CN85101121B - 视频信号的记录和/或重现装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种视频信号记录和重现装置，该装置包括：用一信号对输入视频信号取样的取样电路；把基准色同步信号和取样电路的输出信号复合的电路：将复合信号记录在媒介体上的电路；重现复合信号的电路；获得第一和第二重现取样信号的电路；产生第一和第二取样脉中的电路；对第一和第二重现取样信号再取样的电路；最低限度迭加第一和第二再取样信号的电路。

Description

视频信号的记录和/或重视装置

本发明概括地说是关于视频信号记录和/或重现装置，更具体地说就是这样的视频信号记录和/或重现装置，在记录时对取样信号进行记录，该取样信号由对输入视频信号（例如亮度信号）进行取样而获得，是在稍高于输入视频信号所需频带的上限频的取样频率上进行取样的，该取样频率是1/2水平扫描频率的奇数倍数。在重现时对取样信号进行重现，并且通过两种频率相同而相位差180°的脉冲，象记录时的取样频率那样对重现取样信号进行再取样，以便获得两种再取样信号，且获得具有产生于这两种再取样信号的宽频带的重现视频信号。

通常，在一个螺旋扫描式磁带录象机（下文简称为VTB）中，记录时，利用旋转磁头，视频信号被记录在运转磁带上，并且在重现时，通过旋转磁头从带上重现被记录的视频信号。视频信号的频带是宽的，例如具有在4.2MHZ的范围内频带的上限频。为了对具有宽频带的视频信号进行调频，并相对于磁带进行记录和重现，正如众所周知的，磁头和磁带之间的相对速度必须是超过预定值的高速。并且，需要使用具有在高频范围中高灵敏度的高性能磁头。

然而，在家庭使用的磁带录象机中，由于需要将成本、体积和重量都维持到最小限度，磁头和磁带的相对速度不可避免地要定得比预定值低得多。因此，磁带录象机的记录和重现频率要比原始的视频信号的频率要窄。使用狭窄的记录和重现频带来记录和重现视频信号不可能获得具有高形象质量的重现图象。

为此，本发明的总的目的就是提供一种新颖的和实用的视频信号记录和/或重现装置以解决上述问题。

另一更为具体的目的就是提供一种视频信号记录和重现装置，该装置在记录时用取样频率高于输入视频信号所需频带的上限频的取样脉冲对输入视频信号（如亮度信号）进行取样获得一取样信号，并且把取样信号与基准色同步信号复合后的复合信号记录下来，其中的取样频率低于上限频的两倍，是水平扫描频率1/2的奇数倍。在重现时，重现取样信号，并从重现的取样信号中获得具有一个水平扫描周期的相互时间差的两种重现取样信号。这两种重现取样信号分别由两种再取样脉冲进行再取样以获得两种再取样信号，其中两种再取样脉冲是从重现的基准色同步信号中获得的，它们的频率与记录时的频率相同，但相位相差180°。把这两种再取样信号相加就得到了重现视频信号。与原来由在重现时水平同步信号送入锁相环路PLL而获得的脉冲照原样作为再取样脉冲的情况相比较，依照本发明装置，有可能获得与记录时的取样脉冲相位同步的再取样脉冲。然后，就可显示其取样点位置与记录时的取样点位置大致相同的重现图象，视频信号亦能以令人满意的重现性重现出来。

本发明的再一个目的就是提供一种视频信号记录和重现装置，在其中可产生在每一预定期间内（不包括水平同步信号期间的）的基准色同步信号，该信号在输入视频信号的垂直消隐期间之内，并且在与取样信号相复合的状态下进行记录和重现。按照本发明装置，不必同在输入视频信号的水平消隐期中复合基准色同步信号一样，将视频信号持续时间作时基压缩等等处理。按照本发明的装置，容易作到在垂直扫描期间内对基准色同步信号进行复合，本装置也可以低成本制成。

本发明的又一目的就是提供一种视频信号记录装置，该装置可对取样频率进行1/N（N为一自然数）频率分割而获得基准色同步信号，并可将该基准色同步信号记录下来。按照本发明装置，可很容易地获得基准色同步信号，而且是可获得实际上没有频率误差的基准色同步信号。

本发明的另一目的就是提供一种可以把记录载体上的取样信号和基准色同步信号相复合的信号重现出来的重现装置。从记录载体上重现的信号中的同步信号里获得基准取样脉冲，该脉冲在一可变延迟电路中被延迟。在可变延迟电路的输出再取样脉冲与重现基准色同步信号之间，或是说，在基准取样脉冲与重现基准色同步信号之间进行相位比较。按照相位比较的结果，即相位误差，对可变延迟电路的延迟时间进行可变控制。按照本发明的装置，将再取样脉冲与取样脉冲进行相位同步的电路可用一模拟电路来实现。

本发明的另一目的就是提供一种记录和重现装置，该装置在记录时可记录一具有基准色同步信号和取样信号两种成分的信号。在重现时，把比较信号的相位和再取样脉冲相位进行比较以获得一相位误差电压，其中的比较信号是用一预定常数把重现基准色同步信号进行频率相乘而获得的，其再取样脉冲是从相位同步电路（加锁相器）的可变频率振荡器中获得的。可变频率振荡器的振荡频率按照相位误差电压的取样和保持电压受到可变控制。按照本发明装置，可在记录时把再取样脉冲的相位和取样脉冲的相位同步而不必使用诸如那些包括电感器和电容器的可变延迟线。因此，可以低成本制成本装置。本发明特别适用于家用记录和重现装置。

本发明又一目的就是提供一视频信号重现装置，该装置包括有一用于删除一波形中间部分，使其余部分通过的削波电路，该削波电路设置在一个低频信号的信号通路上，该低频信号从为改善垂直清晰度而设的低通滤波器中获得，并与再取样信号相混频，按照本发明装置，低通滤波器输出信号的低电平高频分量受到阻隔。因此，可减少当低通滤波器的截止频率选定为较高频率时产生的混淆分量。此外，该低通滤波器的通频带也可制成宽通频带。而且，削波电路的削波电平可定为低电平。这样，在低频范围内的垂直清晰度将不会损失，该范围内具有一令人满意的垂直清晰度是至关重要的。再说，由于低通滤波器可以适当程度的灵活性来设计，所以很容易设计该低通滤波器。

