DE10141393C2 - Vorrichtung und Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum-Kommunikationssystem - Google Patents
Vorrichtung und Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum-KommunikationssystemInfo
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- DE10141393C2 DE10141393C2 DE2001141393 DE10141393A DE10141393C2 DE 10141393 C2 DE10141393 C2 DE 10141393C2 DE 2001141393 DE2001141393 DE 2001141393 DE 10141393 A DE10141393 A DE 10141393A DE 10141393 C2 DE10141393 C2 DE 10141393C2
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Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung
und ein Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum-
Kommunikationssystem und insbesondere auf eine Kanalschätzung
in einem Kommunikationssystem mit Codeunterteilungsvielfach
zugriff (Code Division Multiple Access, CDMA).
Codeunterteilungsvielfachzugriffs-Kommunikationsverfahren
(CDMA) werden insbesondere in zellularen Systemen wie z. B.
Mobilfunksystemen als Verfahren für einen Kanalzugriff ge
nutzt. Alternative Kanalzugriffsverfahren sind beispielsweise
Frequenzunterteilungsvielfachzugriffs-Verfahren (FDMA) und
Zeitunterteilungsvielfachzugriffs-Verfahren (Time Division
Multiple Access, TDMA).
In CDMA-Kommunikationssystemen, wie es beispielsweise in
UMTS-Kommunikationssystemen (Universal Mobile Telecommunica
tion System) verwendet wird, wird ein schmalbandiges Signal
mittels Code zu einem breitbandigen Signal gespreizt. Dies
erfolgt dadurch, dass ein zu übertragender digitaler Daten
strom nicht als Folge der Bitwerte 0 und 1 übertragen wird,
sondern die digitalen Nutzdatenwerte 0 und 1 im Datenstrom
einzeln durch eine Folge von N ebenfalls binären Symbolen,
sogenannten Codechips oder Sub-Bits, repräsentiert werden.
Die N-stellige Folge der Codechips für die 0 und die 1 ist
dabei jeweils invertiert. Die gesamte Folge der Codechips
wird dann letztlich übertragen. Resultat dieses Verfahrens
ist jedoch, dass sich die benötigte Übertragungskapazität um
den Faktor N (Spreizfaktor) erhöht. Dies wird dadurch ausgeglichen,
dass jedem Teilnehmer das gesamte Frequenzspektrum
zur Nutzung zur Verfügung steht.
Teilt man nun verschiedenen Stationen verschiedene Codes
(d. h. spezielle Folgen von Codechips) zu, so kann ein breit
bandiger Funkkanal eines Frequenzbandes zu einer Zeit mehr
fach von diesen Stationen mit verschiedenen Codes genutzt
werden. Die so erhaltenen Signale werden von den Sendern
gleichzeitig im gleichen Frequenzband übertragen. Die Codier
vorschriften werden dabei so gewählt, dass die Interferenzen
am Sender trotz zeitgleicher Übertragung minimal bleiben.
Empfängerseitig erfolgt die Trennung durch Korrelationsanaly
se des empfangenen Datenstroms der Codechips mit dem beim
Empfänger bekannten Code. Auf diese Weise erhält man ein Kom
munikationssystem mit verbesserter Ausnutzung der Kanalkapa
zitäten (Bandbreiteneffizienz) und einer höheren Zuverlässig
keit beim Handover.
Fig. 1 zeigt eine vereinfachte Blockdarstellung eines
Spreizspektrum-Kommunikationssystems gemäß dem Stand der
Technik, wie es beispielsweise aus der US 5,677,930 A bekannt
ist. Hierbei wird einem Spreizer 102 ein Informationsdaten
strom, der aus Informationssymbolen besteht, auf einen als
Signatursequenz bekannten Datenstrom mit viel höherer Daten
rate aufgeprägt, um eine gespreizte oder Übermittlungsdaten
sequenz zu erzeugen. Die Periode bzw. das Zeitraster der Sig
natursequenz belegt üblicherweise eine Datensymbolperiode, so
dass jedes Datensymbol durch die gleiche N-Chip-Signatur
sequenz gespreizt wird. Allgemein kann diese Signatursequenz
durch reelle und imaginäre Zahlen dargestellt werden, wobei
dies beim Senden eines Chipwertes auf der Trägerfrequenz (I-
Kanal) oder auf einer 90° verschobenen Version der Trägerfrequenz
(Q-Kanal) entsprechend erfolgt. In gleicher Weise kann
die Signatursequenz ein zusammengesetztes Signal bzw. Compo
sit aus multiplen Sequenzen sein.
