CN86100937A

CN86100937A - 脉冲宽度调制(pwm)变换器

Info

Publication number: CN86100937A
Application number: CN198686100937A
Authority: CN
Inventors: 威廉姆·罗伯特·卡普图; 阿兰·劳斯·胡森; 肯尼思·康·利
Original assignee: Westinghouse Electric Corp
Current assignee: CBS Corp
Priority date: 1985-02-19
Filing date: 1986-02-18
Publication date: 1986-09-17
Also published as: FR2577729B1; KR860006866A; KR940007082B1; AU590871B2; CA1276978C; GB8603467D0; AU5291986A; BR8600686A; GB2171266A; FR2577729A1; JPS61196772A

Abstract

使在一个PWM变换器中的三相极一极输出电压有效值得以增大，以便更有效地利用一个固定的直流电源装置及方法，这是通过产生大体上正弦变化，并且在邻近于每个电源电压极值的预定区域中没有数值的极电压，通过开关变换使每个极电压在每半个周期中的预定的电角度内保持在电源电极值〔V_max或φ〕，极电压波形产生阶跃变化，从大体上的正弦变化波形变到一个固定的电源电压极值。

Description

本发明总的来说是关于变换器的，特别是关于能在一个电压固定的直流电源下工作的脉冲宽度调制（PWM）变换器。

在某些应用中，希望能由一个具有固定输出电压的直流电源（如一组电池）来驱动一个三相负载，例如一台交流感应电机，而无基波的谐波。由于电池昂贵，因而就希望能够从现有的直流电压中获得最大的线-线有效值（RMS）电压。

本发明首要目的是提供一种使三相变换器输出电压的有效值增到最大的方法和装置，以便将产生该电压所需要的电池数量降至最少。

从这个目的来看，本发明属于把一个脉（冲）宽（度）调制或者PWM变换器的三相输出电压增至最大的一种方法，而这种变换器是工作于有固定的上限和下限电压的直流电源，该方法包括的步骤为：产生基本上是按正弦变化的极电压，而该电压在邻近于电源电压的各极限值的预定区域内是无值的;将各极电压在每个半周内转换到预定的固定电源电压极限值;结果引起阶跃变化，极电压的波形从大体上的正弦波形变化到固定的极限值;然后，在预定的相应极电压固定不变时，改变每个极电压的波形;这样合成的三相极-极电压波形便为正弦波了。

本发明进一步归结于一个按上述方法工作的PWM变换器，并在PWM变换器中设有一个按照权利要求1的方法进行工作的三相桥该PWM变换器包括：具有三个电源电极的三相桥路，可连到一个有预定的固定上限和下限电压极限值的单向电源上的直流输入端子;和可连到一个负载电路上的交流输出端子;还包括有用于控制电源电极导通时间的控制装置，以提供大致上是正弦波的极电压，该电压在供电电源的上限和下限值之间交替变化，并不进入靠近每个极值的预定区域;而且，所说的控制装置含有在预定的电角度数内将每个极电压的每一半周转换到电源的预定的固定电压极值，结果产生从大致上为正弦波变化的波形变到相应的固定极限电压的阶跃变化，以增加从单向电源中获得的最大的极-极电压的有效值。