结合附图阅读下面的详细说明，本发明的其它目的和特征将会显而易见。

图1是一幅系统方框图，表示按照本发明的装置的第一实施方案;

图2（A）至图2（E）表示在图1所示方框系统各个不同部分的信号的频谱;

图3（A）和图3（B）分别表示取样脉冲的波形;

图4是一表示一例取样器的电路图;

图5A和图5B分别表示用以解释图4所示电路的工作的信号波形;

图6是一按照本发明的装置的工作原理释义图;

图7是一幅系统电路图，表示图1所示方框系统中信号发生器的第一实施方案;

图8是一幅系统电路图，表示图7所示电路系统中定时电路的实施方案;

图9（A）至图9（H）表示信号波形，用以解释图8所示电路系统的工作;

图10表示按照本发明的装置与视频信号一起被记录和重现的基准信号;

图11是一电路图，表示图1所示方框系统中重现系统一个主要部分的实施方案;

图12是一系统电路图，表示图1所示方框系统中信号发生器的第二实施方案;

图13是一系统方框图，表示图7和图12所示电路系统一个主要部分的实施方案;

图14是一系统方框图，表示图7和图12所示方框系统中信号发生器的第三实施方案;

图15是一系统电路图，表示图1所示方框系统中信号发生器的第三实施方案;

图16是一系统方框图，表示按照本发明的装置的第二实施方案;

图17是一系统方框图，表示图16所示方框系统中取样脉冲发生器的实施方案;

图18A和图18B分别举出图16所示方框系统中低通滤波器频率特性的例子和不带削波电路的重现装置的总频率特性例子;

图19A和图19B分别举出图16所示方框系统中低通滤波器的频率特性的其它例子和不带有削波电路的重现装置的总频率特性的其它例子;

图20是一示意图，用以解释图16所示方框系统中低通滤波器的频率特性与削波电路的削波作用之间的关系，以及

图21是一系统方框图，表示按照本发明的装置的第三实施方案。

图1中，被记录的输入视频信号加至输入端11。输入视频信号包括等于水平扫描频率fH整数倍的频率分量，比如说，该信号为一亮度信号）有一上限频fa大约等于4MHZ的宽频带。输入视频信号加至取样器12和信号发生器13。信号发生器13构成本发明的主要部分，在下面说明书中将对信号发生器13进行说明。取样器12用从信号发生器13的14端获得的取样脉冲φ₁对输入视频信号进行取样和保持同步。取样脉冲φ₁有一重复频率fs。这样，就由取样器12中获得了由具有重复频率fs的取样脉冲φ₁对输入视频信号进行取样后的取样信号。

取样脉冲φ₁如图3A所示，该脉冲与输入视频信号的水平同步信号的相位同步，具有由下列公式（1）所说明的重复频率fs，其中n是一自然数，fH代表水平扫描频率：

fs＝（1/2）·（2n+1）·fH……（1）

取样脉冲φ₁和取样脉冲φ₂有相同的重复频率fs，（如图3B所示，本说明书在下面将要对其进行说明）但相位相差180°。由于记录与重现器19（下面给以说明）的记录和重现频带是一窄频带，所以重复频率fs选为低于输入视频信号上限频fa的两倍、高于上限频fa的频率。比如说，当n等于318、水平扫描频率fH等于15.734KHZ的时候，重复频率就选为5.011MHZ。

这样，在取样器12中，输入视频信号就由具有公式（1）所说明的、低于输入视频信号上限频fa两倍的重复频率fs的取样脉冲φ₁所取样（所取样和保持同步）。因此，取样器12输出取样信号的频谱就变成如图2（B）所示那样。在图2（B）中，上限频fa和频率fs-fa之间，用斜线标出的频带内，包括有混淆分量，这里fs-fa是上限频fa和取样频率fs之间的频率差。图2（B）中用椭圆标记标出的频谱的一部分I在图2（C）中加以放大图示。图2（C）中虚线标出的混淆分量的频谱插入实线标出的视频信号频谱之间的空白部分，其中的视频信号的频谱按照水平扫描频率fH为间隔来安排。换言之，混淆分量频谱和视频信号的频谱是频率交错关系。这样，混淆分量和视频信号在共享频带内叠加。

取样器12是一具有如图4所示的、已知结构的取样和保持电路。图4中，视频信号（在图5A中由实线V所示）加至输入端30和模拟开关元件31（如晶体管）。开关元件31只有当图5B所表示的、来自32端的取样脉冲φ₁加至其上时才闭合，当开关元件31闭合时，输入视频信号通过开关元件31加至保持电容33，以便给电容器33充电。开关元件31当取样脉冲φ₁不加至其上时开启，就是说，在取样脉冲φ₁的低电平期间释放。与电容器33并联耦合的场效应管34（FET）具有高输入阻抗。因此，当开关元件31释放时，电容器33上的电荷得以保持。结果，图5A中虚线VI标出的取样信号从场效应管34和电阻35之间的连接点上获得。该取样信号通过输出端36加至图1所示开关电路20的端子20a。

在另一方面，信号发生器13获得一连续信号，该信号有一个把频率与取样频率fs相同的信号进行L/M倍频的信号频率，这里L是一个小于或等于同样是自然数的M的自然数，通常，L等于1。由信号发生器13的15端产生的连续信号加至开关电路20的20b端。开关脉冲产生于信号发生器13的16端，并加至开关电路20以便控制开关电路20的闭合和释放。结果，开关电路20在每一个或若干个预定期间内闭合和释放、连接20b端，（该预定期间是在视频信号垂直消隐期间，不包括水平同步信号期间在内的期间）以便有选择地使连续信号通过，作为基准色同步信号，在其它的期间内，开关电路20闭合和释放、连接20a端，以便有选择地使取样信号通过。