Das gespreizte Signal wird anschließend auf einem Funkfre
quenzträger in einem Modulator 104 moduliert. Falls die ge
spreizten Datensymbole binär sind, dann wäre ein binäres Pha
senverschiebungsverschlüsseln (Binary Phase-Shiftkeying,
BPSK) eine geeignete Modulation. Das modulierte Signal wird
zu einer Sendeantenne 106 für eine Übermittlung unter Verwen
dung elektromagnetischer Wellen geführt. Am Empfänger sammelt
eine Empfangsantenne 108 Signalenergie und leitet diese zu
einem Funkempfänger 110, der die notwendige Verstärkung, Emp
fangsfilterung und Mischungsbetriebsvorgänge bereitstellt, um
das Funksignal in ein komplexes Basisbandsignal bzw. einen
komplexen Datenstrom (I/Q) umzuwandeln, das aus Inphasen- (I)
und Quadratur- (Q) Komponenten besteht. Diese Komponenten
werden üblicherweise einmal pro Chip-Periode Tc abgetastet
und können in einem nicht dargestellten Zwischenspeicher ge
speichert werden.
In dem bekannten Spreizspektrum-Kommunikationssystem gemäß
Fig. 1 werden anschließend die empfangenen Datenwerte bzw.
der komplexe Datenstrom (I/Q) einem Korrelator 112 zugeführt,
der die empfangenen Datenwerte mit der bekannten Signaturse
quenz korreliert. Dieser Vorgang wird üblicherweise als Ent
spreizen bezeichnet, da die Korrelation die gespreizten Da
tenwerte kohärent zurück in einem Informationswert zusammen
fasst, wenn der Korrelator mit einem Abbild des übermittelten
Signals ausgerichtet ist. Die Korrelationen werden anschlie
ßend zu einem Detektor 114 geführt, der daraus einen Rohda
tenstrom RD bildet. Der Informationsdatenstrom wird aus RD
von einem in Fig. 1 nicht dargestellten Decoder ermittelt.
Für die Erfassungsvorrichtung bzw. den Detektor 114 können
beispielsweise sogenannte RAKE-Detektoren verwendet werden.
Derartige Detektoren kombinieren die entspreizten Werte kohä
rent, um die statistische Erfassungssignalleistung zu maxi
mieren.
Gemäß Fig. 1 werden in bekannten Formen von kohärenter Er
fassung die Leistungsfähigkeit durch die Güte der durch einen
Kanalschätzer bzw. Kanalfolger 116 geschätzten Kanalkoeffi
zienten (Kanalimpulsantwort) beschränkt.
Zur Verbesserung einer derartigen Kanalschätzung wird in der
Druckschrift US 5,677,930 A die Verwendung eines zusätzlichen
Dekorrelators vorgeschlagen, der sich vor oder hinter einem
bekannten Kanalfolger befinden kann und eine Dekorrelation
von Referenzsignalen vornimmt. Nachteilig ist jedoch hierbei,
dass eine Pfadverzögerung im Zeitraster von jeweiligen Code
chips erfolgen muss. Eine Kanalschätzung in einem Subchip-
Zeitrasterbereich und die dazu notwendigen Betrachtungen wer
den darin jedoch nicht behandelt.
Weitere leistungsfähige Kanalschätzverfahren in Mobilfunksys
temen basieren auf der Korrelation einer bekannten Sequenz
mit der entsprechenden empfangenen Sequenz. Bei den Standard
schätzern wird dabei angenommen, dass die Sequenzen zu ihren
verschobenen Versionen exakt orthogonal ist. Diese Annahme
ist aber in der Praxis nur Näherungsweise erfüllt und daher
führt eine Dekorrelation zu Verbesserungen.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Vorrich
tung und ein Verfahren zur verbesserten Kanalschätzung in ei
nem Spreizspektrum-Kommunikationssystem zu schaffen.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe hinsichtlich der Vorrich
tung durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 und hinsicht
lich des Verfahrens durch die Maßnahmen des Patentanspruchs
8 gelöst.
Insbesondere durch die Verwendung eines Datenstromsplitters
zum Aufteilen des komplexen Datenstroms in eine bekannte Da
tensequenz und eine unbekannte Datensequenz, wobei der Kanal
schätzer einen Subchip-Kanalschätzer zum Durchführen einer
Subchip-Kanalschätzung in Abhängigkeit von der bekannten Da
tensequenz und des im Sender und Empfänger verwendeten Sende-
bzw. Empfangsfilters umfasst, erhält man insbesondere bei Pfadverzögerun
gen in einem Subchip-Zeitbereich verbessert abgeschätzte Ka
nalkoeffizienten.
Insbesondere durch Kombination des verwendeten Sendefilters und des verwendeten
Empfangsfilters, die sich beispielsweise durch eine Faltung
von "raised cosine" Filtern ergibt, kann eine Subchip-
Kanalschätzung realisiert werden. Vorzugsweise wird hierbei
mittels einer Faltungsvorrichtung ein Referenzsignal in Ab
hängigkeit von einem Signal der bekannten Datensequenz und
einem Signal des gefalteten Sende- und Empfangsfilters erzeugt und
einem Korrelator zum Durchführen einer Korrelation mit dem
empfangenen Eingangssignal, das einer empfangenen bekannten
Datensequenz entspricht, zugeführt.