从以下参照有关附图所作的典型描述中，对本发明将更易于理解，附图中：

图1为一个变换器电源部份的简化线路图，该电源部分用于从电压固定的直流电源，如一电池组，向一个感应电机之类的三相负载供电。

图2为一失量图，画出了电极对参考点的电压，以及得出的图1所示变换器的极-极电压。

图3表示用了六步调制方法的两个极电压的波形，以及得出的极-极电压。

图4为由PWM技术产生的理想极电压和极-极电压波形图。

图5表示一个在给定的直流输入电压的情况下所能产生的理论上的最大正弦输出电压的极电压和极-极电压波形图。

图6表示图5中的极电压和极-极电压波形图，其不同之处是含有用于电源电极的电源转换装置的“开”和“关”时间限定。

图7表示按本发明的旨意构成的极电压波形，以及得到的正弦极-极电压的图。

图8表示按本发明的一个优选实施例组成的以计算机为基础的线路图。

图9表示一个贮存在图8所示的计算机的只读存贮器（ROM）中的查寻表内的极电压波形。

图10和11表示在本发明的一优选实施例中，如图9所示的波形如何分成两种成分并存贮到查寻表内。

图12和图13分别表示了图10和图11中的波形也可以进行安排存贮在两个查寻表中。

图14表示图10-图13中有关的两个查寻表如何存贮在一个卷绕（Wraparound）的查寻表内。

图15为图8所示的计算机的启始程序的流程图。

图16为控制电源电极切换的中断驱动程序流程图。

图17表示应用图10和图11的查寻表时为电源电极间准备信号的主控制程序图。

图17A为当使用图12和图13的查寻表时为电源电极准备信号的图17所示流程图的修正部分。

图18表示双边调制，

图19是绘出含有持续时间计时器的时间值和给每一持续时间间隔内电源电极的信号的先进先出（FIFO）栈的随机存取存贮器（RAM）图。

图20表示单（后端）边调制。

图21是绘出当每一持续时间间隔时含有电源电极的时间值和信号的FIFO栈的随机存取存贮器（RAM）图。

图22为一RAM图，设定了图15，16和17中所示程序的计时值和其它变量。

简言之，本发明展示了一种PWM变换器的结构，以及操作这样的变换器的方法。变换器内电源有一固定电压。从变换器中所获得的最大三相交变电压有效值是通过将每一电极电压从一变化值转换到一个预定的作为每个极电压的每个半周的预定值部份的固定电压极值而得到的。在正向变动的或某一电极电压的半周的预定的电角度期间内，电压将转换到固定的上限值，也就是直流电源的正向输入端压。在负向变动的或半周的预定电角度期间内，每一电极电压将转换到固定的下限值，即达到直流电源的负向输出端压。进而，当一个极电压固定时，要产生一预定极-极电压的预定的有关极电压就按要求予以变形，这样合成的极-极电压是正弦的。

在本发明的一预定实施例中，利用了一个基于微形计算机的调制器，具有一个贮存在只读存贮器（ROM）的极电压的波形。该波形贮存在第一和第二查寻表中，而它们的输出是结合在一起的。极电压波形的变化部份贮存在第一查寻表中，而不变部份贮存在第二查寻表中。第二查寻表可以用一个位表示上下固定极限值，例如用“1”表示上限值，用“0”表示下限值。

现在来参看一下附图，特别是图1，它表示了一简化了的三相脉冲宽度调制变换器（PWM）30的图形，它工作于一固定直流电源32，例如一组电池，以三相桥形式构成的变换器30包括连接到直流电源32上的直流总线34和36。总线34连到供电电源32的上限值或称正极端，而总线36则连到供电电源32的下限值或称为负极端。

产生三相交流电压的第一、第二和第三电源电极38，40和42分别接在总线34和36之间。每个电源电极作为双位开关，将一个输出端时而接于直流电源32的正端，时而接于其负端。电源极38，40和42具有输出端44，46和48，它们分别连接到三相交流负载50上，例如驱动一个速度可控的升降电梯的三相交流感应电机。所说的升降电梯仅仅是给出一个例子而已，而三相感应电机可驱动任何速度可控的负载。速度测试信号发生器52根据电梯位置提供所需的表示电梯速度的信号。处理器54则将实际电梯速度与所要求的速度进行比较从而产生一误差信号。响应于该误差信号，处理器54可以在任何瞬间提供一个表示希望的电机电压和频率的信号，按需要减少速度误差。PWM控制器56变换电源电极的开和关以获得的需要的正弦三相线-线电压U，U和U，即电极间的电压，它们具有感应电机所必需的瞬时电压幅度和频率，按要求的速度驱动升降电梯。图2为矢量图，给出了极-参考点的电压V，V和V，以及得出的极-极电压U，U和U。

图3给出利用六步调制技术从相或极电压V和V中产生的交流线-线电压U。当线-线电压U的峰峰值是直流电源电压幅值的两倍，线-线电压基波的有效值是直流电源电压值的78%的时候，（这是高效率使用电源），其波形为方波。因此这种波形中不需要的谐波很丰富，将产生能听到的电机噪音和扭矩跳动。脉宽调制技术尤其适用于电梯应用方面，这方面低噪音，运行平稳是主要的。

图4画出PWM变换器控制图形，在一转换控制器中，电极被打开和关闭。每一电极的平均输出按正弦变化，正如线-线电压的变化一样。图4给出了由脉宽调制（PWM）技术产生的“理想”的波形图。依据这些理想波形，（即，极电压和极-极电压全是正弦的），则线电压的峰-峰值等于直流电源电压Vmax的1.7倍，而线-线电压有效值现仅为直流电源电压Vmax的61.2%。这就要求直流电源电压明显高于图3所示使用六步调制技术时所用的电源电压以便得到一给定的输出电压有效值。由于较高电压意味着在直流电源32中要有更多的电池，这就希望能够减少输出一定电压有效值所用的电池的数目。但是，该目的只应当在维持线-线电压波形为正弦时达到为好。

