschluss als erste Elektrode, das Oxid zwischen dem Gateanschluss (= Steueranschluss) und dem Substrat als Dielektrikum und die (kurzgeschlossenen) Drain- (= erster Anschluss) und Source-Anschlüsse (= zweiter Anschluss) als zweite Elektrode des Varaktors wirken. Dadurch, dass unter Verwendung einer variablen Spannung zwischen derart verschalteten Hilfstransistoren T3 und T4 eine Kanalbreite W/L des sich jeweils zwischen dem Gateanschluss sowie den Drain- und Source-Anschlüssen ausbildenden Kanals veränderbar ist, lässt sich auch der Kapazitätswert der als Varaktoren wirkenden Hilfstransistoren T3 und T4 verändern, was insgesamt zu einer Veränderung des Kapazitätswerts der Gesamtkapazität führt.

Je linearer ein Zusammenhang zwischen einer angelegten Abgleichsspannung und einer Oszillatorfrequenz ist, desto günstiger sind dessen Eigenschaften z. B. beim Einsatz in einer phasenverriegelten Regelschleife (= PLL = phase locked loop). Insbesondere ein spannungsgesteuerter Oszillator VCO mit einer konstanten Induktivität, wie die in 4 dargestellten Induktivitäten L1 und L2, benötigt einen Varaktor, um die Resonanzfrequenz entsprechend der angelegten Abgleichsspannung zu verschieben. Wie vorstehend bereits dargestellt wurde, werden bei in integrierter Schaltungstechnik (beispielsweise in CMOS-Technologie) hergestellten spannungsgesteuerten Oszillatoren insbesondere MOS-Transistor-Kapazitäten verwendet. Dabei wird hauptsächlich die spannungsabhängige Kapazität zwischen dem Gate und Substrat (d.h. den Drain- und Source-Anschlüssen) verwendet.

Ein solches Varaktorelement, bestehend aus den in 4 dargestellten Hilfstransistoren T3 und T4, hat jedoch den Nachteil, dass die daraus erzeugte Tuningkennlinie im Übergangsbereich zwischen dem minimalen und dem maximalen Sättigungswert relativ kurz und damit steil ist. Eine derartige Kennlinie ist in 5A gezeigt, in der die VCO-Frequenz in Abhängigkeit von einer angelegten Abgleichspannung Vtune dargestellt ist. Dies resultiert in einer empfindlichen Übergangsbereich der Frequenz-Spannungs-Charakteristik, wie er in 5B dargestellt ist. Soll nun ein längerer, d. h. flacherer Tuningbereich mit einer geringen Kennliniensteigung abgedeckt werden, kann dies mit vielen Einzelkurven geschehen, zwischen denen immer wieder umgeschaltet werden muss. Ein solches Verhalten weist jedoch den Nachteil auf, dass durch das notwendige Umschalten zwischen den einzelnen Tuningkurven in dem Verstärker ein hoher Hardwareaufwand notwendig ist, wodurch sich ein solcher spannungsgesteuerter Oszillator nicht kostengünstig herstellen lässt.

Eine derartige Problematik bezüglich des steilen Kapazitätsverlaufes der Kapazität in Abhängigkeit der Abgleichspannung tritt auch in anderen Anwendungsgebieten wie beispielsweise der Messtechnik auf, bei der ein möglichst lineares Verhalten der einzelnen elektronischen Bauelemente über den gesamten Aussteuerbereich vom Messgeräten wünschenswert ist.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität sowie ein Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität bereitzustellen, die eine variable Kapazität ermöglichen, so dass eine linearere und flachere Tuning-Kennlinie gegenüber einer Tuning-Kennlinie einer herkömmlichen Schaltung bereitgestellt werden kann. Ferner ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Möglichkeit zu schaffen, um eine Steilheit der Tuning-Kennlinie der Schaltung variierbar auszugestalten.

Weiterhin ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die linearere und flachere Tuning-Kennlinie auf einfache und kostengünstige Weise bereitstellen zu können.

Diese Aufgabe wird durch eine Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß Anspruch 1 und ein Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß Anspruch 16 gelöst.

Die vorliegende Erfindung schafft eine Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität mit folgenden Merkmalen:
einer Kapazität eine erste Teilkapazität und eine zur ersten Teilkapazität parallel geschaltete zweite Teilkapazität umfasst, wobei ein Kapazitätswert der ersten Teilkapazität von einer ersten Vorspannung der ersten Teilkapazität und ein Kapazitätswert der zweiten Teilkapazität von einer zweiten Vorspannung der zweiten Teilkapazität abhängig ist; und
eine Einrichtung zum Bereitstellen der ersten Vorspannung und der zweiten Vorspannung.