Zur weiteren Verbesserung kann eine Schätzwert-Verbesserungs
vorrichtung das vom Korrelator ausgegebene Signal weiter
verbessern, wodurch verbesserte Kanalkoeffizienten erzeugt
werden.
Ferner kann in einem Interpolator/Dezimator eine jeweilige
Abtastrate der bekannten Datensequenz erhöht werden und diese
einem Grob-Kanalschätzer zum Erzeugen von Grobschätzwerten
einer jeweiligen Pfadverzögerung zugeführt werden, wodurch
sich die Subchip-Kanalschätzung weiter verbessern lässt.
In den weiteren Unteransprüchen sind weitere vorteilhafte
Ausgestaltungen der Erfindung gekennzeichnet.
Die Erfindung wird nachstehend an Hand von Ausführungsbei
spielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 eine vereinfachte Blockdarstellung eines Spreiz
spektrum-Kommunikationssystems gemäß dem Stand der
Technik;
Fig. 2 eine vereinfachte Darstellung eines komplexen Da
tenstroms vor der Modulation im Sender;
Fig. 3 eine vereinfachte Teil-Blockdarstellung eines
Spreizspektrum-Kommunikationssystems gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel;
Fig. 4 eine vereinfachte Blockdarstellung des in Fig. 3
dargestellten Subchip-Kanalschätzers;
Fig. 5 eine vereinfachte Teil-Blockdarstellung eines
Spreizspektrum-Kommunikationssystems gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel; und
Fig. 6 eine vereinfachte Blockdarstellung des Subchip-
Kanalschätzers gemäß Fig. 5.
Die nachfolgende Beschreibung der vorliegenden Erfindung ba
siert in wesentlichen Teilen auf einem Spreizspektrum-
Kommunikationssystem gemäß Fig. 1, weshalb auf eine wieder
holte Beschreibung gleicher oder entsprechender Teile nach
folgend verzichtet wird. Genauer gesagt werden lediglich die
erfindungsgemäßen Blöcke des Spreizspektrum-Kommunikations
systems beschrieben, die alternativ oder zusätzlich nach dem
in Fig. 1 dargestellten Funkempfänger 110 verwendet werden
können und als Eingangssignal einen komplexen Datenstrom ei
nes I/Q-Signals erhalten.
Fig. 2 zeigt eine vereinfachte Darstellung eines zu senden
den Signals vor der Modulation, das im Wesentlichen aus einer
bekannten Datensequenz BS und einer unbekannten Datensequenz
DS besteht. Erfindungsgemäß wird in dem vorliegenden CDMA-
System (Code Division Multiplex Access) auf der Grundlage ei
ner bekannten Datensequenz BS die komplexwertige Kanalimpuls
antwort geschätzt, die sich durch die Mehrwegausbreitung er
gibt.
Derartige bekannte Datensequenzen BS sind beispielsweise in
einem UTRA-FDD-System (UTRA, UMTS Terrestrial Radio Access)
beispielsweise ein "Pilot"-Signal oder in einem UTRA-TDD-
System ein "midamble"-Signal bzw. -Sequenz. In gleicher Weise
können auch bekannte Sequenzen von TD-SCDMA-Systemen verwen
det werden.
Fig. 3 zeigt eine vereinfachte Teil-Blockdarstellung eines
Spreizspektrum-Kommunikationssystems gemäß einem ersten Aus
führungsbeispiel, wie es beispielsweise nach bzw. hinter dem
Funkempfänger 110 gemäß Fig. 1 verwendet werden kann. Der
komplexe Datenstrom mit seinen Inphasen- (I) und Quadratur- (Q)
Komponenten wird hierbei in einem Zeitraster bzw. einer
Abtastperiode Ta des komplexen Eingangssignals I/Q einem Da
tenstromfilter bzw. sogenannten Burstsplitter 200 zum Auftei
len des komplexen Datenstroms I/Q in eine aus der bekannten
Datensequenz BS durch den Kanal erzeugte empfangene Datense
quenz EBS und eine aus der unbekannten Datensequenz DS durch
den Kanal erzeugte empfangene Datensequenz EDS mit der Ab
tastrate 1/Ta aufgeteilt. Anschließend wird die empfangene
bekannte Datensequenz EBS einem Subchip-Kanalschätzer 210 zu
geführt, der eine Subchip-Kanalschätzung in Abhängigkeit von
der bekannten Datensequenz BS und den jeweils verwendeten
Sende- und Empfangsfiltern des Kommunikationssystems in einem
gegenüber einem Codechip-Zeitraster Tc kleineren Zeitraster
Ta durchführt.
