JPS61196772A - パルス幅変調インバータ及びかかるインバータの最大出力電圧を増大させる方法 - Google Patents

パルス幅変調インバータ及びかかるインバータの最大出力電圧を増大させる方法

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JPS61196772A
JPS61196772A JP61034925A JP3492586A JPS61196772A JP S61196772 A JPS61196772 A JP S61196772A JP 61034925 A JP61034925 A JP 61034925A JP 3492586 A JP3492586 A JP 3492586A JP S61196772 A JPS61196772 A JP S61196772A
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ウイリアム・ロバート・キヤプト
アラン・ルイス・フツソン
ケネス・クン・リー
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はインバータ、特に固定電圧のＤＣ電源で作動で
きるパルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ及びかかるイン
バータの最大出力電圧な増大させる方法に関わる。
用途によっては、例えばＡＣ誘導電動機のような高調波
のない３相負荷をバッテリ・バンクのような固定出力電
圧を有するＤＣ電源で作動させるのが望ましい場合があ
る。バッテリはコストが高いから、使用するＤＣ電圧か
らできるだけ高いＲＭＳ線間電圧を得ることが望ましい
。
本発明の主要目的は、３相インバータのＲＭＳ出力電圧
を最大にすることによってこの出力電圧を発生させるの
に必要なバッテリ個数を最少限に抑える方法及び装置を
提供することにある。
この目的を達成するため、本発明は、一定の電圧上限及
び電圧下限を有するＤＣ電源により給電されるパルス幅
変調インバータの最大３相出力電圧を増大させる方法に
おいて、電源の上下限に近い所定ゾーンでは値を持たな
い、ほぼ正弦変化する相電圧を発生させ：半サイクルご
とに各相電圧を所定の電源限界値に切換えることにより
、相電圧波形をほぼ正弦変化する値から固定限界値にス
テップ状に変化させ、３相線間電圧波形が正弦波となる
ように、所定の連携相電圧を一定の値に保ちながら各相
電圧の波形を修正するステップから成ることを特徴とす
る方法を提供する。
本発明はまた、３つの極を有する３相ブリッジ回路、所
定の上限電圧及び下限電圧を有する単方向電源に接続可
能なＤＣ入力端子、及び負荷回路に接続可能なＡＣ出力
端子から成り、上下限に近い所定ゾーンに入ることなく
電源の上下限電圧値間を交番するほぼ正弦波相電圧を提
供するため各種の導通時間を制御する制御手段を含む、
ＰＷＭインバータにおいて、制御手段が各相電圧の各半
サイクルを所定個数の電気角にわたって電源の所定限界
電圧値に切換えることにより、ほぼ正弦変化する波形か
ら連携の固定限界電圧値までステップ状に変化させて単
方向電源から得られる最大のＲＭＳ線間電圧を増大させ
る切換え手段を含むことを特徴とするＰＷＭインバータ
をも提供する。
以下、添付図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明
する。
要約すると、本発明は電源の出力電圧が一定である場合
のＰＷＭインバータの構成及このインバータの使用方法
を開示する。各相電圧を各相電圧の各半サイクルの所定
部分にわたって変動値から所定の電源限界値に切換える
ことによってインバータから最大の３相ＲＭＳ出力電圧
が得られる。相電圧の正側交番または半サイクルの所定
個数の電気角にわたって、相電圧がＤＣ電源の固定上限
、即ち、正出力端子に切換えられる。また、負側交番ま
たは半サイクルの所定個数の電気角にわたって、各相電
圧がＤＣ電源の固定下限、即ち、負出力端子に切換えら
れる。また、１つの相電圧を固定しながら、所定の相間
電圧を発生させるのに必要な所定の連携相電圧を、相間
電圧が正弦波電圧となるように、必要なだけ修正する。
本発明の特定実施例では、マイクロコンピュータにより
制御される変調器を採用し、１つの電源電圧の波形を固
定記憶装置（ＲＯＭ）に記憶させる。波形は出力が組み
合わされる第１及び第２の探索表に記憶される。相電圧
波形の変動部分は第１探索表に、固定部分は第２探索表
にそれぞれ記憶される。第２探索表は上下固定限界値を
単一ビットで、例えば上限を「１」で下限を「ＯＪでそ
れぞれ表現することができる。
添付図面の特に第１図には、バッテリ・バンクのような
一定出力電圧のＤＣ電源３２により作動させることので
きる３相パルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ３０を略示