Ferner schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität, wobei die Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität eine Kapazität, die eine erste Teilkapazität und eine zur ersten Teilkapazität parallel geschaltete zweite Teilkapazität aufweist, wobei ein Kapazitätswert der ersten Teilkapazität von einer ersten Vorspannung der ersten Teilkapazität und ein Kapazitätswert der zweiten Teilkapazität von einer zweiten Vorspannung der zweiten Teilkapazität abhängig ist, und eine Einrichtung zum Bereitstellen der ersten Vorspannung und der zweiten Vorspannung umfasst, mit folgenden Schritten:
Bereitstellen der ersten Vorspannung und der zweiten Vorspannung;
Abgreifen einer an der Kapazität der Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität abfallenden Spannung, um dieselbe als Ausgangssignal der Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität auszugeben.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass durch das Parallelschalten einer ersten Teilkapazität, deren Kapazitätswert von einer ersten Vorspannung abhängig ist, mit einer zweiten Teilkapazität, deren Kapazitätswert von einer zweiten Vorspannung abhängig ist, die Möglichkeit geschaffen wird, eine kontinuierliche Verlängerung der Tuningkennlinie ohne ein aufwendiges Umschalten zu erreichen. Dies resultiert insbesondere daraus, dass die Wahl der ersten Vorspannung in bezug zur zweiten Vorspannung vorzugsweise derart erfolgen kann, dass die erste Vorspannung unterschiedlich von der zweiten Vorspannung ist. Hierdurch wird durch dass das Parallelschalten der ersten Teilkapazität und der zweiten Teilkapazität ein Überlappen der Übergangsbereiche der Kapazitätscharakteristik der ersten Teilkapazität mit der Kapazitätscharakteristik der zweiten Teilkapazität erreicht. Werden nun unterschiedliche Vorspannungen zwischen den verwendeten Teilkapazitäten verwendet, erfolgt ein Versatz der Übergangsbereiche der Kapazitätscharakteristiken der einzelnen Teilkapazitäten, was sich in einer Verflachung des Kapazitätsverhaltens der Gesamtkapazität auswirkt. Dies resultiert in einem Vermeiden des Umschaltens von verschiedenen Tuningkennlinien um eine Verlängerung und Verflachung der Tuningkennlinien zu erreichen. Vorzugsweise kann die erste Teilkapazität zwei in Serie geschaltete Hilfskapazitäten mit einem ersten Abgriffspunkt zwischen denselben und die zweite Teilkapazität zwei weitere in Serie geschaltete Hilfskapazitäten mit einem zweiten Abgriffspunkt zwischen denselben umfassen, wobei die erste Vorspannung durch eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten Abgriffspunkt und einem Massepotentialanschluss definiert ist und die zweite Vorspannung durch eine Potentialdifferenz zwischen dem zweiten Abgriffspunkt und dem Massepotentialanschluss definiert ist.

Durch eine derartige Ausgestaltung der ersten Teilkapazität und der zweiten Teilkapazität lässt sich somit in einfacher Art und Weise die erste Teilkapazität mit einer ersten Vorspannung und die zweite Teilkapazität mit einer zweiten Vorspannung vorspannen. Sind nun beispielsweise der erste Abgriffspunkt und der zweite Abgriffspunkt über einen ohmschen Widerstand miteinander verbunden und der erste Abgriffspunkt elektrisch leitfähig mit einem Versorgungsspannungsanschluss sowie der zweite Abgriffspunkt mit einem Potential entsprechend dem Potential des Massepotentialanschlusses verbunden, resultieren hieraus in einfacher Art und Weise eine erste Vorspannung am ersten Abgriffspunkt, die von einer zweiten Vorspannung am zweiten Abgriffspunkt verschieden ist.

Werden nun vorzugsweise die Hilfskapazitäten analog dem herkömmlichen Verfahren als MOS-Transistoren ausgelegt und wird beispielsweise an den Teilkapazitäten eine Abgleichsspannung angelegt, weist die Kapazitätscharakteristik der Teilkapazitäten in einem definierten Abgleichsspannungsintervall einen steileren Verlauf auf. Außerhalb dieses Abgleichsspannungsintervalls nehmen die Teilkapazitäten dann beispielsweise Sättigungswerte an und sind in derartigen Bereichen der Abgleichsspannung nahezu von der Abgleichsspannung unabhängig. Dadurch, dass nunmehr die Vorspannungen der einzelnen Teilkapazitäten gegeneinander „verschoben" sind, lässt sich somit durch die Überlagerung und die Verschiebung sowie die Parallelschaltung der einzelnen Teilkapazitäten eine Gesamtkapazität der elektronischen Schaltung konstruieren, die eine längere und flachere Kapazitätswertecharakteristik in bezug auf die Kapazitätscharakteristik der einzelnen Teilkapazitäten aufweist.

Die vorliegende Erfindung bietet somit den Vorteil, durch eine einfache schaltungstechnische Maßnahme ein aufwendiges und somit kostenintensives Umschalten zwischen einzelnen Tuningkennlinien zu vermeiden. Hierdurch resultiert aus der sich ergebenden Überlagerung eine deutlich flachere und linearere Kapazitätskennlinie als dies für eine herkömmliche Kapazitätskennlinie der Fall ist.

Ferner ist es beispielsweise durch ein Variieren des Stromflusses durch einen elektrischen Widerstand, der den ersten Abgriffspunkt mit dem zweiten Abgriffspunkt verbindet, möglich, eine Spannungsdifferenz zwischen dem ersten Abgriffspunkt und dem zweiten Abgriffspunkt zu verändern. Dies resultiert insbesondere daraus, dass die am ohmschen Widerstand zwischen dem ersten Abgriffspunkt und dem zweiten Abgriffspunkt abfallende Spannung proportional zu dem Stromfluss durch diesen ohmschen Widerstand ist. Wird somit beispielsweise der Stromfluss durch den ohmschen Widerstand erhöht oder der Widerstandswert des Widerstandes erhöht, nimmt somit auch die Spannungsdifferenz zwischen dem ersten Abgriffspunkt und dem zweiten Abgriffspunkt zu, was sich wiederum in einer Vergrößerung des gegenseitigen Versatzes von linearen Bereichen (d.h. den Übergangsbereichen) der einzelnen Teilkapazitäten auswirkt. Durch eine Variation des Versatzes der linearen Teilbereiche der einzelnen Teilkapazitäten ist es daher möglich, die Steilheit der Tuning-Kennlinie in bezug auf eine Variation der Abgleichspannung zu verändern.

