DE10141393A1

DE10141393A1 - Vorrichtung und Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum-Kommunikationssystem

Info

Publication number: DE10141393A1
Application number: DE2001141393
Authority: DE
Inventors: Juergen Vollmer
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2001-08-23
Filing date: 2001-08-23
Publication date: 2003-03-13
Anticipated expiration: 2021-08-24
Also published as: DE10141393C2

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum-Kommunikationssystem mit einem Datenstromsplitter (200) zum Aufteilen eines komplexen Datenstroms (I/Q) in eine bekannte empfangene Datensequenz (EBS) und eine unbekannte empfangene Datensequenz (EDS), wobei ein Subchip-Kanalschätzer (210) eine Subchip-Kanalschätzung in Abhängigkeit von einer bekannten Datensequenz (EBS) und von jeweils verwendeten Sende- und Empfangsfiltern zum Schätzen von Kanalkoeffizienten DOLLAR I1 durchführt. Eine Erfassungsvorrichtung (114) erfasst daraufhin die Informationssymbole der empfangenen unbekannten Datensequenz (EDS) in Abhängigkeit von den geschätzten Kanalkoeffizienten DOLLAR I2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum- Kommunikationssystem und insbesondere auf eine Kanalschätzung in einem Kommunikationssystem mit Codeunterteilungsvielfachzugriff (Code Division Multiple Access, CDMA).

Codeunterteilungsvielfachzugriffs-Kommunikationsverfahren (CDMA) werden insbesondere in zellularen Systemen wie z. B. Mobilfunksystemen als Verfahren für einen Kanalzugriff genutzt. Alternative Kanalzugriffsverfahren sind beispielsweise Frequenzunterteilungsvielfachzugriffs-Verfahren (FDMA) und Zeitunterteilungsvielfachzugriffs-Verfahren (Time Division Multiple Access, TDMA).

In CDMA-Kommunikationssystemen, wie es beispielsweise in UMTS-Kommunikationssystemen (Universal Mobile Telecommunication System) verwendet wird, wird ein schmalbandiges Signal mittels Code zu einem breitbandigen Signal gespreizt. Dies erfolgt dadurch, dass ein zu übertragender digitaler Datenstrom nicht als Folge der Bitwerte 0 und 1 übertragen wird, sondern die digitalen Nutzdatenwerte 0 und 1 im Datenstrom einzeln durch eine Folge von N ebenfalls binären Symbolen, sogenannten Codechips oder Sub-Bits, repräsentiert werden. Die N-stellige Folge der Codechips für die 0 und die 1 ist dabei jeweils invertiert. Die gesamte Folge der Codechips wird dann letztlich übertragen. Resultat dieses Verfahrens ist jedoch, dass sich die benötigte Übertragungskapazität um den Faktor N (Spreizfaktor) erhöht. Dies wird dadurch ausgeglichen, dass jedem Teilnehmer das gesamte Frequenzspektrum zur Nutzung zur Verfügung steht.

Teilt man nun verschiedenen Stationen verschiedene Codes (d. h. spezielle Folgen von Codechips) zu, so kann ein breitbandiger Funkkanal eines Frequenzbandes zu einer Zeit mehrfach von diesen Stationen mit verschiedenen Codes genutzt werden. Die so erhaltenen Signale werden von den Sendern gleichzeitig im gleichen Frequenzband übertragen. Die Codiervorschriften werden dabei so gewählt, dass die Interferenzen am Sender trotz zeitgleicher Übertragung minimal bleiben.

Empfängerseitig erfolgt die Trennung durch Korrelationsanalyse des empfangenen Datenstroms der Codechips mit dem beim Empfänger bekannten Code. Auf diese Weise erhält man ein Kommunikationssystem mit verbesserter Ausnutzung der Kanalkapazitäten (Bandbreiteneffizienz) und einer höheren Zuverlässigkeit beim Handover.

Fig. 1 zeigt eine vereinfachte Blockdarstellung eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems gemäß dem Stand der Technik, wie es beispielsweise aus der US 5,677,930 bekannt ist. Hierbei wird einem Spreizer 102 ein Informationsdatenstrom, der aus Informationssymbolen besteht, auf einen als Signatursequenz bekannten Datenstrom mit viel höherer Datenrate aufgeprägt, um eine gespreizte oder Übermittlungsdatensequenz zu erzeugen. Die Periode bzw. das Zeitraster der Signatursequenz belegt üblicherweise eine Datensymbolperiode, so dass jedes Datensymbol durch die gleiche N-Chip-Signatursequenz gespreizt wird. Allgemein kann diese Signatursequenz durch reelle und imaginäre Zahlen dargestellt werden, wobei dies beim Senden eines Chipwertes auf der Trägerfrequenz (I- Kanal) oder auf einer 90° verschobenen Version der Trägerfrequenz (Q-Kanal) entsprechend erfolgt. In gleicher Weise kann die Signatursequenz ein zusammengesetztes Signal bzw. Composit aus multiplen Sequenzen sein.

