DE10023832A1

DE10023832A1 - Spar-Netzteil

Info

Publication number: DE10023832A1
Application number: DE2000123832
Authority: DE
Inventors: Wolfram Wittenborn
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2000-05-15
Filing date: 2000-05-15
Publication date: 2001-11-22

Abstract

Bei Netztrafos sehr kleiner Nennleistung (< 2 W) wird die durch den Bedarf an Induktionsspannung (220 V) sehr klein werdende Lackdrahtstärke in der Primärwicklung problematisch: Sie steigert die Verluste und die Kosten und begrenzt die vernünftig realisierbare Trafo-Nennleistung nach unten auf ca. 2 W. DOLLAR A Um auch Netzteile für kleinere Leistung (z. B. für Antennenverstärker oder den Stand-by-Verbrauch von Videorekordern) verlustarm und kostengünstig realisieren zu können, wird erfindungsgemäß ein Vorkondensator vor den Trafo geschaltet, der die Trafo-Eingangsspannung verlustfrei mindert und so obige Probleme weitgehend behebt. -> Hauptwerte eines durchgerechneten Beispiels: 10 V, 10 mA, Trafogewicht ca. 20 g, Wirkungsgrad ca. 50%, Vorkondensator ca. 0,2 muF. DOLLAR A Für die Stabilisierung der Ausgangsspannung wird erfindungsgemäß eine besondere einfache Regelschaltung benutzt, die mit einem parallel zum Verbraucher geschalteten Transistor den Trafo jeweils in der Weise zusätzlich belastet, daß die Gesamtlast und damit die Ausgangsspannung konstant bleibt.

Description

1.1. Bei der Versorgung elektrischer Kleingeräte mit Strom aus dem öffentlichen Netz besteht das Problem, daß Trafos mit abnehmender Nennleistung zunehmend ineffizient und teuer (bezogen auf die Leistung) werden. Und zwar verstärkt unter halb einer Nennleistung von ca. 2. . .5 W: Weil man hier, um auf eine Induktionsspan nung von 220 V (für die Primärwicklung) zu kommen, zum einen wegen des kleinen Kernquerschnitts eine hohe Windungszahl braucht und zum anderen dafür nur wenig Wicklungsquerschnitt zur Verfügung hat; folglich wird der Draht sehr dünn. Und das hat ein starkes Schrumpfen des Wicklungsfüllfaktors zur Folge, weil die Dicke der zur Isolierung nötigen Lackschicht nicht proportional zur Drahtstärke schrumpfen kann, sondern mindestens ca. 0,01 mm betragen muß. So ist z. B. bei einer Draht stärke von 0,17 mm (einschließlich 2 × 0,01 mm Lack) der Anteil des Leiters am Draht querschnitt noch ca. 78%, bei 0,12 mm 69% und bei 0,07 mm nur noch 51% (bei obigen 5 W Nennleistung liegt die Drahtstärke etwa bei 0,12 mm). Folge ist ein verstärktes Anwachsen der Verluste und eine Minderung der Nennleistung (man kriegt weniger Strom durch den extrem dünnen Leiter); zudem ist so dünner Draht auch besonders teuer und schwierig in der Verarbeitung.

1.2. Beispiel

Bei einer handelsüblichen Baureihe von Print-Trafos kostet die Aus führung mit 1,5 W Nennleistung 5,25 DM (im Einzelhandel) und verbraucht schon im Leerlauf ca. 0,5 W; die mit 0,35 W Nennleistung kostet 6,95 DM und verbraucht im Leerlauf sogar ca. 1 W (ein Exemplar sogar 1,5 W). → Hier sind beide Werte bei der kleineren Ausführung nicht nur relativ zur Leistung, sondern sogar absolut höher! Für diese spricht also nur, daß sie kleiner und leichter ist (30 g gegenüber 87 g).