Genauer gesagt wird im Gegensatz zu dem in US 5,677,930 A be
schriebenen Verfahren erfindungsgemäß nicht unter Verwendung
des komplexen Datenstroms sondern in Abhängigkeit des bekann
ten Teils des komplexen Datenstroms eine Schätzung der Kanal
koeffizienten durchgeführt. Unter Verwendung der Kenntnis der
im Modulator 104 des Senders und im Funkempfänger 110 des
Empfängers verwendeten Sende- und Empfangsfilter können die
Schätzwerte für die Kanalkoeffizienten auch in einem Sub
chip-Zeitbereich durchgeführt werden, wobei die Berücksichti
gung der Autokorrelationsfunktion der bekannten Sequenz im
Vergleich zu anderen Schätzverfahren in einer verbesserten
Kanalschätzung resultiert.
Diese verbesserten Schätzwerte werden gemäß Fig. 2 mit
einer Abtastrate von 1/Ta einer Erfassungsvorrichtung 114 zu
geführt, die einem herkömmlichen Detektor entspricht, wie
beispielsweise einem RAKE-Detektor zum Erfassen der Informa
tionssymbole aus der unbekannten empfangenen Datensequenz
EDS. Der erfasste Rohdatenstrom RD liegt anschließend wieder
in einer Abtastzeitrate 1/Tc vor, wobei Tc die Zeitdauer ei
nes Codechips darstellt.
Fig. 4 zeigt eine vereinfachte Blockdarstellung zur Veran
schaulichung des Subchip-Kanalschätzers 210 gemäß Fig. 3,
wobei gleiche Bezugszeichen gleiche oder ähnliche Elemente
bzw. Signale bezeichnen und auf eine wiederholte Beschreibung
nachfolgend verzichtet wird.
Gemäß Fig. 4 wird in einer Speichervorrichtung 211 eine bei
der Subchip-Kanalschätzung zu verwendende bekannte Datense
quenz BS gespeichert. Die bekannte Datensequenz BS wird hier
bei in einer Faltungsvorrichtung 213 mit einem Signal rc der
jeweils verwendeten Sende- und Empfangsfilter 212 gefaltet,
wobei diese Signale in einem Zeitraster T oder dem Zeitraster
Tc für die Codechips verarbeitet werden können. Das Zeitras
ter Tc entspricht üblicherweise einem ganzzahligen Vielfachen
des Zeitrasters T, wie nachfolgend im Einzelnen beschrieben
wird. Ein durch die Faltungsvorrichtung 213 erzeugtes Refe
renzsignal u wird anschließend einem Subchip-Korrelator 214
zum Erzeugen eines Korrelatorausgangssignals x in Abhängig
keit von einem empfangenen Eingangssignal r erzeugt, das der
empfangenen bekannten Datensequenz EBS bei der Abtastrate von
beispielsweise 1/Ta entspricht. Wie bekannt kann das Signal u
auch vorab berechnet und gespeichert werden. In diesem Fall
werden die Blöcke 211, 212 und 213 durch einen Speicher für
das Referenzsignal u ersetzt.
Zur Verbesserung des Korrelatorausgangssignals x wird in ei
ner Schätzwert-Verbesserungsvorrichtung 215 die Dekorrelation
der im Signal x vorliegenden ersten Kanalschätzung durchge
führt, wodurch man schließlich die verbesserten Kanalkoeffi
zienten erhält, die der Erfassungsvorrichtung bzw. dem De
tektor 114 als Eingangssignal zugeführt werden.
Nachfolgend werden die jeweiligen Funktionsabläufe der vor
stehend beschriebenen Blöcke an Hand eines CDMA-Kommuni
kationssystems, wie es beispielsweise im UMTS zur Schätzung
der Kanalimpulsantwort verwendet wird, beschrieben.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird zur Schätzung der Ka
nalimpulsantwort periodisch eine bekannte Datensequenz BS der
Länge N im Codechip-Zeitraster Tc gesendet. Sendeseitig wird
hierbei beispielsweise ein sogenannter rrc-Sendefilter (route
raised cosine) verwendet, wodurch sich das für die bekannte
Datensequenz BS an der Sendeantenne 106 hervorgerufene Signal
e(t) ergibt:
wobei s das Signal der bekannten Bitsequenz BS und n einen
Zählerindex des verwendeten Zeitrasters Tc darstellt.
Der Multipfadkanal mit seinen P Kanalpfaden kann durch die
komplexen Kanalkoeffizienten c(p) und die zugehörigen Pfad
verzögerungen Td(p) beschrieben werden. Unter Einbeziehung
des rrc-Empfangsfilters, der sich üblicherweise im Funkemp
fänger 110 befindet, und des Kanalrauschens n0(t), das bei
der Übertragung von der Sendeantenne 106 zur Empfangsantenne
108 eingebracht wird, berechnet sich das am Subchip-
Kanalschätzer 210 anliegende Empfangssignal r als
Das in Gleichung (2) verwendete und mit rc bezeichnete Ny
qist-Filter, das beispielsweise ein raised cosine Filter dar
stellt, ergibt sich aus einer Faltung des rrc Sende- und
Empfangsfilters:
rc(t) = rrc(t).rrc(t) (3).