Durch eine derartige elektronische Schaltung bietet sich somit der weitere Vorteil, auf einfache Art und Weise eine Linearisierung der Tuning-Kennlinie der elektronischen Schaltung bereitzustellen, bei der auch die Steilheit der Tuning-Kennlinie variierbar ist und bei der ein Umschalten zwischen einzelnen Kennlinien vermieden wird. Dies resultiert in einer verbesserten Charakteristik der elektronischen Schaltung und macht somit die erfindungsgemäße elektronische Schaltung gegenüber einer entsprechenden herkömmlichen elektronischen Schaltung für einen deutlich breiteren Anwendungsbereich nutzbar.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1A und 1B Schaltbilder von Ausführungsbeispielen einer exemplarischen Oszillatorschaltung;
1 und 2B Diagramme mit einer Darstellung der aus den Teilkapazitäten resultierenden Gesamtkapazität;
3A bis 3C Diagramme der Oszillatorfrequenz und der Frequenz-/ Spannungsempfindlichkeit in Abhängigkeit zu einer angelegte Abgleichsspannung;
4 ein Schaltbild einer herkömmlichen Oszillatorschaltung; und
5A und 5B Diagramme der Oszillatorfrequenz und der Frequenz-/Spannungsempfindlichkeit der herkömmlichen Oszillatorschaltung in Abhängigkeit auf eine angelegte Abgleichsspannung.
In der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden für die in den verschiedenen Zeichnungen dargestellten und ähnlich wirkenden Elemente gleiche oder ähnliche Bezugszeichen verwendet, wobei auf eine wiederholte Beschreibung dieser Elemente verzichtet wird.
1A zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der exemplarischen Oszillatorschaltung. Hierbei entspricht das Ausführungsbeispiel der exemplarischen Oszillatorschaltung in den Grundzügen der im Schaltbild in 4 dargestellten herkömmlichen Oszillatorschaltung. Im Unterschied zu der in 4 dargestellten herkömmlichen Oszillatorschaltung zeigt das Schaltbild des Ausführungsbeispiels der exemplarischen Oszillatorschaltung gemäß 1A eine Mehrzahl von Teilkapa zitäten TK1, TK2, TK3, TK4, ..., TKn-1, TKn, welche jeweils für sich analog der in 4 dargestellten Teilkapazität TK aufgebaut sind. Die einzelnen Teilkapazitäten weisen somit wiederum jeweils zwei Hilfstransistoren auf, deren jeweilige Drain- und Source-Anschlüsse miteinander elektrisch leitfähig verbunden sind, wodurch für jede Teilkapazität ein Abgriffspunkt AP zwischen den beiden Hilfstransistoren bereitgestellt wird. Hierbei ist anzumerken, dass beispielsweise die erste Teilkapazität TK1 einen ersten Abgriffspunkt AP1 bereitstellt, der mit der ersten Vorspannung U1 beaufschlagt werden kann, wobei in dem in 1A dargestellten Schaltbild die erste Vorspannung der Versorgungsspannung des Versorgungsspannungsanschlusses Vdd entspricht.
Vorzugsweise weisen die einzelnen Hilfstransistoren der Teilkapazitäten hierbei jeweils ein Verhältnis einer Kanalweite W/n zu einer Kanallänge L auf, die gegenüber den herkömmlicherweise verwendeten Hilfstransistoren T3 und T4 um den Faktor n reduziert ist. Hierdurch ergibt sich, dass durch eine Vielzahl von kleinen einzelnen Matching-Transistoren als Hilfstransistoren ein gutes Anpassungsverhalten bei zugleich geringem Platzbedarf auf dem Halbleiter (Substrat) der integrierten Schaltung notwendig ist.
Die in 1A dargestellte Oszillatorschaltung setzt sich somit aus einem aktiven Teil AT mit Spule, den Gleichstromentkopplungskapazitäten C_DC1 und C_DC2, den Teilkapazitäten TK und der Tunespannungs-Ansteuerung TAS über die Entkopplungswiderstände R1 und R2 (AC-Entkopplung) zusammen.
Weiterhin ist der erste Abgriffspunkt AP1 der ersten Teilkapazität TK1 über einen ohmschen Widerstand R mit einem zweiten Abgriffspunkt AP2 verbunden, der wiederum den Verbindungspunkt der Drain- und Source-Anschlüsse der Hilfstransistoren der zweiten Teilkapazität TK2 bildet. Der zweite Abgriffspunkt AP2 ist wiederum durch einen ohmschen Widerstand R mit einem dritten Abgriffspunkt AP3 verbunden, der einen Verbindungspunkt von Drain- und Source-Anschlüssen der Hilfstransistoren der dritten Teilkapazität TK3 bildet. Dieser dritte Abgriffspunkt AP3 ist wiederum mit einem ohmschen Widerstand R leitfähig mit einem vierten Abgriffspunkt verbunden, der einen Verbindungspunkt von Drain- und Source-Anschlüssen der Hilfstransistoren der vierten Teilkapazität TK4 bildet. Dies lässt sich für eine beliebige Anzahl von Teilkapazitäten weiterführen, wobei im vorliegenden Fall von n Teilkapazitäten ausgegangen werden soll. Als letzte Verbindung ergibt sich somit ein Abgriffspunkt APn-1 der Teilkapazität TKn-1, der über den ohmschen Widerstand R mit dem n-ten Abgriffspunkt APn der n-ten Teilkapazität TKn verbunden ist. Der n-te Abgriffspunkt APn ist ferner über die Bias-Stromquelle 102 mit dem Massepotentialanschluss Vss verbunden, so dass die Stromquelle 102 den Bias -Strom I_Bi _as dem n-ten Abgriffspunkt APn einprägt. Da weder über die Hilfstransistoren der n-ten Teilkapazität TKn noch über die weiteren Hilfstransistoren der vorgeschalteten Teilkapazitäten TK1 bis TKn-1 der Bias-Strom I_Bias zugeführt werden kann, resultiert hieraus, dass der Bias-Strom I_Bias dem Versorgungsspannungsanschluss Vdd entnommen wird.