图5给出了表明依靠调制电极电压的方法如何能在理论上使电压有效值增加到给定的直流电源电压幅值，那么电极电压的波形为在直流电源的两个限定电压值上带有平顶部份的正弦波部份，从而线-线正弦波U的峰值精确地处在Vmax和Vmin上。线电压U峰-峰值是直流电源电压Vmax的两倍，而且线-线电压有效值增加到直流电源电压Vmax的70.7%。这是理论上从直流电源所能获得的最大的正弦电压。

但是，图5的理论上的最大值是达不到的，这是因为用在电极处的可控硅和晶体管等的固体开关装置的“开”和“关”的时间限制所致。每一电源开关在“开”和“关”时一定会存在一个最短的时间，典型值是50到100微秒内，这一点限制了PWM变换的占空比的百分数。

在PWM中，使用一个具有频率比变换器产生的最高交流输出频率高许多的载波把输出正弦波分成许多部分或载波周期。在每个这样的载波周期中，要得到的正弦波大小被转换成电极应闭合的每一载波周期的百分数。输出频率是由用于组成一个输出正弦波的这样的载波周期的数目所决定的。因此，如前文所述的电源开关的“开”和“关”的时间限制，在实施例中，当开关时间最小值取100μs，载波周期取1000μs，其允许占空比是0%，10%到90%，和100%。在0%和10%之间，以及90%和100%之间的占空比是不能完成的禁区。电源开关装置“开”和“关”时间用于决定调制系数M，对上述例子中，M应为0.9。

图6给出了应用电源开关装置的开和关时限时获得的极电压V和V，以及合成的线-线电压U。从中看到在调制系数M处的极电压V和V的平直部份，在1-M处它们具有平直部份，这些地方Vmax等于1。在图6的实例中，峰-峰，线-线电压U限制到直流电源电压Vmax的1.6倍，线-线电压有效限制到直流电源电压Vmax的56.6%。

从本发明看出，在前例中，以前规定的在0和10%之间，以及在90%和100%之间的占空比是不能达到的。而0%和100%的占空比实际上是可以完成的。仅仅是在10%和90%之间不调整，而当被调整的变化着的波形达到一个占空比极限时，它就得以转换而以阶跃函数形式跳到邻近的固定电源极限值上。那么，波形被有效箝位或保持在此极限值上，直到波形再次需要转变到允许的范围为止。当此时刻到来时，波形便被转换，这样就从固定电源电压极限值迅速跳回到被调整的，变化着的波形部份。这样的极-参考点波形V，V和V，以及合成的正弦线-线波形U，U和U在图7中表示出来。

在图7中注意到，当一个极电压波形，例如V，被箝位在电源电压限值Vmax，或说箝位在电源电压限值0时，被用于形成极-极电压U的有关极电压V按要求变化以给U提供一正弦波形。

如图7所示，在第一个60度电角度内，随着极电压V变换到低电源电压限值，极电压V实际上被整形成与从0到60度的所要求的U部份完全一样，即U等于0-V，或-V。

当变动的极电压V达到占空比限值M时，它便得以转换，在点58处从调整的波形跳到固定的电源电压极值Vmax。同时，极电压V从低的固定电源电压限值，即从0，跳跃到点60处。从点60到点62的V的变动部份被截去，这样从60度到120度的V-Vmax形成了所需要的U的负向正弦部份。当V突然地从电源电压上限值Vmax跃回到在点64处的调整区时（120电角度处），V产生向下跳回到点66的变化。然后选择V和V的变化值这样合成的V-V形成U从120度到180度的这部份。在180度上，波形V在点68处达到占空比上限值，然后被转换以便波形急剧地跳跃到电源电压上限值Vmax。同时，波形V从点70跳跃到点72。选择它从180到240度的变化值，使得Vmax-V产生从180度到240度的所需的正弦波部份U。当V骤然从电源电压上限值Vmax转变到点74的允许区时，V同时达到在点76处的允许区的占空比的下限值，然后，向下跳跃到电源电压下限值。而在240度到300度范围内，V被箝位在零时，因为U＝V-0或U＝V，V和U波形重合。当V在点78处骤然从电源电压下限值转变到允许区时，V从点80处向上跳跃到点82，并且V与所需正弦波形U分开，这样V-V便从300度到600度形成所需的U的正弦部份。