した。３相ブリツジの形のインバータ３０はＤＣ電源３
２と接続するＤＣバス３４．３６を含む。バス３４は電
源３２の固定上限または正端子と接続し、バス３６は電
源３２の固定下限または負端子と接続する。
交流の３相電圧を発生させる第１、第２及び第３のＦｉ
１３８．４０，４２をバス３４．３６間に接続する。極
はそれぞわ出力端子をＤＣ電源３２の正または負側と接
続する２位置スイッチとして働く。８ｉ３８．４０，４
２は速度が制御されるエレベータのかごを駆動する３相
ＡＣ誘導電動機のような３相ＡＣ負荷５０と接続する出
力端子４４．４Ｂ、４Ｂをそれぞれ具備する。エレベー
タのかごは一例に過ぎず、３相誘導電動機によって駆動
される負荷は速度が制御されるものならいかなるもので
もよい。速度パターン発生器５２はかご位置に応答して
所要のかと一速度を示す信号を供給し、プロセッサは所
要の速度を実速度と比較して誤差信号を形成する。プロ
セッサ５４は誤差信号に応答して、速度誤差を極力小さ
くするのに必要な、各時点における所要の電動機電圧及
び周波数を示す出力信号を供給する。ＰＷＭ制御装置５
６は誘導電動機がエレベータのかごを所期の速度で駆動
するのに必要波３相線間電圧Ｕｌ、　Ｕ２．　Ｕ３が各
極間において以下余白 第３図は６段階変調法を利用して、相または極電圧Ｖｌ
及びｖ２から得られるＡＣ線間電圧Ｕｌを図示したもの
である。線間電圧のピークピーク値ｕ１はＤＣ電源の２
倍、基本線間電圧のＲＭ５４ｕはＩ）Ｃ電源の７８！￥
であるが（即ち、電源が極めて能率的に利用された場合
）、波形は方形である。従って、このような波形には可
聴電動機ノイズ及びトルク脈動の原因となる有害な高調
波が多く、低ノイズ及び円滑な乗り心地が心頭条件であ
るエベータの駆動にはパルス幅変調技術が好ましい。
第４図はスイッチング制御モードにおいて極が導通及び
遮断されるＰＷＭインバータ制御方式を図解したもので
ある。多極の平均出力は線間電圧と同様に正弦波を画い
て変化する。第４図はＰＷＭ技術によって形成される「
理想」波形を示す。相電圧及び線間電圧がすべて正弦波
形である理想波形では、線間電圧のビークピーク値はＤ
Ｃ電源電圧Ｖｍａｘの１．７倍に等しく、線間電圧のＲ
ＭＳ値はＤＣ電源電圧Ｖｍａｘの僅かに６１．２Ｊであ
る。従って、ＤＣ電源電圧は所与のＲＭＳ出力電圧を発
生させるためには、第３図に示した６段階変調法を採用
する場合よりもかなり高くなければならない。
電圧が高けれ・ば、ＤＣ電源３２におけるバッテリの数
も多くなるから、所与のＲＭＳ出力電圧に必要なバッテ
リ個数を減らすことが望ましいが、この目的は線間電圧
波形を正弦波のまま維持しながら達成しなければならな
い。
第５図は多極における波形がＤＣ電源の上下限に等しい
扁平部分を有する正弦波により形成され、線間正弦波Ｕ
１のピークが正確にＶｍａｘ及びＶｍｉｎにくるように
多極を変調することによって所与の大きさのＤＣ電源に
対してＲＭＳ電圧を理論的に増大させる態様を図解した
ものである。線間電圧のピークピーク値Ｕ１はＤＣ電源
電圧Ｖｍａｘの２倍であり、線間電圧のＲＭＳ値はＤＣ
電源電圧Ｖｍａｘの７ｏ、７９６まで増大する。これは
ＤＣ電源から得られる理論上最大の正弦波電圧である。
しかし、多極に使用されるソリッドステートスイッチン
グ装置、例えば、サイリスタまたはトランジスタの「導
通」及び「遮断」時間には制約があるから、第５図の理
論上の最大値は得られない。それぞれの電源スィッチの
「導通」または「遮断１時間はできるだけ短くなければ
ならない。典型的には５０乃至１００μｓでなければな
らない。これがＰＷＭインバータのデユーサイクル率を
制限する。
ＰＷＭにおいては、インバータによって形成できる最大
のＡＣ出力周波数よりもはるかに高い周波数の搬送波を
利用することにより、出力正弦波を複数の部分または搬
送波周期に分割する。各搬送波周期中の所要正弦波の振
幅は、各搬送波周期のうちの多極が導通される時間が占
める比率に相当する。出力周波数は１つの出力正弦波を
構成するのに使用される搬送波周期の数によって決定さ
れる。従って、電源スィッチの「導通」及び「遮断」時
間が上記のように制約され、最小導通及び遮断時間を１
００μｓとし、搬送波周期を例えば１０００μｓとすれ
ば、許容デユーティサイクルは０９６、ｌＯ零乃至９０
＊、及び１００＊である。０零〜１０９６間、及び９峙
乃至１００＊間のデユーティサイクルは達成不能な禁止
ゾーンである。電源スイツチ装置の「導通」及び「遮断
」時間を利用することによって変調度Ｍ１を決定する。
上記例の場合、変調度Ｍ１は０．９となる。
第６図は電源スイッチング装置の導通及び遮断時間に制
約が加わる場合に得られる相電圧Ｖｌ、　Ｖ２及び、そ
の結果書られる線間電圧Ｕ１を図解したものである。相
電圧ｖ１及びｖｌは変調度Ｍｌにおいて扁平部分を有す
ると共に、Ｖ＋ｎａｘが１に等しい場合１−Ｍにおいて
も扁平部分を有する。第６図の例では、線間電圧のピー
クピーク値Ｕ１はＤＣ電源電圧Ｖｍａｘの１．６倍に制