Unter Berücksichtigung der Auslegung der ohmschen Widerstände R, durch die die jeweiligen Abgriffspunkte von Teilkapazitäten mit den benachbarten Abgriffspunkten der benachbarten Teilkapazitäten verbunden sind, resultiert hieraus eine Spannungsdifferenz ΔU, wodurch am zweiten Abgriffspunkt AP2 der zweiten Teilkapazität TK2 die Spannung U2, am dritten Abgriffspunkt AP3 der dritten Teilkapazität TK3 die Spannung U3, am vierten Abgriffspunkt AP4 der vierten Teilkapazität TK4 die Spannung U4, ..., am n-1-ten Abgriffspunkt APn-1 der n-1-ten Teilkapazität TKn-1 die Spannung Un-1 und am n-ten Abgriffspunkt APn der n-ten Teilkapazität TKn die Spannung Un resultiert. Hierdurch ist sichergestellt, dass die jeweiligen Abgriffspunkte der einzelnen Teilkapazitäten verschiedene Potentiale (d. h. Vorspannungen in bezug auf das Potential des Massepotentialanschlusses) aufweisen, wodurch sich eine Verschiebung der Kapazitätscharakteristik der einzelnen Teilkapazitäten ergibt, wie im folgenden näher beschrieben wird.
1B zeit ein weiter optimiertes Ausführungsbeispiel des in 1A dargestellten Ausführungsbeispiels. Hierbei umfasst die Oszillatorschaltung VCO eine Einrichtung zum Verändern der definierten Spannungsbeziehung in Form einer Stromquelle 102, die einen veränderbaren Bias-Strom I_B _ias über die ohmschen Widerstände R bereitstellen kann. Die Stromquelle 102 besteht hierbei aus einem Eingang 104, der mit dem n-ten Abgriffspunkt APn verbunden ist. Weiterhin umfasst die gesteuerten Stromquelle 102 einen ersten Hilfstransistor T5 mit einem ersten gesteuerten Anschluss 106 und einem zweiten gesteuerten Anschluss 108, wobei der erste gesteuerte Anschluss 106 des Hilfstransistors T5 mit dem Eingangsanschluss 104 der Stromquelle 102 verbunden ist und der zweite gesteuerte Anschluss 108 des ersten Hilfstransistors T5 über einen Schalter S1 mit dem Massepotentialanschluss Vss verbunden ist. Der Schalter S1 kann beispielsweise durch eine in 1B nicht dargestellte Schaltersteuereinrichtung geschlossen oder geöffnet werden, wobei die Schaltersteuerereinrichtung beispielsweise in Abhängigkeit eines in einem Speicher speicherbaren Bits gesteuert werden kann. Beträgt beispielsweise der Wert des Bits den logischen Zustand „1", kann der Schalter geschlossen sein, während der Schalter geöffnet ist, wenn das Bit den logischen Zustand „0" hat.
Weiterhin kann die Stromquelle 102 einen zweiten Hilfstransistor T6, einen zweiten Schalter S2, einen dritten Hilfstransistor T7, einen dritten Schalter S3, einen vierten Hilfstransistor T8 und einen vierten Schalter S4 umfassen. Eine Verschaltung des zweiten Hilfstransistors T6 mit dem zweiten Schalter S2, des dritten Hilfstransistors T7 mit dem dritten Schalter S3 und des vierten Hilfstransistors T8 mit dem vierten Schalter S4 ist hierbei analog zu der Verschaltung des ersten Hilfstransistors T5 mit dem ersten Schalter S1 und dem Massepotentialanschluss Vss ausgebildet. Ferner sind die derart verschalteten Hilfstransistoren T6, T7, T8 mit den Schaltern S2, S3 und S4 zu dem Hilfstransistor T5 mit dem ersten Schalter S1 parallel geschaltet. Ferner weisen die Hilfstransistoren T5, T6, T7 und T8 jeweils einen Steueranschluss 110 auf, wobei die einzelnen Steueranschlüsse 110 der zuvor genannten Transistoren miteinander und mit einem Steueranschluss 110 eines fünften Hilfstransistors T9 verbunden sind. Der fünfte Hilfstransistor T9 weist wiederum einen ersten gesteuerten Anschluss 106 sowie einen zweiten gesteuerten Anschluss 108 auf, wobei der erste gesteuerte Anschluss 106 über eine Stromquelle 112, die einen konstanten Strom I_const bereitstellt, mit dem Versorgungsspannungsanschluss Vdd verbunden ist. Ferner ist der zweite Anschluss 108 des neunten Transistors T9 mit dem Massepotentialanschluss Vss verbunden. Zusätzlich ist der erste Anschluss des fünften Hilfstransistors T9 mit dem Steueranschluss 110 des fünften Hilfstransistors T9 verbunden.
Durch eine derart ausgebildete Stromquelle 102 ist es nunmehr möglich, durch das Schließen von einer unterschiedlichen Anzahl der Schalter S1 bis S4, einen unterschiedlichen (d.h. gestuften) Stromfluss des Bias-Stromes I_Bias bereitzustellen. Dies kann insbesondere daraus erklärt werden, dass die Hilfstransistoren T5 bis T8 als Widerstände wirken, wobei durch das Schließen der Schalter S1 bis S4 eine jeweils unterschiedliche Anzahl der durch die Transistoren gebildeten Widerstände parallel geschaltet wird, wodurch sich der Gesamtwiderstand zwischen dem Eingangsanschluss 104 der Stromquelle 102 und dem Massepotentialanschluss Vss stufenweise reduzieren lässt. Durch die vorstehend beschriebene Verschaltung des fünften Hilfstransistors T9 mit jeweils einem der Hilfstransistoren T5 bis T8 wird somit ein sogenannter Stromspiegel gebildet, der bekanntermaßen als Stromquelle wirkt. Durch die Parallelschaltung der Transistoren T5 bis T8 kann somit eine Stromquelle mit einer gestuften Stromstärke am Eingangsanschluss 104 der Stromquelle 102 gebildet werden.
Durch einen derartig abgestuften Bias-Strom I_Bi _as lässt sich somit zwischen den einzelnen Abgriffspunkten AP1 bis APn eine Differenzspannung ΔU = I_Bias·R ausbilden. Alternativ kann die Differenzspannung ΔU auch dadurch erreicht werden, dass bei konstantem Bias-Strom I_Bi _as auch die Widerstände R entweder einzeln oder alle zusammen verändert werden. Eine sich hieraus ergebende Spannungsdifferenz ΔU hat somit die gleiche Wirkung wie eine Spannungsdifferenz ΔU, die durch eine Veränderung des Bias-Stromes I_Bias induziert wird.