因此，由开关电路20得到分时复合信号。该分时复合信号是由输入视频信号的取样信号和基准色同步信号组成，基准色同步信号仅存在于对应取样信号的预定时间的期间内。该分时复合信号加至已知的、记录和重现器19的记录系统中。在该记录系统中，如该分时复合信号受到频率调制，然后，就由旋转磁头（未图示）记录在磁带（未图示）上。在已知的记录和重现系统19的重现系统中，记录信号由旋转磁头从磁带上重现出来，通过频率解调器（未图示）而获得。假定记录和重现器19的记录和重现频带（如家用磁带录象机的记录和重现频带），与输入视频信号的频带相比是一处于相当狭窄的、2.5MHZ范围内的窄频带，那么包括重现取样信号和基准色同步信号的重现分时复合信号就由记录和重现器19的重现信号输出端获得，并且混淆分量和重现分时复合信号在视频信号频带内的共享频带中被复合，视频信号频带如图2（D）所示，在频率fs-fa和2.5MHZ范围内的上限频之间。

包括重现取样信号和基准色同步信号的重现分时复合信号加至图1所示信号发生器13的18端。在另一方面，重现分时复合信号还加至1H延迟电路22和低通滤波器23。重现分时复合信号在1H延迟电路22中被延迟1H（H表示一个水平扫描周期）。该延迟后的重现分时复合信号加至取样器24。取样器21使用从信号发生器13的14端获得的取样脉冲φ₁对重现分时复合信号进行取样和保持同步，取样脉冲φ₁的相位与重现水平同步信号同步，并有一重复频率fs。取样器24用来自信号发生器13的17端的取样脉冲φ₂对已延迟的重现分时复合信号进行取样和保持同步，取样脉冲φ₂的相位与重现水平同步信号同步，并有一重复频率fs。在信号发生器13中，重现基准色同步信号从重现分时复合信号中分离，并进行M/L倍频以获得具有取样频率fs（在下面本说明书中将予以说明）的信号。然后取样脉冲φ₁和φ₂的相位与上述具有取样频率fs的信号的相位进行比较。取样脉冲φ₁或φ₂由可变延迟电路获得，该电路的延迟时间是按照相位差来控制的。其它取样脉冲φ₂或φ₁是将取样脉冲φ₁或φ₂进行相移而获得的。如图3A和图3B所示，取样脉冲φ₁和φ₂的相位差为180°。这样，重现分时复合信号和已延迟的分时复合信号在取样器21和24中（取样频率fs）被交替取样（取样和保持同步）。取样器21和24的输出再取样信号加至加法器25进行相加。这样，就从加法器25中得到以取样频率2fs所取样的重现视频信号。

下面对上述内容进行更详细的说明。当显示记录和重现器19的输出重现分时复合信号中的重现取样信号时，各取样点的一定数量的信息在一条扫描线中以时间为序被显示，所说的一定数量是指一自然数，大约等于用水平扫描频率fH对取样频率进行分频所得到的数值。然而，取样频率fs是上面公式（1）所说明的、水平扫描频率fH的1/2的奇数倍。这样，取样点数目就等于把一个自然数加上00。所得到的值。比如，当取样频率fs等于5.011MHZ时，在一扫描线中的取样点数就是318.5。因此，在同一帧的重现图象中，如果31个取样点的信息在一条扫描线中得到显示，就有319个取样点的信息在下一条扫描线中得到显示。换言之，在两条邻近扫描线上，各取样点信息显示在沿水平扫描方向上的相互时间间隔大约相差1/（25m的位置上。

图6表示一帧的重现图象，其中的l₁、l₂、l₃和l₄代表任意的四条行扫描线。加至1H延迟电路22的重现分时复合信号中的重现取样信号各取样点信息（图6仅表示一部分取样点）安排在每条扫描线上的、由带斜线的圆圈标出的各个位置上，并被显示。两条邻近的扫描线上，这些取样点信息在沿水平扫描方向上的、相互以1/（2fs）的时间间隔相差的位置上得到显示。

在另一方面，由1H延迟电路22获得的延迟分时复合信号中重现取样信号的各取样点信息在每条扫描线上的、由不带斜线的圆圈标出的位置上得到显示。延迟重现分时复合信号中重现取样信号取样点信息对应于下移一行扫描线、由带斜线圆圈所标出的取样点信息（如图6中用下箭头所示）。

加法器25的输出再取样信号的取样点信息是把1H延迟电路22的输出和输入重现分时复合信号进行再取样，并把再取样的信号相加而得到的。然后，加法器25的输出再取样信号的取样点信息在扫描线l₁至l₄上的、由带斜线的和不带斜线的圆圈所标出的位置上得到显示。换言之，以两倍于取样频率fs的频率对重现取样信号进行基本取样的信号在重现图象40中得到显示。因此，由加法器25得到的重现视频信号（再取样信号）的频谱变成如图2（E）所示。图2（E）所示频谱由2.5MHZ以下的原始视频信号的频谱Ⅱ和2.5MHZ以上的混淆分量频谱Ⅲ组成，结果，有可能从加法器25中获得其频带宽度比记录和重现器19的记录和重现频带还要宽的重现视频信号。加法器25的输出重现视频信号通过图1所示的高通滤波器26，比如，仅是高于频率fs-fa的高频分量，且在高通滤波器26中通过选频而获得，高通滤波器26的输出高频分量加至混频电路27。

在另一方面，来自记录和重现器19的重现分时信号加至图1所示的低通滤波器23，比如，仅是低于频率fs-fa的低频分量，且在该滤波器中通过选频而获得。低通滤波器23的输出低频分量加至混频电路27。由于加法器25的输出重现视频信号中垂直清晰度已损失了，所以在高通滤波器26中，决定垂直清晰度的低频分量就被删除。另一方面，未在取样器21和24中取样的、在重现分时复合信号内的低频分量从低通滤波器23中获得，以便维持一个令人满意的垂直清晰度。混频电路27把未经再取样的低频分量和已经再取样的高频分量进行混频，并且产生具有宽频带的重现视频信号。混频电路27的输出重现视频信号通过输出端28获得。

当使用信号发生器13把水平同步信号加至锁相器中相位比较器以便由锁相器中的压控振荡器（VCO）中取得取样脉冲φ₁和φ₂的时候，锁相器的相位比较速率是低的，并等于水平扫描频率fH。那么，在这种情况下，就很难把记录系统和重现系统之间的视频信号与取样脉冲φ₁和φ₂进行稳定的匹配。当取样脉冲φ₁和φ₂不能和视频信号相匹配时，重现图象就变模糊了，也就不可能在重现图象中获得成象的鲜明轮廓。