Das gespreizte Signal wird anschließend auf einem Funkfrequenzträger in einem Modulator 104 moduliert. Falls die gespreizten Datensymbole binär sind, dann wäre ein binäres Phasenverschiebungsverschlüsseln (Binary Phase-Shiftkeying, BPSK) eine geeignete Modulation. Das modulierte Signal wird zu einer Sendeantenne 106 für eine Übermittlung unter Verwendung elektromagnetischer Wellen geführt. Am Empfänger sammelt eine Empfangsantenne 108 Signalenergie und leitet diese zu einem Funkempfänger 110, der die notwendige Verstärkung, Empfangsfilterung und Mischungsbetriebsvorgänge bereitstellt, um das Funksignal in ein komplexes Basisbandsignal bzw. einen komplexen Datenstrom (I/Q) umzuwandeln, das aus Inphasen-(I) und Quadratur-(Q)Komponenten besteht. Diese Komponenten werden üblicherweise einmal pro Chip-Periode Tc abgetastet und können in einem nicht dargestellten Zwischenspeicher gespeichert werden.

In dem bekannten Spreizspektrum-Kommunikationssystem gemäß Fig. 1 werden anschließend die empfangenen Datenwerte bzw. der komplexe Datenstrom (I/Q) einem Korrelator 112 zugeführt, der die empfangenen Datenwerte mit der bekannten Signatursequenz korreliert. Dieser Vorgang wird üblicherweise als Entspreizen bezeichnet, da die Korrelation die gespreizten Datenwerte kohärent zurück in einem Informationswert zusammenfasst, wenn der Korrelator mit einem Abbild des übermittelten Signals ausgerichtet ist. Die Korrelationen werden anschließend zu einem Detektor 114 geführt, der daraus einen Rohdatenstrom RD bildet. Der Informationsdatenstrom wird aus RD von einem in Fig. 1 nicht dargestellten Decoder ermittelt.

Für die Erfassungsvorrichtung bzw. den Detektor 114 können beispielsweise sogenannte RAKE-Detektoren verwendet werden. Derartige Detektoren kombinieren die entspreizten Werte kohärent, um die statistische Erfassungssignalleistung zu maximieren.

Gemäß Fig. 1 werden in bekannten Formen von kohärenter Erfassung die Leistungsfähigkeit durch die Güte der durch einen Kanalschätzer bzw. Kanalfolger 116 geschätzten Kanalkoeffizienten (Kanalimpulsantwort) beschränkt.

Zur Verbesserung einer derartigen Kanalschätzung wird in der Druckschrift US 5,677,930 die Verwendung eines zusätzlichen Dekorrelators vorgeschlagen, der sich vor oder hinter einem bekannten Kanalfolger befinden kann und eine Dekorrelation von Referenzsignalen vornimmt. Nachteilig ist jedoch hierbei, dass eine Pfadverzögerung im Zeitraster von jeweiligen Codechips erfolgen muss. Eine Kanalschätzung in einem Subchip- Zeitrasterbereich und die dazu notwendigen Betrachtungen werden darin jedoch nicht behandelt.

Weitere leistungsfähige Kanalschätzverfahren in Mobilfunksystemen basieren auf der Korrelation einer bekannten Sequenz mit der entsprechenden empfangenen Sequenz. Bei den Standardschätzern wird dabei angenommen, dass die Sequenzen zu ihren verschobenen Versionen exakt orthogonal ist. Diese Annahme ist aber in der Praxis nur Näherungsweise erfüllt und daher führt eine Dekorrelation zu Verbesserungen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung und ein Verfahren zur verbesserten Kanalschätzung in einem Spreizspektrum-Kommunikationssystem zu schaffen.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe hinsichtlich der Vorrichtung durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 und hinsichtlich des Verfahrens durch die Maßnahmen des Patentanspruchs 10 gelöst.