从图7中将看到，在60度电角度中每一极电压的正向变化被开关转换到电源电压上限Vmax，变化部份集中到固定值上。而每一极电压的负向变化在60度电角度中被开关转换到电源下限值，变化部份也集中到固定值上。这就产生了最大的正弦极-极电压，当调制系数M是0.9时，它为直流电源电压Vmax的1.8倍。可得到的输出电压有效值是直流电源电压的63.6%，与图6结构比较，直流电源的使用改进了12.5%，那么，当直流电源是电池系统时，这意味着节约电池消耗12.5%。

当谈及的这个问题已集中到从PWM变换器中产生最大输出电压时，所公开的调制技术不要求不实际的开关占空因数，就能使任何电压产生所能获得的最大的电压值。从详细叙述的本发明实际实施例中，将很明显看到这一点。当极电压从最大值上减小时，其平直不变部份将停留在电源极限值上，直到所需的极电压降到恒定电源电压的70%时为止。在此值以下，极电压波形的平直不变部份就离开了电源电压极限值。

本发明优选实施例利用一以计算机为基础的调制器，它把一个极电压的波形，比如图7所示波形V，贮存在计算机存贮器的查寻表中，图8是以计算机为基础的PWM变换器90的线路图。变换器90包括一个三相桥路92，在其每一电极中具有电源开关，例如在第一极中的NPN晶体管94和96。二极管98和100分别与晶体管94和96并联，以运载反向电流。电池组102连接到桥路92的直流输出总线104和106，而且桥路92的交流输出端头108，110和112通过200H滤波器116连接到三相感应电机114上。

速度及位置反馈信号，例如从一个脉冲转轮产生的信号，从电机114或者从电机114驱动的负载反馈到主处理机118上。主处理机118从所需的和实际的转速信号中得到误差信号，并且将其转变成加到感应电机的电压幅值R和频率f。频率f能变换成角度F，它是由频率f和载波周期T计算而来的。角度F是在图14的查寻表中所示指针A应向前推进的角度。因此，角度F决定指针A横移过查寻表的比率。由于查寻表包含有一个周期的相电压的瞬时值，输出电压的频率就正比于角度F。幅值R是由直流电源102所提供的最大电压值Vmax的关系式表达出来的所需要的输出电压峰值，如：

R＝ (V要求的峰值)/(Vmax)

主处理机118把数据F随一地址一道输出到总线120上，地址是识别总线上的数据为角度F的。然后主处理机118再把数据R随一地址一起输出到总线120上，该地址是识别总线上的数据为幅值R的。一个单片微计算机122，例如Intel′s 8051可以用作PWM控制器。计算机的2MH信号地址锁存选通信号ALE接到分频器124上，如4位计数器，以便给计算机提供250KH的定时信号。微计算机122利用数据R和F为电极驱动器准备信号，电极驱动器控制着电极的通和断的时间。电极驱动器可以是6个开通集电极缓冲器，它们提供±15mA电流去控制电极。

更特殊的是，图7和图9所示波形V贮存在微计算机只读存贮器（ROM）128中，为举例起见，画在机芯外边，计算机的随机存取存贮器（RAM）130也画在机芯外部。贮存的V的最大值用于波形整个360电度角。在查寻表中，入口数目可以选择任一要求数目，如1020个入口，以获得所需的结果。

图9表示在最大值上的V。图10和图11表示V的分量W和W，用它们产生从零到其最大值的V的全部值。W和W的值贮存在ROM的查寻表中。换言之，贮存在ROM中的分量W和W的排列如图12和图13所示。使用图12和图13的分布的优点是符号位可从W移动到W。这样W的全部位数都可用于幅度分解。当它是“开”“关”信号时，并且全部字节都可用时，W吸取符号位而没有分解损耗。图14是一个ROM图，其中W贮存在1号查寻表中，W贮存在2号查寻表中。

如图14所示，1号和2号查寻表的ROM图中，指针A按照角度F的值置位在查寻表中。换句话说，每一新角F推进指针A以获得V的新数值。然后，从指针A的新位置推进指针B经过120度而获得波形V，从指针A的新数值推进指针C经过240度而获得波形V。查寻表在指针推过360度经过表的末端后又回到表的起始端，查寻表是环绕着的。