1.3. Die Bedeutung dieser Verluste ist größer als man vieleicht zunächst meinen könnte: Weil solche Geräte sehr zahlreich sind und oft rund um die Uhr laufen. So schätzte das Umweltbundesamt die in Deutschland 1995 angefallenen Leerlauf verluste auf ca. 20 TWh. [Zur Veranschaulichung: Wenn 80 Mill. Bundesbürger je 10 W (das war bis vor kurzem der typ. Leerlaufverbrauch neuer Videorekorder) verbrau chen, ist die Gesamtleistung 800 MW und im Jahr summiert sich das zu ca. 7 TWh.] Das ist viel im Vergleich zu den ca. 9 TWh, die ein großes 1000 MW-Kraftwerk im Jahr produziert, und zu den ca. 3 TWh, die 1999 von der Windkraft in Deutschland kamen (das soll natürlich nicht heißen, daß man weniger in die Windkraft investie ren sollte; aber, daß man sich mehr um die Minderung der Leerlaufverluste kümmern sollte, auch wenn die weniger imposant ist als ein Windkraftwerk). Und auch die wirtschaftliche Bedeutung für den Einzelnen ist nicht geringfügig: So kosten z. B. 10 W Dauerverbrauch übers Jahr ca. 20 DM.

2.1. Die hier vorgeschlagene Lösung ist besonders geeignet für Geräte, deren Stromverbrauch klein (unter ca. 1 W) und etwa konstant ist; wie z. B. Antennenver stärker, Schaltuhren, Heizungssteuerungen. Aber auch als "separates" Netzteil für den Stand-by-Verbrauch z. B. von Videorekordern (für den eingebauten Antennenver stärker, den IR-Empfänger, die Uhr und den Mikrocomputer), durch das man das Hauptnetzteil abschalten und so dessen i. d. R. hohen Leerlaufverluste vermeiden kann. Für diese Anwendungen reichen i. d. R. schon 0,1 W.

2.2. Kern der Lösung ist, die Spannung an der Primärwicklung des Trafos zu min dern mit einem kapazitiven Vorwiderstand bzw. "Vorkondensator" (→ verlustfrei), der mit der Primärwicklung des Trafos in Reihe geschaltet ist. Der Vorkondensator über nimmt also ganz oder teilweise die Funktion der Spannungsminderung, dem Trafo bleibt die der Potentialtrennung. So kann man die Primärwicklung mit kürzerem dickeren Draht ausführen, was Kosten und Verluste mindert, s. o .. Und so sind Trafos für ganz kleine Leistung (z. B. 0,1 W, s. u. 2.5.1.) möglich, die sehr klein, leicht, Materialsparend und billig herstellbar sind; was "für 220 V" nicht möglich ist, s. o. 1.1. u. 1.2..

2.3. Weitere Vorteile des Konzeptes

2.3.1. Da man nicht mehr eine so "hohe" Induktionsspannung braucht (s. o.), kann man die magnetische Aussteuerung des Kernes kleiner wählen und so auch die Magnetisierungsverluste mindern.

2.3.2. Man kommt mit Bauteilen aus, die einfach, altbekannt und billig sind (etwa im Vergleich zu Schaltnetzteilen).

2.3.3. Bei Anwendung für Gleichspannung, mit Gleichrichter und Ladekondensator auf der Sekundärseite, werden die ohmschen Verluste zusätzlich dadurch verringert, daß die zeitliche Konzentration des Trafostromes deutlich gemindert wird

2.3.3.1. Bei herkömmlichen Netzteilen mit Trafo, Gleichrichter und Ladekondensator bewirkt letzterer, daß der Trafo-Sekundärstrom nur in einem kleinen Zeitanteil q_T (: = Stromflußzeit/Gesamtzeit) fließt; der bei (wie üblich) großem Ladekondensator um so kleiner ist, je kleiner der Innenwiderstand R_I des Trafos im Verhältnis zum Lastwi derstand ist. Weil bei kleinem R_I die Spannung am Ladekondensator nur wenig unter dem [Spitzenwert Û₀ der Trafoausgangsspannung ohne Last] liegt; so daß die Trafo ausgangsspannung jeweils nur für einen kurzen Teil der Halbwelle die Spannung am Ladekondensator übersteigt und Strom fließen läßt.