Insbesondere durch die Verwendung eines Datenstromsplitters zum Aufteilen des komplexen Datenstroms in eine bekannte Datensequenz und eine unbekannte Datensequenz, wobei der Kanalschätzer einen Subchip-Kanalschätzer zum Durchführen einer Subchip-Kanalschätzung in Abhängigkeit von der bekannten Datensequenz und der im Sender und Empfänger verwendeten Sende-/Empfangsfilter, erhält man insbesondere bei Pfadverzögerungen in einem Subchip-Zeitbereich verbessert abgeschätzte Kanalkoeffizienten.

Insbesondere durch Kombination der verwendeten Sende-/Empfangsfilter, die sich beispielsweise durch eine Faltung von "raised cosine" Filtern ergibt, kann eine Subchip- Kanalschätzung realisiert werden. Vorzugsweise wird hierbei mittels einer Faltungsvorrichtung ein Referenzsignal in Abhängigkeit von einem Signal der bekannten Datensequenz und einem Signal der gefalteten Sende-/Empfangsfilter erzeugt und einem Korrelator zum Durchführen einer Korrelation mit dem empfangenen Eingangssignal, das einer empfangenen bekannten Datensequenz entspricht, zugeführt.

Zur weiteren Verbesserung kann eine Schätzwert-Verbesserungsvorrichtung das vom Korrelator ausgegebene Signal weiter verbessern, wodurch verbesserte Kanalkoeffizienten erzeugt werden.

Ferner kann in einem Interpolator/Dezimator eine jeweilige Abtastrate der bekannten Datensequenz erhöht werden und diese einem Grob-Kanalschätzer zum Erzeugen von Grobschätzwerten einer jeweiligen Pfadverzögerung zugeführt werden, wodurch sich die Subchip-Kanalschätzung weiter verbessern lässt.