限され、線間電圧のＲＭＳ値はＤＣ電源電圧　　′Ｖｍ
ａｘの５６．Ｈに制限される。
本発明は上記例では、デユーティサイクル０乃至１０机
及び９０乃至１００！ｋが達成不能であるが、０９６及
び１００！ｌｉのデユーティサイクルが実際に達成でき
るとの知見に基づいている。
ｌＯ零乃至９０９６間だけで制御するのではなく、。
制御下の変動波形がデユーティサイクル限界に達すると
、隣接の固定電源限界値までステップ状にジャンプする
ようにスイッチングする。次いで、波形が再び許容範囲
へ復帰しようとするまで、この波形を有効にクランプま
たは保持する。波形が再び許容範囲に戻る時には、固定
電源限界値から急激に制御下の変動部分に復旧するよう
にスイッチされる。このような電極間基準波形Ｖｌ、　
Ｖ２及びＶ３、及びその結果、形成される正弦波線間波
形ｔｌｌ。
Ｌｊ２．　ｔ１３を第７図に示した。
第７図から明らかなように、１つの相電圧波形、例えば
ｖｌを電源限界値Ｖｍａｘまたは電源限界値Ｏ１に維持
しながら、線間電圧Ｕ１を形成するのに必要な連携の相
電圧ｖ２を必要量だけ変化させることによりＵｌの正弦
波形を形成する。
第７図のように、相電圧ｖ２が第１電気角陰６０°にわ
たって電源電圧下限値にスイッチされると、相電圧ｖ１
は０°から６０°までＵｌの所要セグメントと全く同じ
形状となる。即ち、Ｕｌは０−ｖｌ即ち−ｖ１に等しい
。
変動する相電圧ｖ１がデユーティサイクル上限Ｍ１に達
すると、点５８における制御された波形から固定電源Ｖ
ｍａｘまでジャンプするようスイッチされる。これと同
時に相電圧ｖ２は固定電源下限値、即ち、０から点６０
までジャンプする。次いで点６０から点６２へ変化する
ｖｌの部分が、Ｖ２−Ｖｍａｘが６０＠から１２０°ま
でのＵｌ再び許容ゾーンの点６４　（１２０″″）に急
激に戻ると、ｖｌは点６６までステップ状に降下するこ
とによって変化を吸収する。ｖｌ及びｖｌの変化する値
はＶ２−ＶｌがＵ１１７）１２０　′″から１８０°マ
チの部分を形成するように選択される。１８０゜の時点
で、波形ｖ２は点６８においてデユーティ−サイクル上
限に達し、次いでスイッチされて、電源電圧上限値Ｖｍ
ａｘまで急激にジャンプする。これと同時に波形ｖ１は
点７０から点７２までジャンプし、１８０°から２４０
＠　までの変化値はＶｍａｘ−Ｖｌが１８０　”から２
４０°までの所要の正弦波部分Ｕ１を形成するように選
択される。ｖｌが電源電圧上限値Ｖｍａｘから許容ゾー
ンの点７４まで一気に戻ると、これと同時にｖｌが許容
ゾーンの点７６の下限デユーティサイクルに達してから
電源電圧下限値まで降下する。２４０°〜３００′″に
おいてｖｌが０に保持されている間、［１−Ｖ２−０、
即ちＶ２であるからｖｌと旧は一致する。ｖｌが電源下
限値から許容ゾーンの点７８まで一気に戻ると、ｖｌは
点８０から点８２までステップ状に上昇し、ｖｌは所要
の正弦波Ｕｌからずれ、Ｖ２−ＶｌがＵｌの３００°か
ら３６０°までの所要の正弦波部分を形成する。
第７図から明らかなように、各相電圧の正側交■遣交番
部分はその交番部分の中心に均等に位置する６０＠の範
囲にわたって電源上限値Ｖｍａｘにスイッチされ、各相
電圧の負側交番部分はこれもその交番部分の中心に均等
に位置する６０°の範囲にわたって電源下限値にスイッ
チされる。その結果、変調度が０．９ならＤＣ電源ｖｍ
ａｘの１．８倍に相当する最大正弦波相聞電圧が発生す
る。利用可能な出力ＲＭＳ電圧はＤＣ電源電圧の８３．
８零となり、ＤＣ電源の利用率は第６図の構成に比較し
て１２．５＊改善される。即ち、　ＤＣ電源がバッテリ
・システムなら、バッテリのコストが約１２．５零節約
されることになる。
以上、ＰＷＭインバータから最大の出力電圧を得る方式
を中心に説明したが、本発明の変調方法を採用すれば、
スイッチング・デユーティ−サイクルを非現実的な値に
することなく、最大電圧までの任意の電圧を発生させる
ことができる。このことは以下に説明する本発明の実施
例から明らかになるであろう。相電圧が最大値から低下
すると、その扁平固定部分は所要の線間電圧が固定電源
電圧の約７０零まで低下するまでは最大値のままである
。約７０９６よりも低下すると、相電圧波形の扁平固定
部分は電源限界値から移動する。
本発明の好ましい実施例ではコンピュータにより制御さ
れる変調器を用いるが、第７図に記憶される。第８図は
コンピュータにより制御されるＰＷＭインバータ９０を
略示する構成図である。インバータ９０は多極に、例え
ば極Ｎｏ、１におけるＮＰＮ　）ランジスタ９４．９６
のような電力スイッチを有する３相ブリツジ９２を含む
。ダイオード９８．１００がトランジスタ９４．９６を
それぞれ分路して、逆電流を搬送する。バッテリ・バン
ク１０２はブリッジ９２のＤＣ出力バス１０４．１０６
と接続し、ブリッジ９２のＡＣ出力端子１０８．１１０
．１１２は２００Ｈｚフイルタ１１６を介して３相誘導
電動機１１４と接続する。
パルス・ホイールから発生するような速度及び位置フィ