Die Summe in der geschweiften Klammer wird im Folgenden durch
substituiert. Das Signal u(t) ist hierbei das Referenzsignal,
das man über einen idealen Kanal empfangen würde. Das Emp
fangssignal ist demnach die Faltung von u(t) mit der Kanalim
pulsantwort plus dem Kanalrauschen n0(t).
Das nachfolgend beschriebene Verfahren dient zur Schätzung
der Kanalkoeffizienten c(p) unter der Voraussetzung, dass die
zugehörigen Pfadverzögerungen Td(p) bekannt sind. Korreliert
man jetzt im Subchip-Korrelator 214 gemäß Fig. 4 r(t) mit
u(t) unter Vernachlässigung von n0(t), so erhält man eine in
den Kanalkoeffizienten c(p) lineare Gleichung x(t). Setzt man
P verschiedene Werte in x(t) ein, so erhält man ein nach den
Kanalkoeffizienten c(p) auflösbares Gleichungssystem, welches
bei der Ermittlung von verbesserten Kanalkoeffizienten ver
wendet werden kann.
Um ein Beispiel für x(t) anzugeben, werden nunmehr die im
Zeitraster T abgetasteten Signale betrachtet. Zur Vereinfachung
wird gefordert, dass sowohl das Codechip-Zeitraster Tc
als auch die Pfadverzögerung Td(p) ganzzahlige Vielfache von
der Abtastperiode T sind, d. h.:
Tc = Nc.T ⇔ T = Tc/Nc mit Nc ∈ N. (5)
wobei Nc die Anzahl von Abtastungen pro Codechip bezeichnen.
Ferner gilt:
Td(p) = d(p).T mit d(p) ∈ N. (6)
wobei d(p) einen ganzzahligen Faktor bezeichnet, der angibt,
bei welchen Vielfachen der Abtastperiode T der p-te Kanalpfad
auftritt. Dabei wird angenommenen, dass die Abtastperiode T
hinreichend klein ist, so dass eine Verschiebung der im rea
len Kanal zu beliebigen Pfadverzögerungen auf den im Raster T
nächstgelegen Wert keinen relevanten Fehler erzeugt.
In Abhängigkeit von den jeweils verwendeten Zeitrastern bzw.
Abtastraten ergeben sich zwei mögliche Definitionen des Kor
relationsausgangssignal x, die eine effektive Berechnung gemäß
Gleichungen (7) und (8) erlauben:
Der Vorteil von Gleichung (7) ist hierbei, dass das der emp
fangenen bekannten Datensequenz BS entsprechende empfangene
Eingangssignal r nur im Raster Tc vorliegen muss, was in vie
len realen Systemen gegeben ist. Der Wert K dient hierbei nur
zur geeigneten Normierung der Gleichung, wobei die Grenzen
der Korrelation N {k} je nach Übertragungsverfahren und Ab
tastdauer geeignet zu wählen sind. In Gleichung (7) bezeich
nen n und k Zählerindizes in den verschiedenen Summen, wäh
rend d den Zählerindex bezeichnet, der für die Nummerierung
der Kanalkoeffizienten und die zugehörigen Kanalverzögerungen
notwendig ist. Üblicherweise wird das Korrelatorausgangssig
nal x als Kreuzkorrelationssignal zwischen dem Signal r und
dem Referenzsignal u bezeichnet.
Gemäß der zweiten Variante kann das Korrelatorausgangssignal
x wie folgt berechnet werden:
Betrachtet man die zweite Zeile von Gleichung (8), so fallen
hier insbesondere im Falle einer QPSK-Modulation (Quadratur
Phase-Shiftkeying) sendeseitig alle Multiplikationen weg, da
je nach Darstellung s(nTc) = ±1 ± j oder s(nTc) = jK ist. Aller
dings wird gemäß Gleichung (8) gefordert, dass das Eingangs
signal R im Zeitraster T vorliegt.
Das einfachste nichttriviale Beispiel für ein derartiges
Gleichungssystem ist der Fall P = 2, wobei P die Anzahl der
Pfade des Übertragungskanals definiert. Das Korrelatoraus
gangssignal x an den Zeitpunkten, an denen jeweils ein Sig
nalpfad sich in Deckung mit dem Referenzsignal u befindet,
d. h. wenn k = p(0) = 0 und k = p(1) in Gleichung (8), ergibt
sich zu:
wobei Cu,u eine normierte Autokorrelationsfunktion des Refe
renzsignals u bezeichnet. Wählt man für den Wert K die geeig
nete Normierung oder Gleichung und setzt man:
in Gleichung (10) ein, so folgt:
Vorzugsweise handelt es sich bei Cu,u um die Autokorrelations
funktion einer CDMA-Sequenz. Daher sind die Elemente in der
Nebendiagonalen der Matrix A < 1 und damit existiert A-1, wo
durch sich der gesuchte Koeffizientenvektor bzw. die Kanalko
effizienten ergeben:
c = A-1.x (13).