图15，16和17是用于实施本发明的可存贮在只读存贮器（ROM）128的程序流程图。图15是预置程序，图16是中断驱动程序，图17是主控制程序。当电源打开时，图5所示程序输入132。136步把指针预置在随机存取存贮器（RAM）130的先进先出（FIFO）堆栈130中，恰如指针134进入图19的RAM图中的FIFO堆栈一样。堆栈含有在电极中每一变化电压的持续时间，具有每一持续时间间隔内的各电极的理想状态。138步等效

进制数值的二进制计数0000 0001装入1.02ms软件计时器内，如在图22的RAM图所示。1.02ms计时器将被除法器124的输出每4微秒减一次，因此，在1020微秒中溢出计数为255。这就给脉宽调制功能建立起载波周期。

140步把软件持续时间计时器置零，如图22的RAM图所示持续时间计时器。这个持续时间计时器包含有在电极间的上一个和下一个开关动作变化的时间间隔。

142步获得从ROM128来的调制系数M，对于所使用的特定变换器而言它是一常量。如前所述，最大调制系数M是由在电极使用的电源开关装置的开启和关闭时间决定的，而调制系数产生邻近于电源电压极限值的占空比的禁带。在以前提出的范例中，最大调制系数M选择为0.9，但是实际值将依赖于在三相桥路92中选用的电源开关特性。

144步用2乘常量M然后由乘积减1。其结果贮存在图22中所示的RAM图中的位置M，如果M为0.9，M将为0.8。准备M的目的以后解释。144步继续进到146步，在此处转到图17所示主控程序的起始位。

图22所示持续时间计时器的每次溢出，微计算机122产生一次中断。它指向图16中所示的中断程序的起始地址150。152步把下一个持续时间间隔送入持续时间计时器。154步为下一持续时间间隔输出三个电极状态到输出缓冲器，或称电极驱动器126，如图8所示。152步和152步得到持续时间值和三个电极的数字状态信号，它来自图19中所示的与FIFO堆栈有关的指针134的位置。指针134被推进到156步和158步上，计算机就回到发生中断时的编程任务。

图15中所示的预置程序的步骤146转移到图17所示的主程序的起始地址164。步骤166检索出从RAM130来的正弦波取样点之间幅度R和角F的最后的值。168步把角F加在图14所示的查寻表中指针A表示的位置上。并把指针A推进到这个新位置上。170步把120度加到指针A的这个新位置上，并且移动指针B到这个新位置。步骤170则把240度加到指针A的新位置上，并且将指针C移动到这个位置上。172步从查寻表1和2中获取W和W，而查寻表1和2是分别贮存在指针A，B和C处的。步骤172也要检索出在图15程序步骤144中算得的M的数值。

下面步骤，174到182，是为图10和11所示查寻表安排的。174步确定R的值，即在下一个载波周期内所要的峰值的电压，是否超过M的值。如果超过的话，176步就把W的值送入如图22RAM图表示的RAM的位置W。如果R没有超过M，步174就转移到178步，在此计算一个等于（W-0.5）×（R-1） W的值，并把此值存在位置W上。步骤174，176和178的目的是要防止电极在禁区内被切换，该禁区就是如图7所示的从0到（1-M）和M到1。

180步为每一电极电压W的查寻表值乘上幅度R，然后把其积加上W。其和就是用于电极实际要求的标准幅值V，V和V，（对电池电压而言是标称值）。122步把这些实际要求的标准幅值转换成在下一载波周期内每一电极所用的总的开关“接通”的时间，这是通过把每一数值乘载波周期1.02ms获得的。每一电极的“接通”时间内在整个载波周期内产生的平均输出电压通常等于极电压的要求值。

以下公式说明用以表示程序步骤中的过程：

（1）M＝2M-1

（2）如果R＞M，则W＝W

（3）如果R＜M，那么W＝（W-0.5）×（R-1） W

（4）V＝R×W

W

（5）T＝VT

以上公式中，V是1号电极的瞬时要求电压，T是1号电极“接通”时间，T是载波周期。对2号电极和3号电极各自的时间T和T可用公式（4）和（5）用与1号电极的时间T的相同方法计算。在图15的步骤144中执行公式（1）;在图17的步骤174和176中执行公式（2）;在图17的步骤174和178中执行公式（3）;在步骤180中执行公式（4）;而在图17的步骤182中执行公式（5）。