ードバック信号が電動機１１４から、または電動機１１
４によって駆動される負荷から主プロセツサ１１８にフ
ィードバックされる。主プロセツサ１１８は所要速度信
号及び実速度信号から誤差信号を形成し、これを、誘導
電動機に供給すべき電圧の大きさＲ及び周波数ｆに変換
する。周波数ｆはこの周波数ｆと搬送波周期Ｔ９から計
算される角度Ｆに変換することができる。角度Ｆは第１
４図の探索表のポインタＡが進む角度である。即ち、角
度ＦはポインタＡが探索表を横断する速度を決定する。
探索表は１サイクル中の相電圧の瞬時値を記憶している
から、出力電圧の周波数は角度Ｆに比例する。大きさＲ
はＤＣ電源１０２によって提供される最大電圧Ｖｍａｘ
として表現された所要のピーク出力電圧であり、例えば
、 主プロセツサ１１８はバス１２０ヘデータＦを、このバ
スに現われるデータを角度Ｆとして識別するアドレスと
共に出力する。次いで主プロセツサ１１８はバス１２０
へ、データＲをこのバスに現われたデータを大きさＲと
して識別するアドレスと共に出力する。例えばＩｎｔｅ
ｌの８０５１のようなシングルチップ・マイクロコンピ
ュータ１２２をＰＷＭ制御装置として使用することがで
きる。コンピュータの２ＭＨｚ信号ＡＬＥを例えば４ビ
ツト・カウンタのような分周器１２４に供給することに
よってコンピュータの２５０Ｋ）Ｉｚクロック信号を形
成する。マイクロコンピュータ１２２はデータＲ及びＦ
を利用して、多極の導通及び遮断時間を制御する極ドラ
イバ１２６に対する信号を形成する。極ドライバとして
は、多極を制御するために±１５ｍＡの電流を供給する
６個のオープン・コレクタ・バッファを使用することが
できる。
具体的には、第７図及び第９図に示す波形ｖ１をＲＯＭ
　１２　Ｂに記憶させるが、図面にはその一部だけを例
示した。ｖｌの最大値は波形の全電気角にわたって記憶
させる。コンピュータのＲＡＭも断片的に図示しである
。探索表の記入項数は任意であり、所期の分解能が得ら
れるように、例えば１０２０記人項を選択する。
第９図はｖｌをその最大値で示し、第１０図及び第１１
図はＯから最大値までのｖｌのすべての値を形成するの
に利用されるｖｌの成分Ｗ１及びＷ４を示す。Ｗｌ及び
Ｗ４の値はＲＯＭの探索表に記憶される。ＲＯＭに記憶
される成分Ｗ１及びＷ４は第１２図及び第１３図に示す
ように配列することもできる。第１２図及び第１３図の
配列を利用した場合の利点として、符号ビットがＷｌか
らＷ４へ移動する。即ち、振幅の分解前用にＷｌのすべ
てのビットを利用できる。ｒオン」　「オフ」信号であ
るから、Ｗ４は分解能のロスを伴なうことなく符号ビッ
トを吸収し、バイト全体が利用される。第１４図はＷｌ
が探索表ＮＯ３１に、Ｗ４が探索表Ｎｏ、２にそれぞれ
記憶されいているＲＯＭマツプである。
第１４図から明らかなように、探索表Ｎｏ、１及びＮ０
０２のＲＯＭマツプにおいて、ポインタＡは表中で角度
Ｆの値に応じた位置を占める。
換言すると、新しい角度Ｆが現われるごとにポインタＡ
が移動してｖｌの新しい値が得られる。次いでポインタ
ＢがポインタＡの新しい位置から１２０°移動して波形
ｖ２が得られ、ポインタＣがポインタＡの新しい値から
２４０゜移動して波形ｖ３が得られる。探索表はラップ
メζンド形式であり、ポインタは３６０°で表の端を過
ぎると表のスタートに戻る。
第１５図、第１６図及び第１７図は本発明の実施例のた
めにＲＯＭ　１２８に記憶させることのできるプログラ
ムのフローチャートである。第１５図は初期値設定プロ
グラム、第１６図は割り込み被駆動プログラム、第１６
図は割り込み被駆動プログラム、第１７図は主要制御プ
ログラムである。第１５図のプログラムには、電源がオ
ンになると同時に１３２から入る。ステップ１３６にお
いてポインタはＲＡＭ　１３０の先入れ先出しくＦＩＦ
Ｏ）スタックに初期設定され、例えばポインタ１３４が
第１９図のＲＡＭマツプに示すＦＩＦＯスタックに設定
される。ＦＩＦＯスタックは各様の変化間の時間インタ
ーバルを、各時間インターバルに招ける各様の望ましい
状態と共に記憶している。ステップ１３８は１０進１（
０００００００１）に相当する２進カウントを、例えば
第２２図のＲＡＭマツプに示すように１．０２ｍ５ソフ
トウエア・タイマにロードする。１．０２ｍ５タイマは
除算器１２４の出力によって４μｓごとに歩進し、１０
１０２Ｏ後にカウント２５５でオーバフローする。こう
してＰＷＭ機能のための搬送波周期が決定される。
ステップ１４０は第２２図のＲＡＭマツプに示す持続時
間タイマのようなソフトウェア持続時間タイマをゼロに
する。持続時間タイマは各様の最新のスイッチング変化
と次のスイッチング変化との間のインターバルを記憶し
ている。
ステップ１４２は使用される特定インバータに固有のＲ
ＯＭ　１２８から変調度Ｍ１を得る。上述のように、最
大変調度Ｍ１は各様に使用されている電源スイッチング
装置の導通及び遮断時間によって決定され、変調度が電
源限界値付近に禁止デユーティ−サイクル・ゾーンを形