因此，本发明的信号发生器13就是为了排除上述问题而设计的，下面参看图7对信号发生器13给予说明。图7中，那些与图1所示相同的部分由同一参考号码标示。

首先，对信号发生器13在记录时的工作进行说明。记录时，低电平的记录模式信号施加到输入端41，输入开关电路42，开关电路42连接B端。在另一方面，低电平记录模式信号还输入到“与”门电路43的两个输入端的其中之一，并关闭“与”门电路43。结果，被记录的视频信号加至输入端11，通过开关电路42输入水平同步信号分离电路44，在其电路中，水平同步信号被分离。分离电路44的输出信号输入一单稳多谐振荡器45、垂直同步信号分离电路46和定时电路47。

在单稳多谐振荡器45中消除了均衡脉冲的水平同步信号送入锁相环路48中的相位比较器49。锁相环路48具有闭环的结构，并由相位比较器49、低通滤波器50、压控振荡器（VCO）51和分频器52组成。分频器52用于把电压控制振荡器51的输出信号进行2/（2n+1）分频并且把具有水平扫描频率（fH）的信号送入相位比较器49。然后，正如所知的那样,与水平同步信号同步的、频率为（1/2）·（2n+1）·fH的信号就由压控振荡器51中获得。由上述公式（1）中可知，从压控振荡器51获得的信号具有一个等于5.011MHZ的取样频率fs。压控振荡器51的输出信号进入到可变延迟电路53作为基准取样脉冲fss。可变延迟电路53是一包括电感器和电容器的可变延迟线，其延迟时间以模拟方式加以控制。可变延迟电路53的延迟时间在控制信号加至其上为零时定为最大可获得的延迟时间的1/2。

在另一方面，定时电路47接收来自分离电路44的水平同步信号和来自分离电路46的垂直同步信号。定时电路47产生（假设为低电平）门脉冲，产生该脉冲的期间与不包括水平同步信号期间在内的、输入视频信号的垂直消隐期间之内的一个或若干个预定期间同步。比如，在本发明实施方案中，定时电路47在垂直消隐期间的最后1H中产生门脉冲。因此，当输入视频信号有525条扫描线时，门脉冲产生于第21H（扫描线数21）和第284H（扫描线数284）之中。

图8是一表示定时电路47的系统电路图。图8中。由图9（A所表示的、包括水平同步信号和来自分离电路44的均衡脉冲的信号a加至输入端65。图9（B）所表示的、由分离电路46获得的垂直同步信号加至输入端66。再触发型单稳多谐振荡器67由信号a的前沿所触发，只有当信号a的触发脉冲在预定期间内不加至再触发型单稳多谐振荡器67时，该振荡器才在那段预定期间之后回复到稳定状态。该预定期间比一个水平扫描周期短，比水平扫描周期的1/2长。因此，当触发脉冲以短于上述预定期间的时间间隔施加其上时，该再触发型单稳多谐振荡器67保持一种次稳定状态，同时，消除具有脉冲间隔为水平扫描周期的1/2的均衡脉冲。结果，只有一图9（C）所示的水平同步脉冲C（不包括垂直同步信号期间）由再触发型单稳多谐振荡器67中获得。水平同步脉冲C送入“异”电路68（该电路还从输入端66接收垂直同步信号b）并转换成为如图9（D）所示的脉冲序列d，脉冲序列d送入计数器69的时钟端。

在另一方面，垂直同步信号b通过包括电阻70和电容71的集成电路，送入具有两输入端的“或”门电路72的一个输入端。垂直同步信号b还直接送入“或”电路72的另一个输入端。图9（E）所示脉冲。相应地从“或”电路72中获得，并加至计数器69的负载端。计数器69在时间t₁，即加至计数器69负载端的脉冲。已定为一高电平时，加至计数器69时钟端的水平同步脉冲d第一次上跳的那一点上，输入从预定端73-1至73-4获得的一个四位预定数据。该预定数据选定为可使计数器69计数水平同步脉冲d并在第21H和第284H中产生如图9（F）所示的载波信号f的值。载波信号f加至计数器69的一个启动端和单稳多谐振荡器74。多谐振荡器74由载波信号f的前沿所触发。当触发时，多谐振荡器74产生具有窄脉冲宽度的（如图9所示）脉冲g，该脉冲g送入单稳多谐振荡器75。单稳多谐振荡器75产生一个如图9（H）所示的、但在从脉冲g后沿开始的一段预定时间内定为低电平的脉冲h。相应地，从单稳多谐振荡器75中获得的脉冲h在第21H和第284H中的任意时间内仅定为低电平。该脉冲h作为一个门脉冲通过输出端76产生出来。

现在再回到图7的说明中来，门脉冲h送入“与”电路43的另一输入端。然而如前所述，“与”电路43的门在记录时是关闭的，并且“与”电路43的输出信号经常定为一个低电平。门脉冲h还送入开关电路20和开关电路54作为一个开关信号。这样，在门脉冲h的低电平期间，开关电路20进行转换并且接至20b端，开关电路54开启。在另一方面，在门脉冲h的高电平期间，开关电路进行转换并且接至20a端，开关电路54关闭。来自输入端18的重现视频信号送至开关电路54，但是，重现视频信号显然不能存在于记录时间之内，因此，在记录时，从开关电路54中没有输出。相应地，移相器55和N倍频器56（该倍频器与开关电路54的输出连接）也都没有输出。结果，在相位比较器57两输入端其中之一端上，没有信号送入以表示不存在。

具有重复频率fs的、由可变延迟电路53获得的取样脉冲φ₁送至相位比较器57的其它输出端。然而，由于没有信号送至相位比较器57的一个输出端，相位比较器57的输出信号为零。这样，就没有信号送至通过低通滤波器58连接相位比较器57输出的取样和保持电路59。取样和保持电路59接受“与”电路43的取样和保持脉冲，并且在取样和保持脉冲低电平期间进行取样，在取样和保持脉冲高电平期间进行保持。然而“与”电路43的输出信号已如前所述在记录时定为一低电平。这样，取样和保持电路59经常进行取样，然而由于低通滤波器53的输出信号为零，因而由取样和保持电路59送入可变延迟电路53的控制信号亦为零。