当使用图12和图13查寻表结构而不是用图10和图11的结构时，步骤176和178要被执行确定W的以下逻辑式和公式的步骤代替。

如果R≤M并且W＝0，那么：

（6）W＝（1-R）÷2

如果R≤M并且W≠0，那么：

（7）W＝（1

R）÷2

如果R＞M并且W＝0，那么：

（8）W＝0

如果R＞M并且W≠0，那么：

（9）W＝1

当使用图12和图13所示查寻表结构时，步骤180和182也要被执行决定T的以下逻辑式和公式的步骤代替。

如果W＝-1，那么：

（10）V＝W-R×W，并且

（11）T＝VT

如果W≥0，那么：

（12）V＝W

R×W，并且

（13）T＝VT

图17A表示当使用图12和13查寻表时图17的变换。当R超过M时，步骤174转移到步骤200，当R不超过M时，步骤174就转移到步骤206。步骤200检查W是否等于零。如果是，202步就置W到零，如果W不是零，步骤200转移到使W置到1的步骤204。

步206检查W是否等于零。如果是，步骤208就置W等于（1-R）÷2，如果W不为零，步骤210就置W等于（1

R）÷2。

步骤202，204，208和210全部进入步骤212，此处检查W是否等于或大于零。如果是的话，V要求的瞬时电压幅度就由214步的W R×W决定。如果W小于零，即为负值，216步使用关系式W-R×W决定V。步骤214和216两者都进入到步骤218，此处决定一号电极“接通”时间作为新载波周期，它是用载波周期T乘以希望的电压幅度而得到的载波。步骤218进入到步骤186，如前所述。

如果仅仅要使用单边调制，例如后沿调制，182步将直接进入190步。如果要使用双边调制的话，即一电极开关时间不落在载波周期的禁带内，与不用双边调制而用单边调制一样，182步进入到186步以检查R是否超过M。如果R超过M，那么，186步进入190。如果186步发现R没有超过M，那么可以用双边调制，186步推进到188步。

188步决定双边调制的电极的通和断时间，它是在载波周期内对准的“通”的时间。图18举出双边调制一例。如果必须使用单边调制，步骤190决定了单边调制的通和断的时间。图20举出单（后沿）边调制一例，其中，如果电极在全部载波周期内闭合的话，那么在载波周期的起始处它总是闭合的。

步骤188和190两者进入到步骤192，该步骤决定了每一电极开关变化之间的持续时间，它为每一持续间隔产生一个三位数电极信号。持续时间和三位数电极信号贮存在RAM130的FIFO堆栈中，如图19所示。

以图18所示双边调制为例，第一电极变化发生在200μs，这个值被入图19中所示的FIFO堆栈的顶部。在从零到200μs时间内，全部打开，因而，三位数电极信号为000，这个信号也贮存在图19所示FIF 堆栈中。下一电极电压变化发生在300μs，它与上一极电压变动以后有100μs的间隔。值100μs被送入FIFO堆栈中下一个位置上。在隔200到300μs时，电极1和2关断，电极3打开。因此，三位电极号为001。这个过程继续进行直到全部载波周期都已复盖为止。当利用一个FIFO堆栈内的数值的同时，下一载波周期的值就被进行计算，且存贮在相似的FIFO堆栈中，如图9所示。

以图20所示单边调制为例，第一极（电压）变化发生在200μs上此值被送入图21所示的FIFO堆栈的顶部，在这个时间间隔上，所有电极都闭合，因而三位电极信号为111。下一电极变化发生在400μs上这是从上一电极电压变化发生后的800μs。因此，200μs被送入堆栈一个位置上。在这个间隔中，电极1打开，电极2和电极3闭合。因此位电极信号为011。这个过程继续下去直到下一载波周期的整个信息已处理完毕为止。

在完成步骤192以后，直到下一载波周期开始时不再做什么了。因此在194步送入等待循环。当然时间计时器的中断将把程序指向图16所示续时间计时器中断程序的地址150。

当发生了1.02ms计时器中断，给下一载波周期发出开始信号时，步 194进入步骤195，在此处它做必要的内务处理为下一载波循环做准备。骤195在步骤196返回转到主程序的起始点164上。