2A zeigt ein Diagramm des Kapazitätswerteverlaufs der einzelnen Teilkapazitäten TK sowie eines hieraus resultierenden Gesamtkapazitätsverlaufs der parallel geschalteten Teilkapazitäten. Das obere Teildiagramm aus 2A zeigt hierbei den Kapazitätswerteverlauf der einzelnen Teilkapazitäten TK1, TK2, TK3, TK4, ..., TKn-1, TKn, wobei ersichtlich wird, dass jede der Teilkapazitäten einen maximalen Sättigungsbereich 202, einen linearen Bereich 204 und einen minimalen Sättigungsbereich 206 aufweisen, der im oberen Teildiagramm aus 2 exemplarisch am Kapazitätswerteverlauf der ersten Teilkapazität TK1 dargestellt ist. Dadurch, dass jede der Teilkapazitäten, wie in 1A dargestellt, eine Vorspannung aufweist, die um eine Spannungsdifferenz ΔU gegenüber der Vorspannung der benachbarten Teilkapazität versetzt ist, resultiert der im oberen Teildiagramm in 2A dargestellte „aufgefächerte" Kapazitätswerteverlauf der einzelnen Teilkapazitäten. Durch eine vertikale Aggregation (Summation) der Kapazitätswerte der einzelnen Teilkapazitäten resultiert der Kapazitätsverlauf der parallel geschalteten Teilkapazitäten, so wie er im unteren Teildiagramm in 2A in Abhängigkeit von der Abgleichsspannung Vtune dargestellt ist. Hierbei zeigt sich, dass der Kapazitätsverlauf 208 der parallel geschalteten Teilkapazitäten gegenüber dem Kapazitätsverlauf jeder der einzelnen Teilkapazitäten in einem deutlich größeren Abgleichspannungsintervall einen linearen Verlauf aufweist.
2B zeit einen Kapazitätsverlauf, wie er sich bei der Verwendung einer Schaltung nach 1B ergibt. Hierbei ist in 2B dargestellt, wie sich eine Veränderung der definierten Spannungsbeziehung, d.h. der ausgebildeten Spannungsdifferenz ΔU zwischen den einzelnen Abgriffspunkten AP1 bis APn der in 1B dargestellten Oszillatorschaltung VCO auf die gesamte, d.h. die gesamte Tuning-Kennlinie 208 auswirkt. Nimmt der Bias-Strom I_Bias zu, wird die Spannungsdifferenz ΔU größer und die Kennlinien der einzelnen Teilkapazitäten TK1 bis TKn werden in bezug auf die Abgleichspannung Vtune weiter gegeneinander versetzt. Umgekehrt gilt bei einer Verringerung des Bias-Stromes I_Bias eine Verringerung der Spannungsdifferenz ΔU, wie sie beispielsweise durch die gestrichelt eingezeichneten Pfeile 210 dargestellt sind. Aus einer derartigen Verringerung der Differenzspannung ΔU resultiert somit eine Erhöhung der Steilheit der gesamten Tuning-Kennlinie 208, was sich durch eine Verschiebung 212 des Punktes 214 ergibt, an dem die minimale Gesamtkapazität Cmin erreicht wird.
3A zeigt die Oszillatorfrequenz eines gemäß 1A aufgebauten Oszillators in Abhängigkeit von der Abgleichsspannung Vtune, wobei ersichtlich wird, dass nunmehr die sich ergebende Frequenz des Oszillators deutlich unempfindlicher gegen eine Schwankung der Abgleichsspannung Vtune ist, was sich aus dem flacheren Verlauf der in 3A dargestellten Kurve gegenüber dem Verlauf der in 5A dargestellten Kurve ergibt. Weiterhin zeigt sich in 3B, dass sich unter Verwendung des vorstehend beschriebenen Oszillators gemäß 1A eine deutlich verbesserte Frequenz-/Spannungscharakteristik in Abhängigkeit von der Abgleichsspannung Vtune ergibt. Dies zeigt sich in der in 3B dargestellten Frequenzspannungscharakteristik, die in einem deutlich breiteren Bereich der Abgleichsspannung Vtune eine niedrigere Empfindlichkeit aufweist als die in 5B dargestellte Frequenzspannungsempfindlichkeit einer herkömmlichen Oszillatorschaltung.
Um die in 3A und 3B dargestellten Kennlinien zu erhalten, wurde hierbei eine Oszillatorschaltung mit einem gestuften Varaktor-Biasing verwendet, wobei für die Simulation der dargestellten Kurven beispielhaft zehn Spannungsstufen (d. h. zehn Teilkapazitäten) verwendet wurden.
3C zeigt ein Simulationsergebnis der Oszillatorschaltung gemäß 1B mit einer Ansteuerung für die Tuning-Steilheit. Hierbei wurden sechs verschiedene Bias-Ströme und zehn Teilkapazitäten verwendet. Hierbei zeigt sich, dass bei einem Stromfluss von 0 μ Ampere die mit dem Bezugszeichen 302 versehene Tuning-Kennlinie resultiert, während bei einem Bias-Strom von 10 μ Ampere die mit dem Bezugszeichen 304 versehene Kennlinie resultiert. Aus der Darstellung in 3C zeigt sich somit, dass bei einer Zunahme des Bias-Stromes I_Bias eine Abflachung der Tuning-Kennlinie der Oszillatorschaltung VCO resultiert, einhergehend mit einer größeren Linearität der Tuning-Kennlinie über den Spannungsbereich, in dem die Abgleichspannung Vtune variiert werden kann.
Um die vorstehend beschriebene Oszillatorschaltung in Betrieb zu nehmen, ist es gegenüber dem herkömmlichen Verfahren nunmehr notwendig, eine erste Vorspannung und eine zweite Vorspannung bereitzustellen, mit denen die erste Teilkapazität und die zweite Teilkapazität beaufschlagt werden können. Hiernach kann die gewünschte Steilheit der Tuning-Kennlinie eingestellt werden. Ist die Oszillatorschaltung dann eingeschwungen, kann eine an der Gesamtkapazität der Oszillatorschaltung abfallende Spannung abgegriffen werden, um dieselbe als Ausgangssignal der Oszillatorschaltung auszugeben.
Die am Beispiel der Oszillatorschaltung gezeigte elektronische Schaltung mit der variablen Kapazität in der Form der einzelnen Teilkapazitäten kann jedoch auf für andere Anwendungsgebiete eingesetzt werden. Hierbei ist lediglich zu beachten, dass durch die Verschaltung der einzelnen Teilkapa zitäten, wie oben vorgestellt wurde, eine Gesamtkapazität erreicht wird, die eine Realisierung einer lineareren und flacheren Kennlinie der Kapazität der elektronischen Schaltung ermöglicht.