相应地在记录时，可变延迟电路53的延迟时间定为最大的可获得的延迟时间的1/2。作为具有重复频率fs的取样脉冲φ₁，可变延迟电路53的输出脉冲通过14端获得，并送入取样器12、相位比较器57、移相器60以及1/N分类器61。具有与取样脉冲φ₁相同的重点频率fs的，但相位与取样脉冲φ₁相位相差180°的取样脉冲φ₂从移相器60中获得，并由17端产生出来。

分频器61对取样脉冲φ₁进行1/N分频（其N是一自然数），并把具有重复频率fs/N的脉冲序列送入开关电路20的20b端。N值要考虑记录和重现频带进行选样。如上所述，在记录时，开关电路20有选择地使加至20a端的取样器12的输出取样信号通过，并且开关电路20仅在第21H和284H中（不包括水平同步信号期间在内）进行开关并连接206端。因此，由开关电路20的共同端获得的、从输出端62产生的信号是一分时复合信号，其中的分频器61的输出信号与取样器12的输出取样信号的第21H和284H进行分时复合。在产生于输出端62的分时复合信号中，分频器61的输出信号成为一脉冲串的形式。以脉冲串形式存在于分时复合信号之中的、分频器61的输出信号作为基准色同步信号进行传输以控制具有取样频率fs的信号（再取样脉冲）的相位，并在重现时，进行本说明书下面要进行说明的再取样。图10表示带有在视频信号垂直消隐期V.BLK中加入基准色同步信号的、视频信号的波形。

下面，将对信号发生器13在重现时的工作予以说明。在重现时，高电平的重现模式信号加至图7所示的输入端41。然后，开关电路42进行开关并且连接P端，同时，“与”电路48的门开启，加至输入端18的重现分时复合信号通过开关电路42和分离电路44送入单稳多谐振荡器45、分离电路46和定时电路47。相应地，锁相环路48（该电路接受单稳多谐振荡器45的输出信号）进行如同在记录时一样的工作。此外，定时电路47如同在记录时一样，仅在重现分时复合信号的垂直消隐期间内的预定期间产生门脉冲。这里就不象在记录时一样了，定时电路47的输出门脉冲通过“与”电路43，并作为取样脉冲送入取样和保持电路59。

接着，由于使用定时电路47的输出门脉冲，开关电路54在重现分时复合信号中仅抽取基准色同步信号。来自开关电路54的已抽取的基准色同步信号送入移相器55进行相位调整，以便获得最佳供监视用的图象。移相器55的输出信号送入产生具有取样频率fs相同频率的信号的倍频器56。倍频器56的输出信号送入相位比较器57。相位比较器57把可变延迟电路53的输出取样脉冲φ₁的相位与倍频器56输出信号的相位进行比较。倍频器56的输出信号的频率为fs、相位与重现基准色同步信号同步。与相位比较器57的相位差相应的误差电压，通过低通滤波器58送入取样和保持电路59。低通滤波器58的输出误差电压在基准色同步信号产生期间的末期，实质上是一恒定直流电压。取样和保持电路59在门脉冲的低电平期间（即在基准色同步信号产生的期间）将低通滤波器58的输出误差电压进行取样，并且在从基准色同步信号产生时间结束直至另一个基准色同步信号产生时间的期间内保持取样值。

取样和保持电路59的输出电压作为一个控制信号送入可变延迟电路53，并对可变延迟电路53的延迟时间进行可变控制，以便使在相位比较器57中的相位差变得最小。由可变延迟电路53获得的取样脉冲φ₁，通过14端产生出来并且送入图1所示的取样器21作为再取样脉冲。接着，通过把可变延迟电路53的输出取样脉冲φ₁送到移相器80而获得的取样脉冲φ₂通过17端获得，并且送入图1所示的取样器24，作为再取样信号。由于可变延迟电路53的延迟时间是按照重现基准色同步信号的相位来控制的，再取样脉冲的相位基本上已得到校正。因此，存在于锁相环路48的基准取样脉冲之中的、以几十个毫微秒为序的漂移可被减少到最小。结果就可能显示一幅其取样点位置与记录时取样点位置相同的重现图象，并且视频信号也能以令人满意的重现性进行重现。

在图1中表示的取样器21、24和加法器25可设计为如图11所示结构。在图11中，输入端80上送入的信号，就是来自记录和重现器19的输出重现分时复合信号，且输入端81上送入的信号，就是来自1H延迟电路22的输出延迟重现分时复合信号。仅在取样脉冲φ₁和φ₂分别送入输入端14和17的高电平期间，上述重现分时复合信号（重现取样信号）得以由各自的模拟开关元件82和83传送，并送入保持电容器84，用以对该电容器84充电。电容器84的端电压加至场效应晶体管（FET）85的栅级，并受控于其阻抗变换，然后在FET85的源极和电阻器86之间的结点上获得。从该结点取得的信号经输出端87送出。

下面，参照图12，对于信号发生器13的第二个实施方案进行说明。在图12中，那些和图7中相同的部分用同样的参照数字标出，并省略对它们的说明。按本实施方案，可变延迟电路53为开环路控制。大体上，本实施方案和图7中第一种实施方案相似，然而在本方案中，延迟时间在基准色同步信号被重现期间由一开环路来实现控制，并且，延迟时间还根据相位误差电压对最佳延迟时间进行预定而加以控制。换言之，电压控制振荡器51的输出基准取样脉冲fss送入一相位比较器90和1/N分频器91。于是，基准色同步脉冲fss就通过对基准取样脉冲进行1/N分频而取得。此外，在重现时，可变延迟电路53的延迟时间根据基准取样脉冲fss和对重现基准色同步信号进行N倍数而取得的，频率为fs的信号之间的相位差而加以可变控制。

图13是一系统方框图，表示信号发生器13中一个基本部分的又一实施方案。在图13中，那些和图7中相同的部分用同样的参考数字标出，并省略对它们的说明。上述第一实施方案中，可变延迟电路53的延迟时间是模拟控制的，而在本方案中，可变延迟电路53的延迟时间是数字控制的。图13中PLL48的输出信号直接送到选择器95的95₁端，并分别送到与延迟电路96₁至96_m-₁相连接的95₂至95m端，这里m是个自然数。假设我们下文将叙述的模拟-数字（A/D）转换器98具有1位，那么延迟电路96₁至96m-₁的延迟时间各不相同。在此i是自然数，m等于2¹。