Ein typischer Wert bei 3 W-Trafos ist q_T ≈ 0,44, bei 30 W ca. 0,3. Als Folge wird der Spitzenwert des Trafostromes etwa um den Faktor 1/q_T erhöht; und das gleiche gilt (wegen P = I²R) für die mittlere ohmsche Verlustleistung im Trafo (soweit sie durch den Nutzstrom verursacht ist); den Faktor, um den sie gegen I_A ²R_I erhöht ist (I_A: = mittlerer Ausgangsstrom), nenne ich q_p.

2.3.3.2. Da ich in der Literatur keine genaueren Formeln dazu gefunden habe, habe ich die selbst abgeleitet; auf der Basis von Last-unabhängiger sinusförmiger Ein gangsspannung bzw. einer stückweise parabelförmigen Approximation: q_T ≈ (12I_AR_I/π²Û₀)^1/3; q_P ≈ 1,2/q_T; (und die mittlere Ausgangsspannung liegt unter Û₀ um ΔU ≈ (3π × R_II_A√Û₀/√32)^2/3). (Der Durchlaß-Spannungs abfall am Gleichrichter ist hier vernachlässigt.) Damit liegt q_P in obigen beiden Beispielen bei ca. 2,8 bzw. 4,1!

2.3.3.3. Diese starke Erhöhung der ohmschen Verluste wird nun durch den kapazi tiven Vorwiderstand deutlich gemindert, weil der sich quasi zum Trafoinnenwider stand hinzuaddiert und so q_T vergrößert (weil er die Trafospannung klein gegen Û₀ macht, vergl. 2.3.3.1.) und damit q_p mindert. (Genauer: Da der kapazitive Vorwider stand auch schon durch den Magnetisierungsstrom belastet wird und die dazugehö rige Impedanz i. d. R. klein gegen ersteren ist, addiert sich in etwa diese zu R_I.) Ergebnis: q_p beträgt hier bei kleinen Trafos nur ca. 1,5. . .1,8; und diese Minderung fällt besonders ins Gewicht, weil bei kleinen Trafos die ohmschen Verluste im Verhältnis zur Nutzleistung bedonders hoch sind.

2.3.3.4. Dies Ergebnis ist nicht so leicht theoretisch ableitbar wie die ent sprechenden Ausagen in 2.3.3.2., denn: Die Form der Trafoeingangsspannung als Funktion der Zeit weicht stark von der Sinusform ab, weil die schon in der Netzspannung i. d. R. vorhandenen Abweichungen durch die Hochpaßwirkung des Vor kondensators kräftig verstärkt werden: Die Form der Netzspannung lag bei meinen Messungen im wesentlichen ziemlich einheitlich etwa in der Mitte zwischen der Sinusform und der Trapezform mit ca. 2,7 ms "Dachlänge". Der Vorkondensator wirkt, wenn seine Impedanz groß gegen die Impedanz seiner Last ist, in guter Nähe rung als Differenzierglied (I ≈ C × dU/dt). Und die Form der zeitlichen Ableitung der Netzspannung liegt dichter an der zu obiger Trapezform gehörigen Stufenform als an der Sinusform. So habe ich q_P näherungsweise bestimmt für die Stufenform, die Sinusform und durch Messungen; die Ergebnisse sind ähnlich.