Zusammenfassend lässt sich somit sagen, dass das Umschalten auf mehrere Tuningkennlinien, wie es in herkömmlichen Oszillatorschaltungen notwendig ist, vermieden werden kann, wenn eine Verlängerung des aktiven Tuningbereichs mittels des erfindungsgemäßen Ansatzes durchgeführt wird. Hierfür wird das in herkömmlichen Oszillatorschaltungen eingesetzte Varaktorelement (d. h. die in einer herkömmlichen Oszillatorschaltung verwendete Teilkapazität) in viele gleich große Einzelvaraktoren zerlegt. Diese Einzelvaraktoren wiederum erhalten paarweise eigene DC-Bias-Punkte (d. h. Abgriffspunkte), welche sich gestuft um beispielsweise einige hundert mV voneinander unterscheiden. Die Anzahl der Paare und die Spannungsdifferenz zwischen den Bias-Punkten bestimmen die Länge und die Linearität der so erzeugten Tuningkurve. Ein Beispiel für eine Realisierung ist in 1A zu sehen, eine daraus resultierende Tuningkurve wurde simuliert und ist in 3A und 3B dargestellt.
Es wird hierfür ausgenutzt, dass die DC-Differenzspannung über den Varaktor dessen jeweiligen Kapazitätswert bestimmt. Dadurch, dass diese Differenzspannungen gestuft sind, befinden sich die einzelnen Varaktorpaare in verschiedenen Zuständen. Durch Veränderung der Tuningspannung verschieben sich die Differenzspannungen alle gemeinsam um denselben Betrag und die Varaktoren gehen nacheinander von einem Zustand zum nächsten über. Das kommt daher, dass der Varaktor drei Zustandsbereiche besitzt, entweder seine maximale oder minimale Kapazität (Sättigungsbereich) und dazwischen der relativ kurze Übergangsbereich. Durch das oben angeführte Biasing werden diese Übergangsbereiche so gegeneinander verschoben, dass eine gegenseitige Überlappung eintritt. Wenn ein Varaktor seinen Übergangsbereich verlassen hat, bleibt sein Kapa zitätswert stabil und der nächste Varaktor befindet sich in diesem Übergangszustand. So werden sukzessive alle Varaktoren von dem in 2 dargestellten minimalen Kapazitätswert Cmin zu dem maximalen Kapazitätswert Cmax (oder umgekehrt) überführt woraus eine lange Gesamtkennlinie resultiert, wie sie in 2 (unteres Teildiagramm) dargestellt ist. Die Frequenz des VCO verhält sich genau entgegengesetzt der Kapazität.
Das Biasing im Beispiel wird über eine Stromquelle und beispielsweise eine Anzahl von gleichen Widerständen R erzeugt. Ein Vorteil liegt dabei beim Matching-Verhalten in integrierten Schaltungen. Das Biasing kann aber auch auf beliebige andere Weise erzeugt werden, auch die Stufung kann beliebig gewählt werden, so wäre es theoretisch möglich, beliebige Kennlinien zu erzeugen.
Außerdem ist anzumerken, dass ein herkömmlicher VCO im allgemeinen eine oder mehrere Tuning-Kennlinien besitzt, welche eine festgelegte Steilheit haben, welche die Steilheit der Schaltung bestimmt. Die Steilheit wird dabei meist mit Kvco abgekürzt und hat die Einheit Hz/V. Besteht die Anforderung, diese Steilheit definiert zu steuern, ohne dabei den Tuning-Bereich zu verändern, so empfiehlt sich die vorstehend beschriebene Oszillatorschaltung.
Dabei ist es vorteilhaft, Varaktorpaare (d.h. Teilkapazitäten) mit linear gestuften Bias-Punkten zu verwenden, wie dies in 1B dargestellt ist. Durch diese Anordnung kommt es zu einer Überlappung der Kapazitäts-/Spannungskennlinien der einzelnen Varaktorpaare, wie aus 2B ersichtlich ist.
Eine Spannungsdifferenz zwischen benachbarten Bias-Punkten beträgt ΔU. Wird diese Spannungsdifferenz verändert, so ändert sich auch die Lage der Einzelkennlinien zueinander und damit die Länge der Gesamt-Tuningkennlinie und dadurch auch deren Steilheit. Bei einem größeren ΔU wird die Kennlinie flacher, bei einem kleineren ΔU wird sie steiler, bis zur maximalen Steilheit bei ΔU = 0 Volt. Dieser Zusammenhang ist in den 2B und 3C nochmals verdeutlicht.
Diese Spannungsdifferenz wird vorzugsweise an einem Widerstand mit Hilfe des Bias-Stromes I_Bias gebildet. Ist dieser Bias-Strom I_Bi _as variabel, also einstellbar, kann somit die Spannungsdifferenz ΔU und dadurch die Steilheit der Tuning-Kennlinie gesteuert werden.
Damit der gesamte Tuning-Bereich erhalten bleibt, sollte gewährleistet sein, dass beim Durchlauf der Tune-Spannung Vtune alle Varaktorpaare vollständig umgeschaltet werden.
In 3C ist das Simulationsergebnis für eine derartige Oszillatorschaltung dargestellt, wobei sechs verschiedene Biasströme I_Bias und zehn Varaktorpaare verwendet wurden. Der maximale Tune-Bereich ist hierbei 3 Volt, dieser kann jedoch auch je nach verwendeter Technologie angepasst werden.
Abhängig von den Gegebenheiten kann das erfindungsgemäße Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementierung kann auf einem digitalen Speichermedium, insbesondere einer Diskette oder CD mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die so mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, dass das entsprechende Verfahren ausgeführt wird. Allgemein besteht die Erfindung somit auch in einem Computerprogrammprodukt mit einem auf einem maschinenlesbaren Träger gespeicherten Programmcode zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Rechner abläuft. Mit anderen Worten ausgedrückt, kann die Erfindung somit als ein Computerprogramm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens realisiert werden, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft.