选择器95的输出信号送入自动相位控制（APC）电路97。APC电路97将倍频器56的输出信号的相位与选择器95输出信号的相位进行比较，并消除非所需频率成份。APC电路97的输出信号送入A/D转换器98。A/D转换器98的1位输出数字信号送入自锁电路99，并且在垂直消隐期间的一个或多个预定时间中（不包括水平同步信号的持续时间）该1位输出数字信号被锁。自锁电路99的闩锁数字数据，通过译码器100送入选择器95。选择器95按译码器100的输出信号值连接95至95m端其中的一个端子。

图14是信号发生器13实施方案另一基本部分的系统方框图。在图14中，哪些和图7中相同的部分用同样的参照数字标出，并省略对它们的说明。图14中电压控制晶体振荡器（VXO）101产生具有重复频率fs的脉冲序列。相位比较器102比较VXO101输出脉冲序列和倍频器56重现基准色同步信号的相位。相位比较器102根据相位差向VXO101提供误差电压，作为控制信号。由此，VXO101的振荡频率重复受控，从而使相位比较器102的相位差变为最小值。由于VXO101的可变范围较PLL的窄，因此VXO101的振荡频率稳定性高。进而，再取样脉冲的相位与记录时取样脉冲的相位基本一致。

下面，参照图15给出信号发生器13第三个实施方案的说明。在图15中，那些和图7中相同的部分用同样的参照数字标出，并省略对它们的说明。在图15中，PLL104由相位比较器49，低通滤波器50，加法器105，VCO51和分频器52组成的闭合回路而构成。换句话说，由迭加低通滤波器50的输出电压和取样和保持电路59的输出电压而获得的迭加电压，作为控制电压加到VCO51，以此可变控制VCO51的振荡频率。如上所述，低通滤波器58的输出信号在记录时为零，因此，从取样和保持电路59加到加法器105的电压也为零。

相应地，加到VCO51的控制电压，在记录时仅包含低通滤波器50的输出电压。因此，频率为fs，和水平同步信号同相的信号，作为取样脉冲φ₁从VCO51中产生。

另一方面，如前所述，在重现时，取样和保持电路59产生一个电压，该电压是在基准色同步信号重现期间，对低通滤波器58的输出误差电压进行取样和同步而取得。从而，把在加法器105中将低通滤波器50的输出误差电压和取样和保持电路59的输出电压相加，而取得的电压，作为控制电压送入VCO51。这样，从VCO51取得的取样脉冲φ₁的重复频率fs反复受控，从而使相位比较器49和57的相位差可相应地认为最小值。按照本实施方案，前述第一和第二实施方案中所需的可变延迟电路53，在此无需采用，从而在整体看来有可能缩减装置的制造费用。

图15中PLL104，可用来代替图13中PLL48。

下面，参照图16至20，按本发明，对该装置的第二实施方案进行说明。在图16中，那些和图1中相同的部分用同样的参照数字标出，并略出对它们的说明。在图16中，取样脉冲φ₁从取样脉冲发生器108的109端送入取样器12，该脉冲φ₁是与输入视频信号的水平同步信号同相，并有重复频率fs。

例如，取样脉冲发生器108如图17中的结构。在图17中，记录时输入视频信号从输入端11加至输入端118。重现时，来自记录和重现器19的重现分时复合信号，经111端送入同步信号分离电路119，如图16所示。同步信号分离电路119的输入信号选取的水平同步信号，由触发器120进行1/2分频。触发器120的输出信号送入相位比较器121，并当分频器123输出信号时，进行相位比较。分频器123的输出信号具有fH/2的重复频率。相位比较器121中与相位差一致的输出误差电压，作为控制电压送入VCO122。VCO122的振荡频率由相位比较器121的输出误差电压重复控制。VCO122的输出脉冲在分频器123中进行1/（2n+1）分频，并被转换成重复频率为fH/2的信号，这里n为自然数。分频器123的该输出信号送入相位比较器122。

因此，由相位比较器121，VCO122和分频器123的环路，构成已知的PLL。从而，从VCO122取得重复频率为fs，并和输入视频信号的水平同步信号同相的脉冲。

具有重复频率的fs的VCO122输出脉冲φ₁，如上所说送入分频器123，还经109端送入取样器12，如图16所示。由VCO122产生并经110端取得脉冲φ₂，该脉冲φ₂的重复频率fs和φ₁相同，但相位相差180°。

在此取样信号如同图1第一实施方案中的那样被记录，而在和第一实施方案中结构不同的重现器中进行重现。换句话说，来自记录和重现器19的重现取样信号送入取样脉冲发生器108，取样器21，1H延迟电路22和减法电路112。经1H延迟电路延迟1H的重现取样信号，送入取样器24和减法电路112。从取样脉冲发生器108的109端，取得和重现水平同步信号同相，重复频率为fs的取样脉冲φ₁，并送入取样器21。由此，由取样脉冲φ₁控制，取样器21对重现取样信号进行采样和保持。类似地，从取样脉冲发生器108的110端，取得和重现水平同步信号同相，重复频率为fs的取样脉冲φ₂，并送入取样器24。由取样脉冲φ₂控制，取样器24对被延迟的重现取样信号进行采样和保持。

在加法器25中，取样器21和24的输出重现取样信号迭加，并产生重现视频信号，该信号的频带比记录和重现器19的记录和重现频带要宽。为取得加法器25的输出重现视频信号，对相互时差为1H的两个重现取样信号进行再取样，而后迭加这两个再取样信号。因此，加法器25的输出重现视频信号包含水平扫描频率fH的自然数倍的频率分量，从而损失1/2的垂直清晰度。于是，按本实施方案，为补偿上述垂直清晰度的损失，经输出端116还获得具有1/2水平扫描频率fH的自然数倍数的频率分量，作为大致地确定垂直清晰度的低频分量。为此，减法电路112在有1H相对时间差的两个重现取样信号之间进行减运算，而后送给低通滤波器113一个信号，该信号包含1/2水平扫描频率fH的自然数倍数的频率分量，低通滤波器113的输出低频分量加至削波电路114，电路114构成本实施方案的基本部分。低通滤波器113输出信号波形的中间部分在削波电路114中删除，该部分具有较预定削波电平窄的振幅，削波电路114的输出信号送入混频电路115，并与加法器25的输出信号进行混频。混频电路115的输出重现视频信号是在输出端116产生。