总而言之，本文公开的新的，改进了的PWM变换器系统，与现有术相比，它把直流电源的利用率提高了12%。

图中使用的参考数号一览表

图例参考号图号

负载 50 1

速度测试 52 1

处理机 54 1

PWM控制 56 1

滤波器 116 8

主处理机 118 8

总线 ACK 120 8

地址锁存选通信号 8501 Mc

计时器 122 8

分频器 124 8

电极驱动器 126 8

只读存贮器 128 8

随机存取存贮器 130 8

开始 132 15

预置FIFO指针 136 15

启动1.02ms计时器 138 15

零持续时间计时器 140 15

取M 142 15

M←2＊M-1 144 15

到主控制程序 146 15

持续计时中断 150 16

从FIFO取下一持续时间

并送入持续时间计时器 152 16

图例参考号图号

从FIFO取电极电压信号

输出到缓冲器 154 16

推进FIFO指针 156 16

返回 158 16

主控制 164 17

从正弦取样点之间取幅度R

和角度F 166 17

将角F加到指针A指到查寻

表1的现在的位置上

并把指针A推入新位置上 168 17

把120°加到指针A的位置上

并把指针B推到这个位置;

把240°加到指针A的位置

并把指针C推到这个位置 170 17

取存贮指针A，B和C的值

W和W;

取M 172 17

R＞M 174 17

R＞M 174 17A

W←W 176 17

W←（W-0.5）＊（R-1）

W 178 17

幅度R乘查阅表值W并且

将W加到每一电极的标准幅值V 180 17

图例参考号图号

把实际幅值V乘1.02ms来为

每一电极确定总的电源开关的

“接通”时间 182 17

R＞M 186 17

决定双边调制的极电压通和断时间 188 17

决定单边调制的极电压通和断时间 190 17

分类程序;确定每极电压变化

之间的持续时间，确定每一极电压

的信号并且存贮在FIFO

RAM中 192 17

1.02ms计时中断 194 17

准备下一个载波周期 195 17

返回164 196 17

W＝0 200 17A

W←0 202 17A

W←1 204 17A

W＝0 206 17A

1-R

W← 208 17A

2

1

R

W← 210 17A

2

W≥0 212 17A

V←W

R＊W 214 17A

图例参考号图号

V←W-R＊W 216 17A

T←VT 218 17A

Claims

1、一种将一个工作在具有固定上限电压(Vmax)和下限电压(φ)的直流电源脉宽调制或PWM变换器的三相输出电压增大到最大值的方法，其特征包含以下步骤：

产生[图7～9(V存贮在128)]大体上正弦变化的极电压[图4～7(V，V，V，)]，而这些电极电压在邻近供电电源的每个极值的预定区域内的直为0；

在每个半周期内[图1(38，40，42)，图8(94，96)]每个极电压转换到预定的固定电源极值(Vmax或φ)时，产生阶跃变化[图7(58@60，64@120°，76@240°，78@300°]，极电压波形从大致上的正弦波变化值达到固定的极限值；

当预定的相应极电压为固定时，变更每个极电压的波形[图17或17A]，这样所合成的三相极一极电压[图4～7(U，U，U)]的波形是正弦的。

2、如权利要求所说的方法，其中在每个半周期内的60°电度角中，开关阶跃将每个极电压保持在电源电压极限值。

3、如权利要求1或权利要求2所说的方法，其中，在正向负向变化的半个周期内，开关阶跃分别将每个极电压维持在电源电压的固定上限（Vmax）和下限（φ）极值上。

4、如权利要求1或3所说的方法，包括有在一存贮器〔图8（128）〕中存贮〔图14〕理想的极电压波形的步骤。

5、如权利要求4所说的方法，其中，在一个存贮器中存贮理想极电压波形的步骤包括有在第一查寻表〔图14（W）〕中贮存的波形变化部份和在第二查寻表（W）中贮存的该波形的固定部份的步骤。

6、如权利要求5所说的方法，包括的步骤有，对变换器提供〔图8（128）;图15（142）〕最大调制系数M并提供〔图8（130）;图17（166）〕瞬时供电电压最大系数R，并且包括有修改来自第一查寻表中的值的步骤〔图17（180），图17A（212-216）〕，该第一查寻表响应于M和R之间的一个预定关系式〔图17（174），（176），（178）〕〔图17A（174-210）〕。

7、如权利要求6所说的方法，其中所说的关系式是指R有关于一个等于两倍的调制系数M减1的数值。

8、如权利要求5或权利要求6所说的方法，其中W包含正值和负值〔图10，11〕，而W的值则都是相同的极性值。

9、如权利要求8所说的方法，其中有以下步骤：

为变换器提供最大的调制系数M〔图8（128），图15（144）〕;

提供一个瞬时的理想的最大供电电压的系数R〔图8（128），图17（166）〕;

设置一个等于2M-1的变量M〔图15（144）〕;