Da die Anzahl der relevanten Pfade normalerweise klein ist
(z. B. 3-9) ist, kann die Matrix A-1 mit vertretbarem Aufwand
berechnet werden und die Anzahl der normierten Autokorrelati
on Cu,u erlaubt es, diese abzuspeichern. In gleicher Weise
lassen sich die Kanalkoeffizienten auch für eine Pfadanzahl
des Übertragungskanals T < 2 durchführen. Eine weitere Ver
besserung des Verfahrens ist möglich, indem eine aktuelle
Schätzung der Leistung bzw. der Autokorrelationsfunktion des
Rauschsignals n0(t) in der Matrix A berücksichtigt wird. Der
artige Methoden, wie beispielsweise die des kleinsten Fehler
quadrates, sind bekannt und werden daher hier nicht beschrie
ben.
Fig. 5 zeigt eine vereinfachte Teil-Blockdarstellung eines
Spreizspektrum-Kommunikationssystems zur Veranschaulichung
eines zweiten detaillierteren Ausführungsbeispiels, wobei
gleiche Bezugszeichen gleiche oder entsprechende Elemente und
Signale bezeichnen und auf eine wiederholte Beschreibung
nachfolgend verzichtet wird.
Im Gegensatz zum ersten Ausführungsbeispiel wird gemäß Fig.
5 zusätzlich ein Interpolator/Dezimator 220 zum Erhöhen einer
Abtastrate der bekannten Datensequenz BS und ein Grob-Kanal
schätzer 230 zum Erzeugen von Grobschätzwerten einer Pfadver
zögerung d in Abhängigkeit von der bekannten Datensequenz
mit der erhöhten Abtastrate 1/T verwendet. Gemäß Fig. 5 ist
Ta die Abtastperiode des komplexen Eingangssignals I/Q, wobei
Ta = Na.T gilt. Na ist hierbei eine ganze Zahl, die den
Faktor zwischen der Abtastperiode T und der Abtastperiode Ta
des Eingangssignals beschreibt. Für eine effiziente Realisie
rung muss die Anzahl Nc der Abtastwerte pro Codechip ein
ganzzahliges Vielfaches von Na sein. Die üblichsten Werte von
Na sind Na = Nc, wodurch sich Ta = Tc ergibt, und Na = 1, wo
durch sich Ta = T ergibt.
Im ersten Fall muss die Abtastrate vor der Subchip-Kanal
schätzung im Interpolator/Dezimator 220 erhöht werden. Dies
kann beispielsweise durch Einfügen von Nullen (Implementatio
nen nach Gleichung (7)) oder durch eine echte Interpolation
des Signals mit Hilfe des RC-Filters 212 geschehen, wobei in
diesem Fall eine aufwendige Implementation nach Gleichung (8)
notwendig ist. Ist im zweiten Fall Ta = T, so entfällt der
Block Interpolator/Dezimator 220 und eine Realisierung nach
Gleichung (8) ist günstig. Die in einem bekannten Grob-
Kanalschätzer 230 ermittelten Grobschätzwerte der normierten
Pfadverzögerung d werden anschließend einem Subchip-
Kanalschätzer 210' zusätzlich zugeführt, wodurch sich eine
weitere Verbesserung der Kanalschätzung ergibt.
Fig. 6 zeigt eine vereinfachte Blockdarstellung des Subchip-
Kanalschätzers 210' gemäß Fig. 5, wobei gleiche Bezugszei
chen gleiche oder entsprechende Elemente wie in Fig. 4 be
zeichnen und auf eine wiederholte Beschreibung nachfolgend
verzichtet wird.
Gemäß Fig. 6 werden demzufolge die vom Grob-Kanalschätzer
230 ermittelten Grobschätzwerte der Pfadverzögerung d bzw.
der normierten Pfadverzögerung d sowohl der Schätzwert-
Verbesserungsvorrichtung 215 als auch der Vorrichtung zur Er
zeugung des Referenzsignals u zugeführt. Die Grob-
Kanalschätzung wird ohne eine Dekorrelation über das ganze
mögliche Zeitintervall durchgeführt und dient zur Minimierung
des Rechenaufwands. Das Zeitintervall ist durch die maximale
Verzögerung von signifikanten Signalpfaden im gegebenen Mo
bilfunksystem bestimmt. Die anschließende Subchip Kanalschätzung
kann sich nun auf Verzögerungsintervalle um die d herum
beschränken, in denen die Grob-Kanalschätzung signifikante
Werte d ergeben hat.