通常，设计这样的低通滤波器是困难的，它既有包括尖锐陡度成分在内的振幅一频率特性曲线，又具有良好的相位一频率特性曲线，因此，为使低通滤波器113的振幅-频率特性曲线和相位-频率特性曲线能够令人满意，选择低通滤波器的截止频率，这是困难的。换句话说，例如，在重现系统没有提供削波电路114的情况下，当选定低通滤波器113的频率特性曲线（振幅-频率特性曲线）如图18A中所示时，重现系统的一般频率特性曲线变成图18B所示的形状，在图18A中截止频率f₁比频率fs-fa稍高。在图18A和图18B中，fs表示取样频率，而fa表示输入视频信号的上限频。在如图18B所示的频率特性曲线中，低于频率f₁的低频范围中的特性曲线是平坦的，且在高于频率f₁的高频范围中的特性曲线为梳齿滤波特性曲线。换句话说，超过频率f₁的高频范围的频率特性曲线，如图18B所示，通频带的中心频率是fH/2的偶数倍数，且衰减频带的中心频率是fH/2的奇数倍数。无论如何，象前面和图2（D）一起说明的那样，在超过频率fs-fa的重现取样信号的高频成分内，包含着混淆分量。这样，部分混杂分量经过低通滤波器113传送，从而掺入使重现图象质量降低的混淆噪音。

另一方面，如图19A所示，在选定低通滤波器113的频率特性曲线的情况下，重现系统的一般频率特性曲线变为图19B所示的形状，在此截止频率f₂比频率fs-fa稍低。依据图19B所示频率特性曲线，和图18B所示相同的梳齿滤波特性曲线，从包含频率fs-fa在内的高于频率f₂的高频范围中取得，这样，上述混杂干扰能显著地减少。然而，在这种情况下，梳齿滤波特性曲线也是从大体确定垂直清晰度的部分低频范围中取得的。因此，在图象的细致局部，垂直清晰度明显地降低，并且图象中细节标志或类似的成分将变模糊。

于是，在本实施方案中，削波电路114加在低通滤波器113和混频电路115之间。削波电路114删除正负峰值小于或等于削波电平L的信号成分（在输入信号中心电平左右的窄振幅成分），因传送正负峰值大于削波电平L的信号。相应地，在来自记录和重现器19的重现取样信号具有小于或等于削波电平的窄振幅的情况下，没有信号从削波电路114中产生。此时，经输出端116产生的重现视频信号，包含取自加法器25并是fH/2的偶数倍数的频率分量。经输出端116产生的该重现视频信号具有宽频带，且消除了寄生在频率fs-fa之上高频范围中的混淆分量。

另一方面，在来自记录和重现器19的重现取样信号具有大于削波电平上的宽振幅的情况下，从削波电路114产生一个信号，该信号包括fH/2的奇数倍数的频率成分，是低于低通滤波器113的截止频率f_s的，且振幅大于削波电平L。此情况下，重现系统的一般频率特性曲线变成与图18B和19B类似的频率特性曲线。如前所述，相对于具有窄振幅的重现取样信号且寄存在频率fs-fa之上的频率范围中的混杂分量被删除。因此，低通滤波器113的截止频率f_s能选为稍高于频率fs-fa的频率。所以，按照本实施方案，垂直清晰度可在一个宽的低频范围中得以改善。另外，在图20中用虚线表示的低于削波电平L的窄振幅中，消除在削波电平L之下，并寄生在F表示的高频范围中的混杂分量是可能的。因此，按照本实施方案，可大大减低混杂干扰。依据本发明者所作的实验，已发现削波电平可选定极小的数值，并且低频范围中垂直清晰度的降低因此可忽略不计。

其次，参照图21，按照本发明对该装置的第三实施方案进行说明。在图21中，那些和图1中相同的部分用同样的参照数字标出，并略去对它们的说明。在图21中，自记录和重现器19取得的重现取样信号，经低通滤波器23传送且加至削波电路127。削波电路127消除加在该电路的、低于削波电平并包括信号中心电平的窄振幅。另一方面，削波电路127照原样保留传送宽的振幅成分，且向混频电路128提供宽大的振幅成分。加法器25的输出再取样信号加至高通滤波器26，在其中对高于fs-fa范围的频率的高频分量进行选频，且已选频的高频分量加至混频电路128。混频电路128对削波电路127和高通滤波器26的输出信号进行混频，由此产生具有宽频带的重现视频信号。在输出端116取得混频电路128的输出重现视频信号。

按照本发明，即便当低通滤波器23的通频带略高于频率fs-fa时，削波电路27也能象在上述第三实施方案的情形一样，阻塞在低通滤波器23的通频带中的低电平的高频分量。因此，有可能不降低垂直清晰度而减少混淆噪音。另外，因象第二方案的情况一样，削波电平非常低，本实施方案的重现系统一般频率特性曲线变成类似于第二方案中的那样。换句话说，重现系统的一般频率特性，在低通滤波器23截止频率之上的高频范围中，是梳齿滤波特性曲线，在低通滤波器23的截止频率之下的低频范围中是平坦的频率特性曲线。

本发明并不只限于到此为止的所述的实施方案，又如，由高通滤波器26，混频电路27和低通滤波器23组成的电路部分都可省去，尽管在此情况下重现视频信号的垂直清晰度会稍有降低。假若这样，重现视频信号可直接从加法器25中取得。另外，由于在加法器25中迭加的两个重现取样信号，仅需1H的相对时间差，因而在取样器21的输入端提供具有延迟时间KH的第一延迟电路，并在取样器24的输入端提供具有延迟时间（K+1）H的第二延迟电路，取代1H延迟电路22，这是可能的，这里K是个任意自然数。此外，因可变延迟电路53基本上用于相位补偿，可用移相器来代替可变延迟电路53。例如，可变延迟电路53的输出信号可以等于2fs，假使这样的话，具有频率fa和具有所需频宽比的取样脉冲φ₁和φ₂，可由对可变延迟电路53的输出信号进行分频面形成。既然在记录时，经具有因定延迟时间的可变延迟电路传送取样脉冲，更不必说在记录时锁相环路48（PLL）的输出信号能够不经过可变延迟电路53、照原样使用。