In den weiteren Unteransprüchen sind weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 eine vereinfachte Blockdarstellung eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 2 eine vereinfachte Darstellung eines komplexen Datenstroms vor der Modulation im Sender;
Fig. 3 eine vereinfachte Teil-Blockdarstellung eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel;
Fig. 4 eine vereinfachte Blockdarstellung des in Fig. 3 dargestellten Subchip-Kanalschätzers;
Fig. 5 eine vereinfachte Teil-Blockdarstellung eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel; und
Fig. 6 eine vereinfachte Blockdarstellung des Subchip- Kanalschätzers gemäß Fig. 5.
Die nachfolgende Beschreibung der vorliegenden Erfindung basiert in wesentlichen Teilen auf einem Spreizspektrum- Kommunikationssystem gemäß Fig. 1, weshalb auf eine wiederholte Beschreibung gleicher oder entsprechender Teile nachfolgend verzichtet wird. Genauer gesagt werden lediglich die erfindungsgemäßen Blöcke des Spreizspektrum-Kommunikationssystems beschrieben, die alternativ oder zusätzlich nach dem in Fig. 1 dargestellten Funkempfänger 110 verwendet werden können und als Eingangssignal einen komplexen Datenstrom eines I/Q-Signals erhalten.
Fig. 2 zeigt eine vereinfachte Darstellung eines zu sendenden Signals vor der Modulation, das im Wesentlichen aus einer bekannten Datensequenz BS und einer unbekannten Datensequenz DS besteht. Erfindungsgemäß wird in dem vorliegenden CDMA- System (Code Division Multiplex Access) auf der Grundlage einer bekannten Datensequenz BS die komplexwertige Kanalimpulsantwort geschätzt, die sich durch die Mehrwegaufbereitung ergibt.
Derartige bekannte Datensequenzen BS sind beispielsweise in einem UTRA-FDD-System (UTRA, UMTS Terrestrial Radio Access) beispielsweise ein "Pilot"-Signal oder in einem UTRA-TDD- System ein "midamble"-Signal bzw. -Sequenz. In gleicher Weise können auch bekannte Sequenzen von TD-SCDMA-Systemen verwendet werden.
Fig. 3 zeigt eine vereinfachte Teil-Blockdarstellung eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel, wie es beispielsweise nach bzw. hinter dem Funkempfänger 110 gemäß Fig. 1 verwendet werden kann. Der komplexe Datenstrom mit seinen Inphasen-(I) und Quadratur-(Q)Komponenten wird hierbei in einem Zeitraster bzw. einer Abtastperiode Ta des komplexen Eingangssignals I/Q einem Datenstromfilter bzw. sogenannten Burstsplitter 200 zum Aufteilen des komplexen Datenstroms I/Q in eine aus der bekannten Datensequenz BS durch den Kanal erzeugte empfangene Datensequenz EBS und eine aus der unbekannten Datensequenz DS durch den Kanal erzeugte empfangene Datensequenz EDS mit der Abtastrate 1/Ta aufgeteilt. Anschließend wird die empfangene bekannte Datensequenz EBS einem Subchip-Kanalschätzer 210 zugeführt, der eine Subchip-Kanalschätzung in Abhängigkeit von der bekannten Datensequenz BS und den jeweils verwendeten Sende- und Empfangsfiltern des Kommunikationssystems in einem gegenüber einem Codechip-Zeitraster Tc kleineren Zeitraster Ta durchführt.
Genauer gesagt wird im Gegensatz zu dem in US 5,677,930 beschriebenen Verfahren erfindungsgemäß nicht unter Verwendung des komplexen Datenstroms sondern in Abhängigkeit des bekannten Teils des komplexen Datenstroms eine Schätzung der Kanalkoeffizienten durchgeführt. Unter Verwendung der Kenntnis der im Modulator 104 des Senders und im Funkempfänger 110 des Empfängers verwendeten Sende- und Empfangsfilter können die Schätzwerte ≙ für die Kanalkoeffizienten auch in einem Subchip-Zeitbereich durchgeführt werden, wobei die Berücksichtigung der Autokorrelationsfunktion der bekannten Sequenz im Vergleich zu anderen Schätzverfahren in einer verbesserten Kanalschätzung resultiert.
Diese verbesserten Schätzwerte ≙ werden gemäß Fig. 2 mit einer Abtastrate von 1/Ta einer Erfassungsvorrichtung 114 zugeführt, die einem herkömmlichen Detektor entspricht, wie beispielsweise einem RAKE-Detektor zum Erfassen der Informationssymbole aus der unbekannten empfangenen Datensequenz EDS. Der erfasste Rohdatenstrom RD liegt anschließend wieder in einem Abtastzeitraster 1/Tc vor, wobei Tc die Zeitdauer eines Codechips darstellt.
Fig. 4 zeigt eine vereinfachte Blockdarstellung zur Veranschaulichung des Subchip-Kanalschätzers 210 gemäß Fig. 3, wobei gleiche Bezugszeichen gleiche oder ähnliche Elemente bzw. Signale bezeichnen und auf eine wiederholte Beschreibung nachfolgend verzichtet wird.
Gemäß Fig. 4 wird in einer Speichervorrichtung 211 eine bei der Subchip-Kanalschätzung zu verwendende bekannte Datensequenz BS gespeichert. Die bekannte Datensequenz BS wird hierbei in einer Faltungsvorrichtung 213 mit einem Signal rc der jeweils verwendeten Sende- und Empfangsfilter 212 gefaltet, wobei diese Signale in einem Zeitraster T oder dem Zeitraster Tc für die Codechips verarbeitet werden können. Das Zeitraster Tc entspricht üblicherweise einem ganzzahligen Vielfachen des Zeitrasters T, wie nachfolgend im Einzelnen beschrieben wird. Ein durch die Faltungsvorrichtung 213 erzeugtes Referenzsignal u wird anschließend einem Subchip-Korrelator 214 zum Erzeugen eines Korrelatorausgangssignals x in Abhängigkeit von einem empfangenen Eingangssignal r erzeugt, das der empfangenen bekannten Datensequenz EBS bei der Abtastrate von beispielsweise 1/Ta entspricht. Wie bekannt kann das Signal u auch vorab berechnet und gespeichert werden. In diesem Fall werden die Blöcke 211, 212 und 213 durch einen Speicher für das Referenzsignal u ersetzt.
Zur Verbesserung des Korrelatorausgangssignals x wird in einer Schätzwert-Verbesserungsvorrichtung 215 die Dekorrelation der im Signal x vorliegenden ersten Kanalschätzung durchgeführt, wodurch man schließlich die verbesserten Kanalkoeffizienten ≙ erhält, die der Erfassungsvorrichtung bzw. dem Detektor 114 als Eingangssignal zugeführt werden.
Nachfolgend werden die jeweiligen Funktionsabläufe der vorstehend beschriebenen Blöcke an Hand eines CDMA-Kommunikationssystems, wie es beispielsweise im UMTS zur Schätzung der Kanalimpulsantwort verwendet wird, beschrieben.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird zur Schätzung der Kanalimpulsantwort periodisch eine bekannte Datensequenz BS der Länge N im Codechip-Zeitraster Tc gesendet. Sendeseitig wird hierbei beispielsweise ein sogenannter rrc-Sendefilter (route raised cosine) verwendet, wodurch sich das für die bekannte Datensequenz BS an der Sendeantenne 106 hervorgerufene Signal e(t) ergibt:

wobei s das Signal der bekannten Bitsequenz BS und n einen Zählerindex des verwendeten Zeitrasters Tc darstellt.
Der Multipfadkanal mit seinen P Kanalpfaden kann durch die komplexen Kanalkoeffizienten c(p) und die zugehörigen Pfadverzögerungen T_d(p) beschrieben werden. Unter Einbeziehung des rrc-Empfangsfilters, der sich üblicherweise im Funkempfänger 110 befindet, und des Kanalrauschens n₀(t), das bei der Übertragung von der Sendeantenne 106 zur Empfangsantenne 108 eingebracht wird, berechnet sich das am Subchip- Kanalschätzer 210 anliegende Empfangssignal r als
Das in Gleichung (2) verwendete und mit rc bezeichnete Nyqist-Filter, das beispielsweise ein raised cosine Filter darstellt, ergibt sich aus einer Faltung der rrc Sende- und Empfangsfilter.

(3) rc(t) = rrc(t).rrc(t)
Die Summe in der geschweiften Klammer wird im Folgenden durch

substituiert. Das Signal u(t) ist hierbei das Referenzsignal, das man über einen idealen Kanal empfangen würde. Das Empfangssignal ist demnach die Faltung von u(t) mit der Kanalimpulsantwort plus dem Kanalrauschen n₀(t).
Das nachfolgend beschriebene Verfahren dient zur Schätzung der Kanalkoeffizienten c(p) unter der Voraussetzung, dass die zugehörigen Pfadverzögerungen T_d(p) bekannt sind. Korreliert man jetzt im Subchip-Korrelator 214 gemäß Fig. 4 r(t) mit u(t) unter Vernachlässigung von n₀(t), so erhält man eine in den Kanalkoeffizienten c(p) lineare Gleichung x(t). Setzt man P verschiedene Werte in x(t) ein, so erhält man ein nach den Kanalkoeffizienten c(p) auflösbares Gleichungssystem, welches bei der Ermittlung von verbesserten Kanalkoeffizienten verwendet werden kann.
Um ein Beispiel für x(t) anzugeben, werden nunmehr die im Zeitraster T abgetasteten Signale betrachtet. Zur Vereinfachung wird gefordert, dass sowohl das Codechip-Zeitraster Tc als auch die Pfadverzögerung T_d(p) ganzzahlige Vielfache von der Abtastperiode T sind, d. h.:

(5) T_c = N_c.T ⇔ T = T_c/N_c mit N_c ∈ N

wobei N_c die Anzahl von Abtastungen pro Codechip bezeichnen. Ferner gilt:

(6) T_d (p) = d(p).T mit d(p) ∈ N

wobei d(p) einen ganzzahligen Faktor bezeichnet, der angibt, bei welchen Vielfachen der Abtastperiode T der p-te Kanalpfad auftritt. Dabei wird angenommenen, dass die Abtastperiode T hinreichend klein ist, so dass eine Verschiebung der im realen Kanal zu beliebigen Pfadverzögerungen auf den im Raster T nächstgelegen Wert keinen relevanten Fehler erzeugt.
In Abhängigkeit von den jeweils verwendeten Zeitrastern bzw. Abtastraten ergeben sich zwei mögliche Definitionen des Korrelationsausgangssignal x, die eine effektive Berechnung gemäß Gleichungen (7) und (8) erlauben:
Der Vorteil von Gleichung (7) ist hierbei, dass das der empfangenen bekannten Datensequenz BS entsprechende empfangene Eingangssignal r nur im Raster Tc vorliegen muss, was in vielen realen Systemen gegeben ist. Der Wert K dient hierbei nur zur geeigneten Normierung der Gleichung, wobei die Grenzen der Korrelation N{k} je nach Übertragungsverfahren und Abtastdauer geeignet zu wählen sind. In Gleichung (7) bezeichnen n und k Zählerindizes in den verschiedenen Summen, während d den Zählerindex bezeichnet, der für die Numerierung der Kanalkoeffizienten und die zugehörigen Kanalverzögerungen notwendig ist. Üblicherweise wird das Korrelatorausgangssignal x als Kreuzkorrelationssignal zwischen dem Signal r und dem Referenzsignal u bezeichnet.
Gemäß der zweiten Variante kann das Korrelatorausgangssignal x wie folgt berechnet werden:
Betrachtet man die zweite Zeile von Gleichung (8), so fallen hier insbesondere im Falle einer QPSK-Modulation (Quadratur Phase-Shiftkeying) sendeseitig alle Multiplikationen weg, da je nach Darstellung s(nT_c) = ± 1 ± j oder s(nT_c) = j^K ist. Allerdings wird gemäß Gleichung (8) gefordert, dass das Eingangssignal R im Zeitraster T vorliegt.
Das einfachste nichttriviale Beispiel für ein derartiges Gleichungssystem ist der Fall P = 2, wobei P die Anzahl der Pfade des Übertragungskanals definiert. Das Korrelatorausgangssignal x an den Zeitpunkten, an denen jeweils ein Signalpfad sich in Deckung mit dem Referenzsignal u befindet, d. h. wenn k = p(0) = 0 und k = p(1) in Gleichung (8), ergibt sich zu:

wobei C_u,u eine normierte Autokorrelationsfunktion des Referenzsignals u bezeichnet. Wählt man für den Wert K die geeignete Normierung oder Gleichung:

in Gleichung (10) ein, so folgt:
Vorzugsweise handelt es sich bei C_u,u um die Autokorrelationsfunktion einer CDMA-Sequenz. Daher sind die Elemente in der Nebendiagonalen der Matrix A < 1 und damit existiert A^-1, wodurch sich der gesuchte Koeffizientenvektor bzw. die Kanalkoeffizienten ergeben:

(13) c = A^-1.x.
Da die Anzahl der relevanten Pfade normalerweise klein ist (z. B. 3-9) ist, kann die Matrix A^-1 mit vertretbarem Aufwand berechnet werden und die Anzahl der normierten Autokorrelation C_u,u erlaubt es, diese abzuspeichern. In gleicher Weise lassen sich die Kanalkoeffizienten auch für eine Pfadanzahl des Übertragungskanals T > 2 durchführen. Eine weitere Verbesserung des Verfahrens ist möglich, indem eine aktuelle Schätzung der Leistung bzw. der Autokorrelationsfunktion des Rauschsignals n₀(t) in der Matrix A berücksichtigt wird. Derartige Methoden, wie beispielsweise die des kleinsten Fehlerquadrates, sind bekannt und werden daher hier nicht beschrieben.
Fig. 5 zeigt eine vereinfachte Teil-Blockdarstellung eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems zur Veranschaulichung eines zweiten detaillierteren Ausführungsbeispiels, wobei gleiche Bezugszeichen gleiche oder entsprechende Elemente und Signale bezeichnen und auf eine wiederholte Beschreibung nachfolgend verzichtet wird.
Im Gegensatz zum ersten Ausführungsbeispiel wird gemäß Fig. 5 zusätzlich ein Interpolator/Dezimator 220 zum Erhöhen einer Abtastrate der bekannten Datensequenz BS und ein Grob-Kanalschätzer 230 zum Erzeugen von Grobschätzwerten einer Pfadverzögerung ≙_d in Abhängigkeit von der bekannten Datensequenz mit der erhöhten Abtastrate 1/T verwendet. Gemäß Fig. 5 ist Ta die Abtastperiode des komplexen Eingangssignals I/Q, wobei Ta = Na.T gilt. Na ist hierbei eine ganze Zahl, die den Faktor zwischen der Abtastperiode T und der Abtastperiode Ta des Eingangssignals beschreibt. Für eine effiziente Realisierung muss die Anzahl Nc der Abtastwerte pro Codechip ein ganzzahliges Vielfaches von Na sein. Die üblichsten Werte von Na sind Na = Nc, wodurch sich Ta = Tc ergibt, und Na = 1, wodurch sich Ta = T ergibt.
Im ersten Fall muss die Abtastrate vor der Subchip-Kanalschätzung im Interpolator/Dezimator 220 erhöht werden. Dies kann beispielsweise durch Einfügen von Nullen (Implementationen nach Gleichung (7)) oder durch eine echte Interpolation des Signals mit Hilfe des RC-Filters 212 geschehen, wobei in diesem Fall eine aufwendige Implementation nach Gleichung (8) notwendig ist. Ist im zweiten Fall Ta = T, so entfällt der Block Interpolator/Dezimator 220 und eine Realisierung nach Gleichung (8) ist günstig. Die in einem bekannten Grob- Kanalschätzer 230 ermittelten Grobschätzwerte der normierten Pfadverzögerung d werden anschließend einem Subchip- Kanalschätzer 210' zusätzlich zugeführt, wodurch sich eine weitere Verbesserung der Kanalschätzung ergibt.
Fig. 6 zeigt eine vereinfachte Blockdarstellung des Subchip- Kanalschätzers 210' gemäß Fig. 5, wobei gleiche Bezugszeichen gleiche oder entsprechende Elemente wie in Fig. 4 bezeichnen und auf eine wiederholte Beschreibung nachfolgend verzichtet wird.
Gemäß Fig. 6 werden demzufolge die vom Grob-Kanalschätzer 230 ermittelten Grobschätzwerte der Pfadverzögerung ≙_d bzw. der normierten Pfadverzögerung d sowohl der Schätzwert- Verbesserungsvorrichtung 215 als auch der Vorrichtung zur Erzeugung des Referenzsignals u zugeführt. Die Grob- Kanalschätzung wird ohne eine Dekorrelation über das ganze mögliche Zeitintervall durchgeführt und dient zur Minimierung des Rechenaufwands. Das Zeitintervall ist durch die maximale Verzögerung von signifikanten Signalpfaden im gegebenen Mobilfunksystem bestimmt. Die anschließende Subchip Kanalschätzung kann sich nun auf Verzögerungsintervalle um die ≙_d herum beschränken, in denen die Grob-Kanalschätzung signifikante Werte d ergeben hat.
Wiederum werden die gleichen Verfahren wie in den vorbeschriebenen Gleichungen (1) bis (13) durchgeführt, wodurch sich eine verbesserte Kanalschätzung ergibt.
Die Erfindung wurde vorstehend an Hand eines CDMA- Kommunikationssystems beschrieben. Sie ist jedoch nicht darauf beschränkt und umfasst in gleicher Weise alle weiteren drahtlosen und drahtgebundenen Spreizspektrum-Kommunikationssystem und andere Systeme, bei denen eine bekannte Sequenz gesendet wird. Für Spreizespektrum-Kommunikations-Systeme kann die Kanalschätzung auch aufgrund der empfangenen unbekannten Datensequenzen durchgeführt werden, da die Spreizcodes bekannt sind. In diesem Fall muss der Einfluss der Datensymbole wie in US 5,677,930 mit Hilfe der vom Decoder detektierten Symbole aus der empfangenen unbekannten Datensequenz herausgerechnet werden.