Wiederum werden die gleichen Verfahren wie in den vorbe
schriebenen Gleichungen (1) bis (13) durchgeführt, wodurch
sich eine verbesserte Kanalschätzung ergibt.
Die Erfindung wurde vorstehend an Hand eines CDMA-
Kommunikationssystems beschrieben. Sie ist jedoch nicht dar
auf beschränkt und umfasst in gleicher Weise alle weiteren
drahtlosen und drahtgebundenen Spreizspektrum-Kommunikations
system und andere Systeme, bei denen eine bekannte Sequenz
gesendet wird. Für Spreizespektrum-Kommunikations-Systeme
kann die Kanalschätzung auch aufgrund der empfangenen unbe
kannten Datensequenzen durchgeführt werden, da die Spreizco
des bekannt sind. In diesem Fall muss der Einfluss der Daten
symbole wie in US 5,677,930 A mit Hilfe der vom Decoder detek
tierten Symbole aus der empfangenen unbekannten Datensequenz
herausgerechnet werden.
Claims (14)
1. Vorrichtung zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum-
Kommunikationssystem zum Übermitteln von Informationssymbolen
mit:
- a) einer Empfangsvorrichtung (108, 110) mit einem zu einem Sendefilter gehörigen Empfangsfilter zum Empfangen eines Spreizspektrumsignals und Ausgeben eines komplexen Daten stroms (I/Q);
- b) einem Kanalschätzer zum Schätzen von Kanalkoeffizienten () unter Verwendung des komplexen Datenstroms (I/Q); und einer Erfassungsvorrichtung (114) zum Erfassen der Informati onssymbole unter Verwendung der geschätzten Kanalkoeffizien ten, gekennzeichnet durch
- c) einen Datenstromsplitter (200) zum Aufteilen des komplexen Datenstroms (I/Q) in eine bekannte empfangene Datensequenz (EBS) und eine unbekannte empfangene Datensequenz (EDS), wo bei der Kanalschätzer (210) einen Subchip-Kanalschätzer (210) zum Durchführen einer Subchip-Kanalschätzung in Abhängigkeit von einer bekannten Datensequenz (BS) und des verwendeten Sendefilters und des verwendeten Empfangsfilters in einem gegenüber einem Co dechip-Zeitraster (Tc) kleineren Zeitraster (T; Ta) aufweist, wobei der Kanalschätzer (210) eine Faltungsvorrichtung (213) zum Erzeugen eines Referenzsignals (u) in Abhängigkeit von einem Signal (s), das der bekannten Datensequenz (BS) entspricht, und einem Signal (rc), das dem verwendeten Sendefilter und dem verwendeten Empfangsfilter entspricht, aufweist, und der Subchip-Kanalschätzer (210) einen Subchip-Korrelator (214) zum Erzeugen eines Korrelatorausgangssignals (x) in Ab hängigkeit von einem empfangenen Eingangssignal (r), das der empfangenen bekannten Datensequenz (EBS) entspricht, und dem Referenzsignal (u) aufweist.
2. Vorrichtung nach Patentanspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip-
Kanalschätzung unter Verwendung eines kombinierten Sende- und
Empfangsfilters (212) durchgeführt wird.
3. Vorrichtung nach Patentanspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, dass der kombinierte
Sende- und Empfangsfilter (212) einen Nyquist Filter, beispiels
weise einen raised cosine Filter, aufweist.
4. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip-
Schätzung unter Verwendung einer Faltung des Sende- und Emp
fangsfilters (212) durchgeführt wird.
5. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 4,
gekennzeichnet durch eine Schätzwert-Ver
besserungsvorrichtung (215) zum Ausgeben von verbesserten Ka
nalkoeffizienten () in Abhängigkeit von den Korrelatoraus
gangssignalen (x).
6. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 5,
gekennzeichnet durch einen Interpolator/Dezi
mator (220) zum Erzeugen einer erhöhten Abtastrate (1/T) der
bekannten empfangenen Datensequenz (EBS), und
einem Grob-Kanalschätzer (230) zum Erzeugen von Grobschätz
werten einer Pfadverzögerung (d) in Abhängigkeit von der be
kannten empfangenen Datensequenz (EBS(1/T)) mit der erhöhten
Abtastrate.
7. Vorrichtung nach Patentanspruch 6,
dadurch gekennzeichnet, dass der Subchip-
Kanalschätzer (210) die Subchip-Kanalschätzung ferner unter
Verwendung der Grobschätzwerte einer jeweiligen Pfadverzöge
rung (d) durchführt.
8. Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum-
Kommunikationssystem zum Übermitteln von Informationssymbolen
mit den Schritten:
eine Korrelation zum Erzeugen eines Korrelatorausgangssignals (x) in Abhängigkeit von einem empfangenen Eingangssignal (r), das der empfangenen bekannten Datensequenz (EBS) entspricht, und dem Referenzsignal (u) durchgeführt wird.