成する。上述した例では最大変調度Ｍ１を０．９に選択
したが、実際の値は３相ブリツジ９２に使用する電源ス
ィッチの特性に依存する。
ステップ１４４は定数Ｍ１に２を乗じ、この積から１を
減する。この結果が第２２図のＲＡＭマツプにおける場
所Ｍ２に記憶される。即ち、もし旧が０．９なら、Ｍ２
は０．８となる。Ｍ２作成の目的は後述する。ステップ
１４４からステップ１４６に進み、ここで第１７図に示
す主要制御プログラムのスタートまでジャンプする。
マイクロコンピュータ１２２は第２２図に示す持続時間
タイマがオーバフローするごとに割り込みを発生させ、
第１６図に示す割込みプログラムのスタート・アドレス
１５０に向ける。ステップ１５２は次の持続時間インタ
ーバルを持続時間タイマにロードする。ステップ１５４
を第８図に示す出力バッファまたは極ドライバ１２６に
対して出力する。ステップ１５２及び１５４は第１９図
に示すＦＩＦＯスタックと連携するポインタ１３４の位
置から持続時間値及び３デジツトの極の状態を示すデジ
タル信号を得る。ポインタ１３４はステップ１５６及び
１５８において進められ、コンピュータは割込み時に実
施していた仕事に戻る。
第１５図に示す初期値設定プログラムのステップ１４６
は第１７図に示す主要プログラムのスタート・アドレス
１６４までジャンプする。ステップ１６６は最新の振幅
値Ｒ５及び正弦波サンプリング時点間の角度ＦをＲＡＭ
１３０から検索する。ステップ１６８は第１４図に示す
探索表中のポインタＡの現在位置に角度Ｆを加算し、ポ
インタＡをこの新しい位置に進める。ステップ１７０け
ポインタＡの新しい位置に１２０°を加算し、ポインタ
Ｂをこの位置まで進める。ステップ１７０はまた、ポイ
ンタＡの新しい位置に２４０°を加算し、ポインタＣを
この位置まで移動させる。
ステップ１フ２はポインタＡ、Ｂ及びＣのそれぞれに記
憶されている探索表１及び２からそれぞれ値Ｗ１及びＷ
４を得る。ステップ１７２はまた、第１５図に示すプロ
グラムのステップ１４４で計算されたＭ２値を検索する
。
以後のステップ１７４〜１８２は第１０図及び第１１図
に示す探索表構成のステップである。ステップ１７４は
次の搬送波周期中に必要なピーク電圧であるＲ値がＭ２
値よりも大きいかどうかを判定する。もしＭ２値よりも
大きければ、ステップ１７６がＷ４の値を、第２２図の
ＲＡＭに示すように、ＲＡＭの場所Ｗ５にロードする。
もしＲがＭｌよりも大きくなければ、ステップ１７４が
ステップ１７８に進み、（Ｗ４−０．５）　（Ｒ−１）
＋Ｗ４に等しい値を計算し、この値を場所Ｗ５に記憶さ
せる。ステップ１７４．１７６及び１７８の目的は第７
図に示すように、８極が０〜（１−Ｍｌ）及びＭ１〜１
の禁止ゾーン内でスイッチされるのを防止することにあ
る。
ステップ１８０は８極のＷｌの探索表値に振幅Ｒを乗じ
、この積にＷ５を加算する。この合計値が８極の実際の
所要正規化振幅値Ｖｌ。
Ｖ２．　Ｖ：＋（バッテリ電圧に正規化）である。ステ
ップ１８２はこれらの実所要正規化振幅値を、多値に搬
送波周期１．０２ｍ５を乗算することにより、次の搬送
波周期中の８極の総「導通」時間に換算する。８極の「
導通」時間から、相電圧の現時必要値に等しい、搬送波
周期にわたる平均出力電圧が得られる。
下記式はここまで述べたプログラムステップにおけるプ
ロセスを示す。
（１）　Ｍｌ−２Ｍ１−１ （２）　　Ｒ＞ＭｌならＷ５−Ｗ４ （３）　Ｒ＜ＭｌならＷ５−　（Ｗ４−０．５）・（Ｒ
−１）＋Ｗ４（４）　Ｖｌ−Ｒ−Ｗ１＋Ｗ５ （５）　Ｔ１＝Ｖ１Ｔ９ 上記式において、ｖｌは極Ｎｏ、１の現時必要電圧、Ｔ
１は極Ｎｏ、１の「導通」時間、Ｔ６は搬送波周期であ
る。極２及び３の時間Ｔ２及びＴ３はそれぞれ、極Ｎｏ
、１の時間Ｔ１と同様に式（４）及び（５）を利用して
計算する。式（１）は第１５図のステップ１４４におい
て、式（２）は第１７図のステップ１７４及び１７６に
おいて、式（３）は第１７図のステップ１７４及び１７
８において、式（４）はステップ１８０において、式（
５）は第１７図のステップ１８２においてそれぞれ実施
される。
第１０図及び第１１図の構成ではなく、第１２図及び第
１３図に示す探索表構成を利用する場合、ステップ１７
．６及び１７８の代わりに下記論理式及び方程式を実施
してＷ５を求める。
Ｒ＜Ｍｌ、　Ｗ４−０ならば （Ｉｔ）　Ｗ５−（Ｒ−１１÷２ Ｒ＜Ｍｌ、　Ｗ４≠０ならば、 （７）　Ｗ５−（１＋Ｒ）÷２ Ｒ＞Ｍｌ、　Ｗ４−０ならば、 （８）　Ｗ５−Ｏ Ｒ＞Ｍｌ、　Ｗ４≠０ならば、 （９）　Ｗ５−１ 第１２図及び第１３図の探索表構成を利用する場合には
また、ステップ１８０及び１８２の代わりに下記論理式
及び方程式を実施してＴ１を求める。
Ｗ４−−１ならば、 （１０）　Ｖｌ−Ｗ５−Ｒ−Ｗｌ及び （１１）　ＴＩ−Ｖ１Ｔ９ Ｗ４〉０ならば （１２）　Ｖｌ−Ｗ５＋Ｒ−Ｗｌ及び、（１３）　ＴＩ
−Ｖ１Ｔ９ 第１７Ａ図は第１２図及び第１３図の探索表を利用する
場合の第１７図の更新態様を示す。ＲがＭｌより大きけ