Claims

1. Vorrichtung zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum- Kommunikationssystem zum Übermitteln von Informationssymbolen mit:

a) einer Empfangsvorrichtung (108, 110) mit einem zu einem Sendefilter gehörigen Empfangsfilter zum Empfangen eines Spreizspektrumsignals und Ausgeben eines komplexen Datenstroms (I/Q)

b) einem Kanalschätzer zum Schätzen von Kanalkoeffizienten ≙) unter Verwendung des komplexen Datenstroms (I/Q); und einer Erfassungsvorrichtung (114) zum Erfassen der Informationssymbole unter Verwendung der geschätzten Kanalkoeffizienten, gekennzeichnet durch

c) einen Datenstromsplitter (200) zum Aufteilen des komplexen Datenstroms (I/Q) in eine bekannte empfangene Datensequenz (EBS) und eine unbekannte empfangene Datensequenz (EDS), wobei der Kanalschätzer (210) einen Subchip-Kanalschätzer (210) zum Durchführen einer Subchip-Kanalschätzung in Abhängigkeit von einer bekannten Datensequenz (BS) und der verwendeten Sende-/Empfangsfilter (212) in einem gegenüber einem Codechip-Zeitraster (Tc) kleineren Zeitraster (T; Ta) aufweist.

2. Vorrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip- Kanalschätzung unter Verwendung eines kombinierten Sende-/Empfangsfilters (212) durchgeführt wird.

3. Vorrichtung nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der kombinierte Sende-/Empfangsfilter (212) einen Nyquist Filter, beispielsweise einen raised cosine Filter, aufweist.

4. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip- Schätzung unter Verwendung einer Faltung der Sende-/Empfangsfilter durchgeführt wird.

5. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Kanalschätzer (210) eine Faltungsvorrichtung (213) zum Erzeugen eines Referenzsignals (u) in Abhängigkeit von einem Signal (s), das der bekannten Datensequenz (BS) entspricht, und einem Signal (rc), das den verwendeten Sende-/Empfangsfiltern (212) entspricht, aufweist.