- a) Empfangen eines Spreizspektrumsignals unter Verwendung ei
nes zu einem Sendefilter gehörigen Empfangsfilters und Ausge
ben eines komplexen Datenstroms (I/Q);
Aufteilen des komplexen Datenstroms (I/Q) in eine bekannte empfangene Datensequenz (EBS) und eine unbekannte empfangene Datensequenz (EDS); - b) Durchführen einer Subchip-Kanalschätzung zum Schätzen von Kanalkoeffizienten () in Abhängigkeit von einer bekannten Datensequenz (BS) und des verwendeten Sendefilters und des verwendeten Empfangsfilters in einem gegenüber einem Codechip-Zeitraster (Tc) kleineren Zeitraster (T; Ta); und
- c) Erfassen der Informationssymbole in der unbekannten emp fangenen Datensequenz (EDS) unter Verwendung der geschätzten Kanalkoeffizienten (),
eine Korrelation zum Erzeugen eines Korrelatorausgangssignals (x) in Abhängigkeit von einem empfangenen Eingangssignal (r), das der empfangenen bekannten Datensequenz (EBS) entspricht, und dem Referenzsignal (u) durchgeführt wird.
9. Verfahren nach Patentanspruch 8,
dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip-
Kanalschätzung unter Verwendung eines kombinierten Sende- und
Empfangsfilters durchgeführt wird.
10. Verfahren nach Patentanspruch 9,
dadurch gekennzeichnet, dass der kombinierte
Sende- und Empfangsfilter einen Nyquist Filter, beispielsweise
einen raised cosine Filter, aufweist.
11. Verfahren nach einem der Patentansprüche 8 bis 10,
dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip-
Kanalschätzung unter Verwendung einer Faltung des Sende- und
Empfangsfilters (212) durchgeführt wird.
12. Verfahren nach einem der Patentansprüche 8 bis 11,
gekennzeichnet durch den weiteren Schritt:
Ausgeben von verbesserten Kanalkoeffizienten () in Abhängig keit von dem Korrelatorausgangssignal (x).
Ausgeben von verbesserten Kanalkoeffizienten () in Abhängig keit von dem Korrelatorausgangssignal (x).
13. Verfahren nach einem der Patentansprüche 8 bis 12,
gekennzeichnet durch die Schritte:
- a) Durchführen einer Interpolation/Dezimierung zum Erzeugen einer erhöhten Abtastrate (1/T) der bekannten empfangenen Da tensequenz (EBS), und
- b) Durchführen einer Grob-Kanalschätzung zum Erzeugen von Grobschätzwerten einer Pfadverzögerung (d) in Abhängigkeit von der bekannten empfangenen Datensequenz (EBS(1/T)) mit der erhöhten Abtastrate.
14. Verfahren nach Patentanspruch 13,
dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip-
Kanalschätzung ferner unter Verwendung der Grobschätzwerte
einer jeweiligen Pfadverzögerung (d) durchgeführt wird.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE2001141393 DE10141393C2 (de) | 2001-08-23 | 2001-08-23 | Vorrichtung und Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum-Kommunikationssystem |
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DE2001141393 DE10141393C2 (de) | 2001-08-23 | 2001-08-23 | Vorrichtung und Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum-Kommunikationssystem |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE10141393A1 DE10141393A1 (de) | 2003-03-13 |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2001141393 Expired - Fee Related DE10141393C2 (de) | 2001-08-23 | 2001-08-23 | Vorrichtung und Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum-Kommunikationssystem |
Country Status (1)
Country | Link |
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Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102020003158A1 (de) * | 2019-11-28 | 2021-06-02 | Hans Hermann Rottmerhusen | Kühlungsoptimiertes Blechpaket für einen Ständer einer elektrischen Maschine |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19615257A1 (de) * | 1995-04-24 | 1996-10-31 | At & T Corp | CDMA-Rake-Empfänger mit einer Sub-Chip-Auflösung |
US5677930A (en) * | 1995-07-19 | 1997-10-14 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for spread spectrum channel estimation |
-
2001
- 2001-08-23 DE DE2001141393 patent/DE10141393C2/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
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DE19615257A1 (de) * | 1995-04-24 | 1996-10-31 | At & T Corp | CDMA-Rake-Empfänger mit einer Sub-Chip-Auflösung |
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Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
JUNG,P.: Analyse und Entwurf digitaler Mobilfunk- systeme. Stuttgart: Teubner, 1997 (Informationste-chnik), S. 178 und S. 199-200. ISBN:3-519-06190-2 * |
KAMMEYER,K.D.: Nachrichtenübertragung. Stuttgart: Teubner, 1996 (Informationstechnik), S.169. ISBN: 3-519-16142-7. * |
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Publication number | Publication date |
---|---|
DE10141393A1 (de) | 2003-03-13 |
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