ればステップ１７４がステップ２００に進み、ＲがＭｌ
より大きくなければステップ２０６に進む。ステップ２
００はＷ４が０に等しいかどうかを、チェックし、もし
等しければ、ステップ２０２がＷ５を０にセットし、も
し等しければ、ステップ２０２がＷ５を０にセットし、
もしＷ４がＯでなければ、ステップ２００がステップ２
０４に進み、Ｗ５が１にセットされる。
ステップ２０６はＷ４が０に等しいかどうかをチェック
し、等しければ、ステップ２０８がＷ５−　（ｌ；＋ｏ
÷２をセットし、等しくなければ、ステップ２１０がＷ
５−（１÷Ｒ）÷２をセットする。
ステップ２０２．２０４．２０８及び２１０はいずれも
ステップ２１２に進んでＷ４がＯに等しいか、０よりも
大きいかをチェックする。もしその通りなら、ステップ
２１４においてＷ５＋Ｒ−Ｗｌにより現時所要電圧大き
さが求められる。もしＷ４がＯよりも小さければ、即ち
、負ならば、ステップ２１６が関係Ｗ５−Ｒ−Ｗ１によ
ってｖｌを求める。ステップ２１４及び２１６はいずれ
もステップ２１８に進み、所要電圧大きさｖｌに搬送波
周期Ｔ９を乗することによフて、問題の搬送波周期にお
ける極Ｎ０２１の「導通」時間を求める。ステップ２１
８は上述のステップ１８６に進む。
例えば後縁変調のような重縁変調だけを採用する場合、
ステップ１８２はステップ１９０へ直接進むことになる
。可能な場合、即ち、極スイッチング時間が搬送波周期
の禁止ゾーン内にこない場合に両縁変調を採用したり、
両縁変調が不可能な場合に重縁変調を採用すれば、ステ
ップ１８２がステップ１８６に進んでＲがＭ２よりも大
きいかどうかをチェックする。ＲがＭ２よりも大きけれ
ば、ステップ１８６がステップ１９０に進む、ＲがＭ２
よりも大きくないことをステップ１８６が検知すると、
両縁変調が可能となり、ステップ１８６がステップ１８
８に進む。
ステップ１８Ｂは両縁変調の極導通及び遮断時間を求め
、両縁変調は「導通」時間を搬送波周期内の中心に置く
。第１８図は両縁変調の一例を示す。重縁変調を採用し
なければならない場合、ステップ１９０は重縁変調のた
めの導通及び遮断時間を求める。第２０図は単（後）縁
変調の一例を示し、もし極を搬送波周期全体にわたって
導通させる場合には、必ず搬送波周期の開始時に導通さ
せる。
ステップ１８８及び１９０はいずれもステツブ１９２に
進み、各極スイッチング変化のインターバルを求め、各
インターバルに対応する３デジツトの積信号を発生させ
る。インターバル値及び３デジツトの積信号は第１９図
に示すＲＡＭ１３ＧのＦＩＦＯスタックに記憶される。
第１８図に示す両縁変調の例を利用すると、最初の極変
化が２００μｓにおいて起こり、この値が第１９図に示
すＦＩＦＯスタックの頂部にロードされる。時点０から
２００μｓまでの間、すべての極は遮断状態にあるから
、３デジツトの積信号は０００であり、この信号も第１
９図のＦＩＦＯスタックに記憶される。次の極変化は先
行の極変化から　１００μｓのインターバルを置いた３
００μｓにおいて起こる。
値１００μｓはＦＩＦＯスタックの次の位置にロードさ
れる。インターバル２００〜３００μｓにおいて、極１
及び２は遮断、極３は導通状態にある。従って、３デジ
ツトの積信号は００１である。このプロセスは全搬送波
周期がカバーされるまで続く。ＦＩＦＯスタック中の値
が利用されている間、次の搬送波周期の値が計算され、
第１９図に示すような同様のＦＩＦＯスタックに記憶さ
れる。
第２０図に示す重縁変調を採用する場合、最初の極変化
が２００μｓにおいて起こり、この値が第２１図に示す
ＦＩＦＯスタックの頂部にロードされる。このインター
バル中、全ての極が導通状態にあるから、３デジツトの
積信号は１１１である。次の極変化は先行の極変化から
２００μｓのインターバルを置いた４００μｓにおいて
起こる。従って、２００μｓは次のスタック位置にロー
ドされる。このインターバル中、極１は遮断、極２及び
３は導通状態にある。従って、３デジツトの積信号は０
１１である。このプロセスは次の搬送波周期の全情報が
処理されるまで続く。
ステップ１９２が完了すれば、次の搬送波周期がスター
トするまで実施すべぎことはないから、１９４において
待機ループに入る。
持続時間タイマ割込みがプログラムを第１６図に示す持
続時間タイマ割込みプログラムのアドレス１５０に向け
ることはいうまでもない。
１．０２ｍ５タイマ割込みが起こって次の搬送波周期の
スタートを通報すると、ステップ１９４がステップ１９
５に進み、次の搬送波サイクルに備えて必要な準備操作
を行なう。ここでステップ１９５がステップ１９６にお
ける主要プログラムのスタート１６４に戻る。
以上、ＤＣ電源の利用率を公知技術よりも１２零だけ高
める新規かつ改良型のＰＷＭインバータを開示した。
【図面の簡単な説明】
第１図はバッテリ・バンクのような固定電圧ＤＣ電源か
ら誘導電動機のような３相負荷に給電するためのインバ
ータ電源回路を略示する構成図、第２図は第１図に示す
インバータの線間基準電正反その結果としての線間電圧