6. Vorrichtung nach Patentanspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Subchip- Kanalschätzer (210) einen Subchip-Korrelator (214) zum Erzeugen eines Korrelatorausgangssignals (x) in Abhängigkeit von einem empfangenen Eingangssignal (r), das der empfangenen bekannten Datensequenz (EBS) entspricht, und dem Referenzsignal (u) aufweist.

7. Vorrichtung nach Patentanspruch 6, gekennzeichnet durch eine Schätzwert-Verbesserungsvorrichtung (215) zum Ausgeben von verbesserten Kanalkoeffizienten ≙) in Abhängigkeit von den Korrelatorausgangssignalen (x).

8. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 7,
gekennzeichnet durch einen Interpolator/Dezimator (220) zum Erzeugen einer erhöhten Abtastrate (1/T) der bekannten empfangenen Datensequenz (EBS), und
einem Grob-Kanalschätzer (230) zum Erzeugen von Grobschätzwerten einer Pfadverzögerung (d) in Abhängigkeit von der bekannten empfangenen Datensequenz (EBS(1/T)) mit der erhöhten Abtastrate.

9. Vorrichtung nach Patentanspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Subchip- Kanalschätzer (210') die Subchip-Kanlaschätzung ferner unter Verwendung der Grobschätzwerte einer jeweiligen Pfadverzögerung (d) durchführt.

10. Verfahren zur Kanalschätzung in einem Spreizspektrum- Kommunikationssystem zum Übermitteln von Informationssymbolen mit den Schritten:

a) Empfangen eines Spreizspektrumsignals unter Verwendung eines zu einem Sendefilter gehörigen Empfangsfilters und Ausgeben eines komplexen Datenstroms (I/Q);
Aufteilen des komplexen Datenstroms (I/Q) in eine bekannte empfangene Datensequenz (EBS) und eine unbekannte empfangene Datensequenz (EDS);

b) Durchführen einer Subchip-Kanalschätzung zum Schätzen von Kanalkoeffizienten ≙) in Abhängigkeit von einer bekannten Datensequenz (BS) und der verwendeten Sende-/Empfangsfilter in einem gegenüber einem Codechip-Zeitraster (Tc) kleineren Zeitraster (T; Ta); und

c) Erfassen der Informationssymbole in der unbekannten empfangenen Datensequenz (EDS) unter Verwendung der geschätzten Kanalkoeffizienten ≙).

11. Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip- Kanalschätzung unter Verwendung eines kombinierten Sende-/Empfangsfilters durchgeführt wird.

12. Verfahren nach Patentanspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der kombinierte Sende-/Empfangsfilter einen Nyquist Filter, beispielsweise einen raised cosine Filter, aufweist.

13. Verfahren nach einem der Patentansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip- Kanalschätzung unter Verwendung einer Faltung der Sende-/Empfangsfilter durchgeführt wird.

14. Verfahren nach einem der Patentansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass eine Faltung zum Erzeugen eines Referenzsignals (u) in Abhängigkeit von einem Signal (s) einer bekannten Datensequenz (BS) und einem Signal (rc) der verwendeten Sende-/Empfangsfilter durchgeführt wird.

15. Verfahren nach Patentanspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass eine Korrelation zum Erzeugen eines Korrelatorausgangssignals (x) in Abhängigkeit von einem empfangenen Eingangssignal (r), das der empfangenen bekannten Datensequenz (EBS) entspricht, und dem Referenzsignal (u) durchgeführt wird.

16. Verfahren nach Patentanspruch 15, gekennzeichnet durch den weiteren Schritt:
Ausgeben von verbesserten Kanalkoeffizienten ≙) in Abhängigkeit von dem Korrelatorausgangssignal (x).

17. Verfahren nach einem der Patentansprüche 10 bis 16, gekennzeichnet durch die Schritte:

a) Durchführen einer Interpolation/Dezimierung zum Erzeugen einer erhöhten Abtastrate (1/T) der bekannten empfangenen Datensequenz (EBS), und

b) Durchführen einer Grob-Kanalschätzung zum Erzeugen von Grobschätzwerten einer Pfadverzögerung (d) in Abhängigkeit von der bekannten empfangenen Datensequenz (EBS(1/T)) mit der erhöhten Abtastrate.

18. Verfahren nach Patentanspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Subchip-Kanalschätzung ferner unter Verwendung der Grobschätzwerte einer jeweiligen Pfadverzögerung (d) durchgeführt wird.