本发明也可应用于仅包括记录系统的记录装置，而且，由于记录和重现是信号传输的方式，记录系统可理解为相当于一个信号发射系统，并且重现系统可理解为相当于一个信号接收系统。因此，本发明也可应用于这类信号发射系统和信号接收系统。

在图16到图21所示的每个实施方案中，象连同图1所说明的实施方案一样，为基准色同步信号而增加记录和重现系统是可能的。

此外，本发明不限于这些具体实施方案，而且各种变型和改进型都在本发明的范围之内。

Claims (23)

1、一个视频信号记录和重现装置包括：

取样装置，该装置由一个具有频率fs的信号，对输入视频信号（例如亮度信号）进行取样，所说的频率fs就是在所说的输入视频信号的上限频的两倍处与上限频本身之间的频域内，该频率fs用一个方程式fs＝（1/2）·（2n+1）·f_H表示，这里n是个自然数，f_H代表该输入视频信号的水平扫描频率;

复合信号取得装置，该装置在每个预置时间间隔中，把基准色同步信号同上述取样装置的输出取样信号进行复合，从而获得一个复合信号，所说的基准色同步信号是对上述具有频率fs的信号进行分频而取得的;

记录装置，把来自上述信号复合装置的输出复合信号，记录在记录媒介体上;

重现装置，该装置从记录媒介体上，重现被记录的复合信号;

重现取样信号获得装置，该装置由一个从上述重现装置的输出重现复合信号中，获得具有一个行扫描周期的相对时差的、第一和第二重现取样信号的延迟电路所组成;

取样脉冲发生装置，该装置产生具有频率fs和相位互差180°的第一和第二取样脉冲，该脉冲与从上述重现装置的输出重现复合信号中分离出来的基准色同步信号相位同步。

再取样装置，该装置用所说的第一取样脉冲对上述第一重现取样信号进行再取样以此获得第一再取样信号，并且由第二取样脉冲对上述第二重现取样信号进行再取样以此获得第二再取样信号;

重现视频信号形成装置，该装置至少迭加再取样装置的输出第一和第二再取样信号，以便产生基本上是在频率2fs取样的、重现视频信号，

上述视频信号记录和重现装置，其特征在于：

所述的取样脉冲发生装置包括：脉冲发生电路，该电路产生一个具有频率fs的脉冲，该脉冲和水平同步信号同相，处于从上述重现装置输出重现复合信号中分离的水平和垂直同步信号之间;将上述重现复合信号中的基准色同步信号分离出来的电路;取样脉冲发生电路，该电路接收被分离的水平和垂直同步信号，产生一个和被分离的基准色同步信号相位一致的取样脉冲;可变延迟电路，该电路把上述脉冲发生电路的输出脉冲延迟一段对控制信号响应的时间，以便形成具有频率fs的第一取样脉冲;延迟时间控制装置，该装置用脉冲产生电路的、具有频率fs的输出脉冲相位，与把已分离的基准色同步信号至少进行倍频而取得的信号的相位进行比较，并取得一个相位差信号，该装置把通过上述取样脉冲发生电路的输出取样脉冲对相位差信号进行取样和保持而取得一个信路送入上述可变延迟电路作为该控制信号，以便，使出自于可变延迟电路的上述第一取样脉冲，具有同记录时频率为fs的信号相一致的相位，还有一个移相装置，该装置对上述可变延迟电路的输出第一取样脉冲的相位进行180°移相，以便取得上述第二取样脉冲。

2、在权利要求1中权利要求的视频信号记录装置中，复合信号取得装置包括：信号分离电路，该电路从上述输入视频信号中分离出水平和垂直同步信号;信号发生电路，该电路产生一个和来自上述分离电路的已分离的水平同步信号同相，并具有频率fs的信号;分频电路，该电路对上述信号发生电路的输出信号进行分频;还有信号复合装置，该装置把上述分频电路的输出信号，作为基准色同步信号，同在上述输入视频信号的垂直消隐期间（不包括水平同步信号的持续时间在内）内个预定时间中的上述取样信号进行复合。

3、如权利要求1中所述的视频信号记录和重现装置，其特征在于上述重现视频信号产生装置包括：

一加法器，该加法器至少迭加再取样装置的输出的第一和第二再取样信号，以便获得基本上是在频率2fs取样的信号;

减法器，该电路完成第一和第二再取样信号之间的减法;

滤波和削波装置，该装置接收上述减法电路的输出信号，只传送在低于预定频率的低频范围内，并其振幅大于预定削波电平的信号成份;

混频电路，该电路把上述滤波和削波装置和上述加法器的输出信号混频，并产生重现视频信号。

4、如权利要求1所述的视频信号记录和重现装置，其特征在于其中上述重现视频信号产生装置还包括：

一个加法器，该加法器至少迭加再取样装置的输出的第一和第二取样信号，以便获得基本上是频率为2fs的取样信号;

滤波和削波装置，该装置接收上述第一再取样信号，用来只传送在低于第一频率的低频范围内的，并其振幅大于预定削波电平的信号成分;

一个滤波电路，它接收上述加法器的输出信号以对高于近似等于上述第一频率的第二频率的高频范围内的信号成份进行滤波;

一个混频电路，它用将上述滤波和削波装置的输出信号和上述滤波电路的输出信号进行混频，和用于产生重现视频信号。

5、在权利要求1中权利要求的视频信号记录和重现装置中所说的取样脉冲发生装置包括：基准色同步信号重现装置，该装置从上述重现装置的输出重现复合信号中分离出基准色同步信号，并将上述基准色同步信号进行倍频，以产生一个其频率与频率fs有关的比较信号;相位同步电路，该电路产生作为上述第一取样脉冲的脉冲，该脉冲和从重现复合信号中分离出来的水平同步信号同相，并具有来自上述相位同步电路环路中的可变频率振荡器的频率fs;还有取样和保持装置，该装置在上述基准色同步信号被重现的时间内，对一个相位误差信号进行取样，并保持该取样值，直到下一个基准色同步信号被重现为止，以便获得一个确定的信号，所说相位差信号是把基准同步信号重现装置的输出比较信号的相位第一取样脉冲的相位进行比较而获得的，所说确定的信号作为一个控制信号送入上述可变频率振荡器，以控制可变频率振荡器振荡器的振荡频率。

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