VCO: spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung
102: Bias-Stromquelle
L1: erste Induktivität
L2: zweite Induktivität
T1: erster Transistor
T2: zweiter Transistor
A1: erster Ausgangspunkt
A2: zweiter Ausgangspunkt
R1: erster Entkopplungswiderstand
R2: zweiter Entkopplungswiderstand
C_CD1: erster Gleichstromentkopplungskondensators
C_CD2: zweiter Gleichstromentkopplungskondensators
Vdd: Versorgungsspannung
Vss: Massepotentialanschluss
I_BIAS: BIAS-Strom
R: ohmscher Widerstand
U1: erste Vorspannung
U2: zweite Vorspannung
U3: dritte Vorspannung
AP1: erster Abgriffspunkt
AP2: zweiter Abgriffspunkt
AP3: dritter Abgriffspunkt
AP4: vierter Abgriffspunkt
APn-1: n-1-ter Abgriffspunkt
APn: n-ter Abgriffspunkt
104: Eingangsanschluss der Stromquelle 102
106: Erster gesteuerter Anschluss der Transistoren T5
: bis T8
108: Zweiter gesteuerter Anschluss der Transistoren T5
: bis T8
110: Steueranschluss der Transistoren T5 bis T9
S1: Erster Schalter
S2: Zweiter Schalter
S3: Dritter Schalter
S4: Vierter Schalter
112: Weitere Stromquelle
Vtune: Abgleichsspannung
TK: Teilkapazitäten
TK1: erste Teilkapazität
TK2: zweite Teilkapazität
TK3: dritte Teilkapazität
TK4: vierte Teilkapazität
TKn-1: n-1-te Teilkapazität
TKn: n-te Teilkapazität
: aktiver Teil der Spule
TAS: Tune-Spannungsansteuerung über Entkoppelwiderstände
: (AC-Entkopplung)
W: Kanalweite
L: Kanallänge
ΔU: Spannungsdifferenz
n: Faktor n
I_Core: Versorgungsstrom
202: maximale Kapazität einer Teilkapazität
204: linearer Bereich des Kapazitätsverlaufs einer
: Teilkapazität
206: minimale Kapazität einer Teilkapazität
Cmax: maximale Kapazitäten der Gesamtkapazität
Cmin: minimale Kapazität der Gesamtkapazität
402: Versorgungsstromquelle
404: erster Anschluss der ersten Induktivität L1
406: erster Anschluss der zweiten Induktivität L2
408: zweiter Anschluss der ersten Induktivität L1
410: erste Elektrode der ersten Gleichstromentkopplungs
: kapazität
412: erster Anschluss des ersten Transistors T1
414: Steueranschluss des zweiten Transistors T2
416: zweiter Anschluss der zweiten Induktivität L2
418: erster Anschluss des zweiten Transistors T2
420: Steueranschluss des ersten Transistors T1
422: zweiter Anschluss des ersten Transistors T1
424: zweiter Anschluss des zweiten Transistors T2
426: zweite Elektrode der ersten Gleichstromentkopp
: lungskapazität
428: Steueranschluss des ersten Hilfstransistors T3
430: erster Anschluss (Drain-Anschluss) des ersten
: Hilfstransistors T3
432: zweiter Anschluss des ersten Hilfstransistors T3
: (Source-Anschluss)
434: erster Anschluss des zweiten Hilfstransistors T4
: (Drain-Anschluss)
436: zweiter Anschluss des zweiten Hilfstransistors T4
: (Source-Anschluss)
438: zweite Elektrode der zweiten Gleichstromentkopp
: lungskapazität
440: Steueranschluss des zweiten Hilfstransistors T4
442: Abgleichsspannungsanschluss
208: Gesamt-Tuning-Kennlinie
210: Verschiebung der Kapazitätscharakteristik der
: einzelnen Teilkapazitäten TK1 bis TKn
212: Verschiebung der Gesamt-Tuning-Kennlinie 208
214: Punkt des erstmaligen Erreichens des Kapazitätswer
: tes Cmin
302: Tuning-Kennlinie bei einem Bias-Strom I_Bias von 0 μ
: Ampere
304: Tuning-Kennlinie für einen Bias Strom I_Bias von 10 μ
: Ampere