を示すベクトル図、第３図は６ステツプ変調法における
２つの相電圧、及びその結果としての線間電圧を示す波
形図、第４図はＰＷＭ技術によって得られる理想相電圧
及び線間波形を示す波形図、第５図は所与のＤＣ入力電
圧から理論上の最大正弦波出力電圧を発生させる相電圧
及び線間電圧波形を示す波形図、第６図は多極に使用さ
れる電源スイツチ装置の「導通」及び「遮断」時間の制
限を含むように修正された、第５図の相電圧及び線間電
圧波形を示す波形図、第７図は本発明に従って構成され
た相電圧波形及その結果としての正弦波線間電圧を示す
波形図、第８図は本発明の好ましい実施例に従って構成
されたコンピュータ制御変調器を略示する構成図、第９
図はＲＯＭの探索表に記憶される相電圧波形を示す波形
図、第１０図及び第１１図は本発明の好ましい実施例に
おける、第９図の波形を２成分に分割して２つの探索表
に記憶させる態様を示す波形図、第１２図及び第１３図
は第１０図及び第１１図の波形を２つの探索表に記憶さ
せる態様をそれぞれ示す波形図、第１４図は第１０−１
３図に示した２つの探索表をラップアラウンド方式探索
表に記憶させる態様を示す説明図、第１５図は第８図に
示したコンピュータにおける初期値設定プログラムのフ
ローチャート、第１６図は極スイッチングを制御する割
込み駆動プログラムのフローチャート、第１７図は第１
０図及び第１１図の探索表を使用する場合に多極への信
号を形成する主要制御プログラムのフローチャート、第
１７Ａ図は第１２図及び第１３図の探索表を使用する場
合に多極に対する信号を作成する第１７図フローチャー
トの変更部分、第１８図は両縁変調を図解する説明図、
第１９図は第１８図の例において、持続時間タイマーの
時間値及び各インターバルの種信号を記憶するＦＩＦＯ
スタックを示すＲＡＭマツプ、第２０図は単（後）縁変
調を図解する説明図、第２１図は第２０図の例において
、各インターバル中に時間値及び種信号を記憶するＰＩ
ＦＯスタックを示すＲＡＭマツプ、第２２図は第１５図
、第１６図及び第１７図に示したプログラムのためのタ
イマ及びその他の変数を示すＲＡＭマツプである。 ３０・・・・ＰＷＭインバータ ３２・・・・ＤＣ電源 ３４．３６・・・・　ＤＣバス ３８．４０．４２・・・・極 ５０・・・・負荷 ５２・・・・速度パターン発生器 ５４・・・・プロセッサ ５６・・・・ＰＷＭコントローラ ＦＩＧ、３− ＦＩＧ、４ 、　ＦＩＧ、　５

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、一定の電圧上限及び電圧下限を有する ＤＣ電源により給電されるパルス幅変調インバータの最
    大３相出力電圧を増大させる方法において、電源の上下
    限に近い所定ゾーンでは値を持たない、ほぼ正弦変化す
    る相電圧を発生させ；半サイクルごとに各相電圧を所定
    の電源限界値に切換えることにより、相電圧波形をほぼ
    正弦変化する値から固定限界値にステップ状に変化させ
    、３相線間電圧波形が正弦波となるように、所定の連携
    相電圧を一定の値に保ちながら各相電圧の波形を修正す
    るステップから成ることを特徴とする方法。 ２、切換えステップが各半サイクル中、電気角６０°に
    わたって各相電圧を一定の電源限界値に維持することを
    特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の方法。 ３、切換えステップが正及び負側半サイクル中に、各相
    電圧を電源の固定上限値及び下限値にそれぞれ維持する
    ことを特徴とする特許請求の範囲第１項または第２項に
    記載の方 法。 ４、所要相電圧波形をメモリに記憶させるステップを含
    むことを特徴とする特許請求の範囲第１項または第３項
    に記載の方法。 ５、所要の相電圧波形をメモリに記憶させるステップが
    波形の変化部分を第１探索表に記憶させるステップ及び
    波形の固定部分を第２探索表に記憶させるステップを含
    むことを特徴とする特許請求の範囲第４項に記載の方 法。 ６、インバータの変調度Ｍ１を最大にするステップ及び
    最大供給電圧の所要分Ｒを提供するステップを含むと共
    に、Ｍ１とＲの間の所定の関係に応答して第１探索表か
    ら得られる値 を、所定デューティサイクルを選択しないように修正す
    るステップをも含むことを特徴とする特許請求の範囲第
    ５項に記載の方法。 ７、所定の関係がＲが変調度Ｍ１−１に等しい値と関連
    するような関係であることを特徴とする特許請求の範囲
    第６項に記載の方法。 ８、Ｗ１が正負の値を共に含み、Ｗ４の値がすべて同極
    性であることを特徴とする特許請求の範囲第５項または
    第６項に記載の方法。 ９、インバータの変調度Ｍ１を最大にするステップと、
    最大供給電圧の所要分Ｒを提供するステップと、２Ｍ１