2.4. Details

2.4.1. Trafo und Vorkondensator bilden einen Schwingkreis, was zu störender Spannungsüberhöhung führen könnte. Das ist in der Praxis aber recht unproblema tisch, weil der Schwingkreis stark bedämpft ist, durch die Trafoverluste und den Verbraucher. Zudem wird der Schwingkreis bei kleinem Trafo, dessen Primärspan nung sehr klein gegen die Netzspannung ist (s. o.) (z. B. 10 V), weit unterhalb der Resonanzfrequenz betrieben (bei der ja bekanntlich die Spannungen an Kondensator und Spule gleich groß sind). Gleichwohl muß man aber eine gewisse Spannungs erhöhung bei der Dimensionierung berücksichtigen.

2.4.2. Der Vorkondensator hat eine Hochpaßwirkung, wodurch die in der Netzwech selspannung oft stark vertretenen Oberschwingungen verstärkt werden. Weswegen man erhöhte Eisenverluste erwarten könnte (die wachsen ja mit der Frequenz); die se Erhöhung tritt aber i. d. R. nicht auf, weil mit steigender Frequenz auch die mag netische Flußdichte im Kern abnimmt, was einen mindernden Einfluß auf die Eisen verluste hat.

2.4.3.1. Der kapazitive Vorwiderstand hat zur Folge, daß ohne Weiteres die Aus gangsspannung stark Last-abhängig wäre. Das kann man aber verhindern durch eine einfache Regelschaltung, die mit einem parallel zum Verbraucher geschalteten Stell glied den Trafo in der Weise zusätzlich mit einem "Ausgleichsstrom" belastet, daß die Gesamtlast (und damit die Ausgangsspannung) etwa konstant bleibt. Dem möglichen Einwand, daß das Stromverschwendung sei, ist entgegenzuhalten, daß bei in etwa konstantem Ausgangsstrom (s. o.) obiger Ausgleichsstrom nur relativ klein sein braucht. Zudem wird bei sinkender Belastung eines Trafos mit Vorkondensator seine Leistungsaufnahme unter Umständen sogar noch erhöht, weil die Trafospan nung steigt und damit die Magnetisierungsverluste.

2.4.3.2. Bei einem Netzteil für Gleichspannung kann man als Stellglied (s. o.) einfach einen Transistor einsetzen, den man über eine [Zenerdiode als "Spannungs sensor"] ansteuert, s. Bild: Steigt die Ausgangsspannung über die Kniespannung der Zenerdiode (plus 0,6 V U_BE), öffnet sie den Transistor, der so die Spannung beim Sollwert hält. Der "Längswiderstand" R₁ vor dem Transistor ermöglicht es letz terem (bei geeigneter Dimensionierung, s. u.), auch die Brummspannung (insbesondere die "Spannungseinbrüche" jeweils zwischen zwei Pulsen) auszuregeln. Der Widerstand R₂ versorgt die Zenerdiode (im Regelbereich) mit einem "Grundstrom" von ca. 1 µA und hält sie so in dem Bereich fast konstanter Spannung. Und der Kondensator am Ausgang mindert u. a. die Rauschspannung.

2.4.4. Größe und Kosten des Vorkondensators sind i. d. R. nicht hoch: Die Spannung an ihm liegt i. d. R. im Bereich der Netzspannung: Wenn seine Impedanz groß gegen die vom Trafo mit Last ist sowieso; aber auch dann noch, wenn beide Impedanzen ähnlich groß sind, wegen der Spannungserhöhung 2.4.1. . Das bedeutet bei der Netzspannung 220 V/50 Hz, daß man für jeweils 10 mA Trafo-Eingangsstrom ca. 0,15 µF braucht, und die kosten ca. 1 DM (im Einzelhandel). Um seine Kosten niedrig zu halten, wird man für "größere" Leistung (< 0,2 W) die Trafo-Primärspannung steigern (z. B. für [0,2 → 0,4 W] von 10 auf 20 V).