Claims

Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität mit folgenden Merkmalen: einer Kapazität (C_DC1, C_DC2, TK1 – TKn), wobei die Kapazität eine erste Teilkapazität (TK1) und eine zur ersten Teilkapazität (TK1) parallel geschaltete zweite Teilkapazität (TK2) umfasst, wobei ein Kapazitätswert der ersten Teilkapazität (TK1) von einer ersten Vorspannung (U1) der ersten Teilkapazität (TK1) abhängig ist und ein Kapazitätswert der zweiten Teilkapazität (TK2) von einer zweiten Vorspannung (U2) der zweiten Teilkapazität (TK2) abhängig ist; und einer Einrichtung zum Bereitstellen der ersten Vorspannung (U1) und der zweiten Vorspannung (U2).
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß Anspruch 1, bei der die erste Teilkapazität (TK1) zwei in Serie geschaltete Hilfskapazitäten mit einem ersten Abgriffspunkt (AP1) zwischen denselben und die zweite Teilkapazität (TK2) zwei weitere in Serie geschaltete Hilfskapazitäten mit einem zweiten Abgriffspunkt (AP2) zwischen denselben umfasst, wobei die erste Vorspannung (U1) durch eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten Abgriffspunkt (AP1) und einem Massepotentialanschluss (Vss) definiert ist und die zweite Vorspannung (U2) durch eine Potentialdifferenz zwischen dem zweiten Abgriffspunkt (AP2) und dem Massepotentialanschluss (Vss) definiert ist.
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß Anspruch 2, bei der der erste Abgriffspunkt (AP1) elektrisch leitfähig mit einem Versorgungsspannungsanschluss (Vdd) der Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität verbunden ist.
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die erste Vorspannung (U1) von der zweiten Vorspannung (U2) verschieden ist.
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß Anspruch 3 oder 4, bei der der erste Abgriffspunkt (AP1, APn-1) über einen elektrischen Widerstand (R) mit dem zweiten Abgriffspunkt (AP2, APn) verbunden ist.
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß Anspruch 5, bei der die Einrichtung zum Bereitstellen der ersten Vorspannung (U1) und der zweiten Vorspannung (U2) ausgebildet ist, um einen Widerstandswert des elektrischen Widerstandes (R) zwischen dem ersten Abgriffspunkt (APn-1) und dem zweiten Abgriffspunkt (APn) verändern zu können.
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß Anspruch 6, bei der die Einrichtung zum Bereitstellen ausgebildet ist, um einen Stromfluß (I_Bias) über den Widerstand (R) zu bewirken.
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß Anspruch 7, bei der die Einrichtung zum Bereitstellen ausgebildet ist, um einen variierbaren Stromfluss (I_Bias) über den Widerstand (R) bereitzustellen.
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß Anspruch 8, bei der die Einrichtung zum Bereitstellen eine Mehrzahl von Hilfstransistoren (T5, T6, T7, T8) aufweist, die parallel schaltbar sind.
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß Anspruch 9, bei der ein erster Hilfstransistor (T5) einen ersten gesteuerten Anschluss (106) und einen zweiten gesteuerten Anschluss (108) aufweist und ein zweiter Hilfstransistor (T6) einen ersten gesteuerten Anschluss und einen zweiten gesteuerten Anschluss aufweist, wobei der erste gesteuerte Anschluss (106) des ersten Hilfstransistors (105) mit dem ersten gesteuerten Anschluss des zweiten Hilfstransistors (T6) und dem zweiten Abgriffspunkt (APn) verbunden ist, der zweite gesteuerte Anschluss (108) des ersten Hilfstransistors (T5) über einen ersten Schalter (S1) mit dem Massepotentialanschluss (Vss) verbunden ist und der zweite gesteuerte Anschluss des zweiten Hilfstransistors (T6) über einen zweiten Schalter (S2) mit dem Massepotentialanschluss (Vss) verbunden ist.
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß Anspruch 10, bei der die Einrichtung zum Verändern (102) eine Schaltersteuereinrichtung umfasst, die ausgebildet ist, um den ersten Schalter (S1) oder den zweiten Schalter (S2) zu schließen oder zu öffnen.
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß einem der Ansprüche 2 bis 11, bei der jede der Hilfskapazitäten als ein MOS-Transistor gebildet ist, dessen Gateanschluss als eine erste Elektrode (428, 440) der Hilfskapazität und dessen Source-Anschluss als eine zweite Elektrode (430, 432, 434, 436) der Hilfskapazität dient, wobei der Source-Anschluss elektrisch leitfähig mit einem Drain-Anschluss des MOS-Transistors verbunden ist.
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, bei der die Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität ausgebildet ist, um ein über eine Abgleichspannung spannungsgesteuertes Frequenzsignal auszugeben, wobei der Kapazitätswert der ersten Teilkapazität (TK1) und der Kapazitätswert der zweiten Teilkapazität (TK2) ferner von einer Abgleichsspannung (Vtune) abhängig ist, und die Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität ferner einen Eingang zum Empfangen der Abgleichsspannung (102) umfasst, wobei die Abgleichsspannung über die Parallelschaltung aus erster Teilkapazität (TK1) und zweiter Teilkapazität (TK2) anlegbar ist.
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß Anspruch 13, bei der die Einrichtung zum Bereitstellen der ersten Vorspannung (U1) und der zweiten Vorspannung (U2) ausgebildet ist, um in einem Teilintervall der Abgleichsspannung (Vtune) den Kapazitätswert der ersten Teilkapazität (TK1) in ein von der Abgleichsspannung im wesentlichen linear abhängiges Verhältnis zu bringen und um in einem zweiten Teilintervall der Abgleichsspannung (Vtune) den Kapazitätswert der zweiten Teilkapazität (TK2) in ein von der Abgleichsspannung im wesentlichen linear abhängiges Verhältnis zu bringen, wobei sich das erste Teilintervall von dem zweiten Teilintervall in zumindest einem Intervallbereich unterscheidet.
Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität gemäß Anspruch 14 und 4, bei der der Intervallbereich, um den sich das erste Teilintervall von dem zweiten Teilintervall unterscheidet, eine Länge aufweist, die von einer Differenz (ΔU) der ersten Vorspannung (U1) und der zweiten Vorspannung (U2) abhängig ist.
Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität, wobei die Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität eine Kapazität (C_DC1, C_DC2, TK1 – TKn), wobei die Kapazität eine erste Teilkapazität (TK1) und eine zur ersten Teilkapazität (TK1) parallel geschaltete zweite Teilkapazität (TK2) aufweist, wobei ein Kapazitätswert der ersten Teilkapazität (TK1) von einer ersten Vorspannung (U1) der ersten Teilkapazität (TK1) abhängig ist und ein Kapazitätswert der zweiten Teilkapazität (TK2) von einer zweiten Vorspannung (U2) der zweiten Teilkapazität (TK2) abhängig ist und die Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität eine Einrichtung zum Bereitstellen (102) der ersten Vorspannung (U1) und der zweiten Vorspannung (U2) umfasst, mit folgenden Schritten: Bereitstellen der ersten Vorspannung (U1) und der zweiten Vorspannung (U2); und Abgreifen einer an der Kapazität (C_DC1, C_DC2, TK1 – TKn) der Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität abfallenden Spannung, um dieselbe als Ausgangssignal der Schaltung mit einer veränderlichen Kapazität auszugeben.
Computerprogramm mit Programmcode zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 16, wenn das Programm auf einem Computer abläuft.