    −１に等しい変数Ｍ２を設定するステップと、ＲがＭ２
    以上ならＷ４に等しい変数Ｗ５を設定するステップと、
    ＲがＭ２以上でなければ（Ｗ４−０．５）（Ｒ−１）＋
    Ｗ４に等しい変数Ｗ５を設定するステップと、関係Ｗ１
    Ｒ＋Ｗ５に従って相電圧の必要実電圧振幅Ｖ１を求める
    ステップとを含むことを特徴とする特許請求の範囲第８
    項に記載の方法。 １０、所要相電圧波形を、それぞれが長さＴ９を有する
    多数の搬送波周期に分割するステップ、及び関係Ｖ１Ｔ
    ９に従って各極の「オン」時間Ｔ１を求めるステップを
    含むことを特徴とする特許請求の範囲第９項に記載の方
    法。 １１、Ｗ１の値がすべて同極性であり、Ｗ４が正負双方
    の値を含むことを特徴とする特許請求の範囲第５項また
    は第６項に記載の方法。 １２、インバータの変調度Ｍ１を最大にするステップと
    、最大供給電圧の所要分Ｒを提供するステップと、２Ｍ
    １−１に等しい変数Ｍ２を設定するステップと、ＲがＭ
    ２以上かどうかを判定するステップと、Ｗ４が０に等し
    いかどうかを求めるステップと、ＲがＭ２以上であり、
    Ｗ４が０に等しければ、変数Ｗ５を０に設定するステッ
    プと、ＲがＭ２以上であり、Ｗ４が０でなければ、変数
    Ｗ５を１に設定するステップと、ＲがＭ２以上ではなく
    、Ｗ４が０なら変数Ｗ５を（１−Ｒ）／２に設定するス
    テップと、ＲがＭ２以上ではなく、Ｗ４が０でなければ
    、変数Ｗ５を（１＋Ｒ）／２に設定するステップと、Ｗ
    ４が負かどかを判定するステップと、Ｗ４が負なら、関
    係Ｗ５−ＲＷ１に従って相電圧の必要実振幅Ｖ１を求め
    るステップと、Ｗ４が負でなければ、関係 Ｗ５＋ＲＷ１に従って必要実振幅Ｖ１を求めるステップ
    とを含むことを特徴とする特許請求の範囲第１１項に記
    載の方法。 １３、それぞれが時間長Ｔ９を有する搬送波周期から所
    要の相電圧波形を構成するステップと、関係Ｖ１Ｔ９に
    従って各極の「オン」時間を求めるステップ［第１７図
    （１８２）］とを含むことを特徴とする特許請求の範囲
    第１２項に記載の方法。 １４、３つの極を有する３相ブリッジ回路、所定の上限
    電圧及び下限電圧を有する単方向電源に接続可能なＤＣ
    入力端子、及び負荷回路に接続可能なＡＣ出力端子から
    成り、上下限に近い所定ゾーンに入ることなく電源の上
    下限電圧値間を交番するほぼ正弦波相電圧を提供するた
    め各極の導通時間を制御する制御手段を含む、ＰＷＭイ
    ンバータにおいて、制御手段が各相電圧の各半サイクル
    を所定個数の電気角にわたって電源の所定限界電圧値に
    切換えることにより、ほぼ正弦変化する波形から連携の
    固定限界電圧値までステップ状に変化させて単方向電源
    から得られる最大のＲＭＳ線間電圧を増大させる切換え
    手段を含むことを特徴とするＰＷＭインバータ。 １５、制御手段がメモリを含み、相電圧の所要最大波形
    が前記メモリに記憶されることと特徴とする特許請求の
    範囲第１４項に記載のＰＷＭインバータ。 １６、メモリが第１及び第２探索表を含み、相電圧波形
    の変化部分の値が第１探索表に記憶され、相電圧波形の
    固定部分が第２探索表に記憶されることを特徴とする特
    許請求の範囲第１５項に記載のＰＷＭインバータ。 １７、インバータの変調度と任意時点におけるインバー
    タからの所要出力電圧との間の所定の関係に応答して第
    １探索表値を修正する手段を含むことを特徴とする特許
    請求の範囲第１６項に記載のＰＷＭインバータ。 １８、制御手段が各相電圧が電源の所定限界値にある間
    に、所定の変化をする相電圧の大きさを修正して正弦波
    線間電圧を提供することを特徴とする特許請求の範囲第
    １４項に記載のＰＷＭインバータ。 １９、所定個数の電気角が各相電圧の各半サイクルの中
    心に対称的に位置する６０°であることを特徴とする特
    許請求の範囲第１４項に記載のＰＷＭインバータ。 ２０、各半サイクル中の所定個数の電気角にわたって電
    源限界値に切換えるだけでなく、１つの相電圧の固定部
    分を所定の変化相電圧とベクトル的に組み合わせると正
    弦変化する線間電圧となるように相電圧波形を修正する
    ことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のＰＷＭ
    インバータ。
JP61034925A 1985-02-19 1986-02-18 パルス幅変調インバータ及びかかるインバータの最大出力電圧を増大させる方法 Pending JPS61196772A (ja)

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