2.5.0. Es folgen zwei Beispiele, für ca. 0,1 W (10 V, 10 mA): Eins mit einem für diese Anwendung mit Vorkondensator konzipierten Kleinsttrafo. Und da ein solcher noch nicht leicht erhältlich ist ein zweites Beisp. als reales durchgemessenes Mo dell mit obigem 0,35 W-Printtrafo mit zwei 12 V-Sekundärwicklungen, von denen eine als Niedervolt-Primärwicklung mit Vorkondensator genutzt wird, während die 220 V-Wicklung ungenutzt bleibt.

2.5.1.1. Grundlage für den folgenden Kleinsttrafo-Entwurf für das erste Beispiel sind Material-Kennwerte, die ich an ca. 10 Kleintrafos gemessen habe; insbesondere die Eisenverluste pro Masse P_ME/m [W/kg] und die effektive magnetische Feldstärke H_ef: = √(1/T × ∫_T H² dt) [A/m] (bei Sinus-förmiger 50 Hz-Wechselspannung) (H_ef be stimmt den Wicklungsanteil P_MW der Magnetisierungsverluste, der bei kleinen Trafos beträchtlich sein kann); beides in Abhängigkeit von der Flußdichte B [T] (Spitzen wert) im Kern. Für B = 1 T erhielt ich als typische Werte P_ME ≈ 2,5 W/kg und H_ef ≈ 316 A/m.

2.5.1.2. Der Kernquerschnitt sei 6,6 × 6,6 mm²; der Wicklungsquerschnitt 9,9 × 2,2 mm² (9,9 parallel zum Kern) (plus 0,3 mm für jede "Wand" des Spulenträgers); der Drahtdurchmesser 0,12 mm (einschlielßl. 2 × 0,01 mm Lack). Das ergibt (bei der üblichen einfachen Schichtkern-Bauform) ziemlich elementar etwa folgende Werte Windungszahl: 2 × 967; Wickl.-Widerstand: 2 × 78Ω; Gewicht: 20 g.

2.5.1.3. Für Betrieb mit Sinus-förmiger 50 Hz-Wechselspannung, B = 1T und ohm scher Last folgt: Induktionsspannung ≈ 9,3 V (eff.); P_ME ≈ 32 mW; P_MW ≈ 13 mW; Nutzstrom-bedingte ohmsche Verluste jeder der beiden Wicklungen P_Ω ≈ 12 mW (bei I ≈ 12 mA fur ca. 100 mW Nutzleistung); Wirkungsgrad η ≈ 58%. Man beachte, wie niedrig hier die Magnetisierungsverluste sind mit nur ca. 45 mW im Vergleich zu den ca. 1000 mW bei obigem 0,35 W-Printtrafo (s. 1.2.)! Die Nennleistung dieses Trafos ist ca. 0,2 W, bei η ≈ 58%; und er ist in etwa der kleinstmögliche Trafo, wenn man die Drahtstärke ≧ 0,12 mm, 8 ≦ 1 T und die Induktionsspannung ≈10 V haben will. Der Vorkondensator muß (für obige 0,1 W) etwa 0,2 µF haben (etwas mehr als obige 0,15, weil er ja auch den Magnetisierungsstrom durchlassen muß).

2.5.1.4. Bei Anwendung für Gleichspannung, s. 2.3.3., sind die Verluste erhöht und die Ausgangsspannung vermindert: Eine etwas längere Näherungsrechnung (s. a. 2.3.3. 4.) (durch Messungen erhärtet) ergibt bei gleichem B und I = 12 mA und unter Be rücksichtigung von 1,4 V Spannungsabfall am Gleichrichter als Ausgangsspannung (des Netzteils) ca. 7 V und als Wirkungsgrad ca. 44%. Für die Rege/schaltung ist ertwa die gleiche Dimensionierung angezeigt wie beim 2. Beisp., s. u..