设置一个变量W，当R超过M时它等于W〔图17（176）〕;

设置一个变量W，当R不超过M时它等于（W-0.5）（R-1）

W〔图17（178）〕;

然后根据关系式WR

W决定对一个极电压的实际需要的电压幅值V〔图17（180）〕。

10、如权利要求9所说的方法包括以下的步骤：

将理想的极电压波形分为许多载波周期，每个具有持续时间T，〔图8（124）〕，然后按照关系式VT决定将电极“通”的时间T〔图17（182）〕;

11、如权利要求5或权利要求6所说的方法，其中W的值都是极性相同的〔图12，图13〕，而W则既包括正值也包括负值;

12、如权利要求11所说的方法包括的步骤如下：

为变换器提供最大的调制系数M〔图8（128），图15（144）〕;

提供一个瞬时的理想电源电压的最大值的系数R，〔图8（128），图17（166）〕;

设置一个等于2M-1的变量M〔图15（144）〕;

判断R是否超过M〔图17A（174）〕;

判断W是否等于零（200，206）;

设置一变量W，当R超过M而W等于零时，它趋向零（204）;

设置变量W，当R不超出M而W为零时它为（1-R）/2（208）;

设置变量W，当R不超出M而W也不为零时它为（1

R）/2（201）;

确定W是否为负值（212）;

当W为负值时，对于极电压按照关系式W-RW确定实际要求的幅值V作为一个极电压（216）;

当W不为负值时，按照关系式W

RW对实际要求的电压幅值V进行判断（214）。

13、如权利要求12所说的方法包括步骤如下：

从每个具有时间间隔T的载波周期中构成理想的电压波形〔图16，19〕;

按上关系式VT决定电极“通”的时间（图17（128）〕。

14、在按照权利要求1的方法操作的PWM变换器〔图1（30），图8（90）〕包括有：具有三个电源电极（电极1，2，3）的一个三相桥电路〔图1（38，40，42）〕可连接到直流电源电压（102）的直流输入端（104），（106），该电源电压预定的固定上限〔图7（Vmax）〕和下限极值电压φ;接到一个负载电路〔图1（50），图8（114）〕的交流输出端〔图1（44），（46），（48），图8（108，110，112）〕，还包括有控制装置〔图1（56），图8（122）〕用以控制电源电极的导通时间，从而获得大致上为正弦的极电压〔图4～7（V，V，V）〕，该正弦的电压交变于电源电压的上限和下限极值之间，而并不进入预定的区域〔M和Vmax之间，（1-M）和φ之间〕，以及邻近的每一极值，其特征包括有：所说的控制装置包括的装置〔图1（38，40，42）;图8（92），图7～9（贮存于128的）V，图17〕用以控制每个极电压的各半个周期以便在预定的电度角中〔图7（58@60°，64@120°，76@240°，78@300°〕获得一个预定电源电压的固定极值〔图7（Vmax或φ〕，从而形成阶跃变化，从大致上的正弦波变化电压变为与固定极值相关的固定限值电压，以增大能从非直流电源获得的最大的极-极电压有效值〔图4～7（U，U，U）〕。

15、如权利要求14所说的PWM变换器，其中控制装置包括一个存贮器〔图8（128）〕，一个极电压的理想的最大波形存贮在该存贮器中。

16、如权利要求15所说的PWM变换器，其中在存贮器包括有第一和第二查寻表〔图14〕，而极电压波形的变化部份的值（W）存贮在第一查寻表内，极电压波形的固定部份的值（W）则存贮在第二查寻表内。

17、如权利要求16所说的PWM变换器包括有一些装置〔图17（180），图17A（212-216）〕，用于变更响应于预定关系式的〔图17（174），（176），（178，图17A（174-210）〕第一查寻表的值，该关系表达了变换器调制系数与从变换器输出的理想电压在任何瞬时的关系。

18、如权利要求14所说的PWM变换器中，当每一极电压都处于预定电源电压的固定极限值时，控制装置改变预定的变化着的极电压的幅值，提供正弦的极-极电压。

19、如权利要求14或18所说的PWM变换器，其中预定的电角度是60°，它在每一极电压的每一半周期中中心对称。

20、如权利要求1所说的PWM变换器，其中极电压波形除了在每个半周期预定电角度数中被转换为电源电压极值外，还被整形〔图2，7（U，U，U）〕，这样当一个极电压的固定部份与一个预定的变化极电压失量合成时，其结果就得到一个正弦的极-极电压。