2.5.2.1. Zweites Beisp.

Der 0,35 W-Printtrafo hat bei der Nutzung nur der beiden 12 V-Wicklungen gemäß 2.5.0. mit einem Vorkondensator von 0,3 µF bei ohmscher Last sein Wirkungsgrad-Optimum (26%) etwa bei einem Lastwiderstand von 12005, bei dem die Ausgangsspannung 10,4 V und die Ausgangsleistung 90 mW beträgt (Meß werte). Dabei liegt die Eingangsleistung allerdings bei 0,36 W; das ist zwar schon viel weniger als obige 1 W Leerlaufverlustleistung bei herkömmlichem Betrieb, aber viel im Vergleich zu der Eingangsleistung von nur 0,17 W bei obigem Kleinsttrafo- Entwurf 2.5.1.. Grund: Der Printtrafo ist ziemlich suboptimal: So sind die Wicklungs widerstände mit 400 Ω arg hoch, und der Magnetisierungsstrom ist deutlich größer als der Nutzstrom ; → Mängel beim Material und/oder bei der Konstruktion (den genauen Grund habe ich nicht ermittelt, da der Trafo vergossen ist)

2.5.2.2. Bei Anwendung für Gleichspannung (s. 2.3.3.) sind die Verluste erhöht und die Ausgangsspannung vermindert: Bei Vorkondensator und Lastwiderstand wie oben: U_A ≈ 9,8 V, η ≈ 21%.

2.5.3.1. Die Regelschaltung, s. 2.4.3.2., habe ich mit der Dimensionierung It. Bild aufgebaut. Diskussion/Erläuterung dieser: C_L ist mit 1000 µF so groß, daß die "Spannungseinbrüche" in den ca. 5 ms währenden Pausen zwischen zwei Pulsen bei einem Laststrom von 10 mA ca. 50 mV groß sind. Damit der Transistor die mit ei nem "Ausgleichsstrom" von 1 mA ausregeln kann, ist R₂ 50 Ω groß. (Damit fallen an dem durch einen Laststrom von 10 mA 0,5 V ab → klein genug gegen die Aus gangsspannung.)

2.5.3.2. Durchgemessen habe ich sie in Verbindung mit Beisp. 2 (s. 2.5.2.2.) mit verschiedenen Lastwiderständen. Ergebnisse, geschrieben jeweils als Tripel aus Ausgangsstrom, Ausgangsspannung und Brummspannung (Spitzenwert) [0 mA; 10,35 V; < 2 mV]; [2,2 mA; 10,34 V; 2 mV]; [4,7 mA; 10,33 V; 4 mV]; [6,9 mA; 10,27 V; 8 mV]; [8,5 mA; 8,45 V; 9 mV]; [15 mA; 1,5 V; 9 mV].

→Die Ausgangsspannung ist recht stabil und Brumm-arm. (Und die Trafo-Eingangs leistung ist ziemlich konstant: Bis 7 mA 0,36 W, bei 15 mA 0,39 W.)

Claims

1. Netzteil mit einem Trafo zur Potentialtrennung, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung des Trafos nicht direkt, sondern über einen Kondensator geeigne ter Größe mit dem Netz verbunden ist zwecks Minderung der Primärspannung.

2. Netzteil gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung stabilisiert wird mit einer Regelschaltung, die mit einem paral lel zum Verbraucher geschalteten Stellglied den Trafo in der Weise zusätzlich mit einem Ausgleichsstrom belastet, daß die Gesamtlast und damit die Ausgangsspannung etwa konstant bleibt.

3. Netzteil gemäß Anspruch 2 für Gleichspannung mit Gleichrichter und Ladekondensator auf der Sekundärseite, dadurch gekennzeichnet, daß besagtes Stellglied ein Transistor ist, der über eine Zenerdiode (als Sensor für die Ausgangsspannung) angesteuert wird.

4. Netzteil gemäß Anspruch 3), dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Ladekondensator und Transistor noch ein Widerstand geeigneter Größe in den Weg des Nutzstromes geschaltet ist, mittels dem der Transistor auch Span nungseinbrüche ausregeln kann.