CN216672859U

CN216672859U - 一种开关电源电路和便携式电子装置

Info

Publication number: CN216672859U
Application number: CN202122920869.6U
Authority: CN
Inventors: 付凌云; 秦海怡; 林柏; 王文荣; 王菊梅; 李时姣; 顾浩浩
Original assignee: SHENZHEN NSIWAY TECHNOLOGY CO LTD
Current assignee: SHENZHEN NSIWAY TECHNOLOGY CO LTD
Priority date: 2021-11-24
Filing date: 2021-11-24
Publication date: 2022-06-03
Anticipated expiration: 2031-11-24

Abstract

本实用新型公开了一种开关电源电路和便携式电子装置，包括输入电源及依次与输入电源相连的功率开关和储能元件，还包括用于采集输入电压所连负载的负载电压检测模块、输出脉冲信号并对脉冲信号电平调节的振荡器模块、控制功率开关启闭的逻辑控制模块；负载电压检测模块的输出端与振荡器模块的输入端连接，振荡器模块的输出端与逻辑控制模块连接，振荡器模块具有电平时间阈值；逻辑控制模块与功率开关的控制端连接，当负载电流小于基准电流时，调节脉冲信号的电平，当调节后的脉冲信号的电平时间大于电平时间阈值时，逻辑控制模块关闭功率开关。本实用新型通过调节脉冲信号能更精确实现负载电流的监控和负载电压的调节。

Description

一种开关电源电路和便携式电子装置

技术领域

本实用新型属于开关电源技术领域，具体涉及一种开关电源电路和便携式电子装置。

背景技术

近年来，信息技术发展迅猛，随着人们生活水平的提高，便携式电子产品如蓝牙耳机充电仓、移动电源、便携式锂电池设备等在运输、移动数据采集及个人信息服务等领域得到越来越多的应用，而便携式电子产品的特性要求其供电方式以小型化电源为主。基于小型化、轻便化的原因，通常便携式电子产品所携带的电池容量都会比较小，因此如何更精确的检测到该电池何时充满或者放电结束就直接影响到用户使用便携式设备时的使用时间，从而影响体验且影响便携式设备的使用寿命。

现有技术的开关电源电路一般包括电感、开关、振荡器、负载，振荡器可以产生固定频率的脉冲信号对开关电源和负载的之间开关进行控制进而实现输出电压的动态平衡。在常规的负载电流检测中，通常有保持振荡器频率不变，检测电感电流峰峰值即可推测出输出负载电流，但是当检测到电感电流峰峰值小于设定的值时，系统设定开关关闭，且由于所采样的电感电流是高速微弱的电流信号，极容易受到噪声的干扰，因此电路的抗噪声能力较低且所采样电流准确度不高。

发明内容

针对现有技术中的开关电源电路的抗噪声能力低、采样电流准确度不高导致输出负载电流计算不准确的问题，本实用新型提出了一种开关电源电路和便携式电子装置。为解决以上技术问题，本实用新型所采用的技术方案如下：

本申请实施例第一方面提供了一种开关电源电路，包括输入电源以及依次与输入电源相连接的功率开关和储能元件，还包括用于采集输入电源所连接负载的负载电压检测模块、输出脉冲信号并对脉冲信号的电平进行调节的振荡器模块以及控制功率开关导通或关闭的逻辑控制模块；

负载电压检测模块的输出端与振荡器模块的输入端连接，振荡器模块的输出端与逻辑控制模块连接，且振荡器模块具有电平时间阈值；逻辑控制模块与功率开关的控制端连接，当负载电流大于基准电流时，逻辑控制模块调节功率开关的导通时间使功率开关的导通时间与负载电流的变化成正比，当负载电流小于基准电流时，调节脉冲信号的电平，当调节后的脉冲信号的电平时间大于电平时间阈值，逻辑控制模块关闭功率开关。

在其中一个实施例中，所述负载电压检测模块包括电阻R1、电阻R2、误差放大器和检测控制模块，电阻R1的一端与负载RL的靠近功率开关的一端连接，电阻R1的另一端与电阻R2的一端、误差放大器的反相输入端连接，电阻R2的另一端、负载RL的另一端均接地；误差放大器的同相输入端接收基准电压信号，误差放大器的输出端基于电阻R2上的分压信号和基准电压信号输出误差电压；检测控制模块具有误差电压阈值，检测控制模块基于误差电压阈值和误差电压输出控制电平到振荡器模块的输入端，当负载电流小于基准电流时，通过改变控制电平的电位从而调节振荡器模块的输出使功率开关关闭。

在其中一个实施例中，所述误差放大器包括场效应管MP1，场效应管MP1的栅极接收电阻R2上的分压信号，场效应管MP1的源极与输入电流IB、场效应管MP2的源极连接，场效应管MP1的漏极与场效应管MN1的漏极、检测控制模块的场效应管MN5的栅极、场效应管MN2的栅极、场效应管MN1的栅极连接，场效应管MP2的栅极用于接收基准电压信号；所述场效应管MN2的漏极与场效应管MP2的漏极、场效应管MN3的栅极、场效应管MN4的栅极连接，场效应管MN3的漏极连接，场效应管MN4的漏极与输入电流m*IB、检测控制模块的输入端连接；场效应管MN1的源极、场效应管MN2的源极、场效应管MN3的源极、场效应管MN4的源极均接地，且场效应管MP1和场效应管MP2为PMOS，场效应管MN1、场效应管MN2、场效应管MN3、场效应管MN4为NMOS。

在其中一个实施例中，所述检测控制模块包括钳位电路，钳位电路的第一输入端接收误差电压阈值，钳位电路的第二输入端用于接收误差电压，钳位电路的第一输出端与场效应管MP3的漏极、场效应管MP3的栅极、场效应管MP4的栅极连接，钳位电路的第二输出端与场效应管MP5的源极、钳位电路的第二输入端连接，场效应管MP5的栅极与启动电路连接；场效应管MP3的源极与场效应管MP4的源极连接，场效应管MP4的漏极与场效应管MN5的漏极、电容C2的一端、第一逻辑电路的输入端连接，第一逻辑电路的输出端输出控制电平到振荡器模块的输入端，场效应管MN5的栅极与误差放大器的场效应管MP1的漏极连接；所述场效应管MP5的漏极、场效应管MN5的源极、电容C2的另一端均接地，且场效应管MP5、场效应管MP3、场效应管MP4为PMOS，场效应管MN5为NMOS。

在其中一个实施例中，所述钳位电路包括第一比较器和场效应管MN6，第一比较器的反相输入端与误差放大器的场效应管MN4的漏极连接，第一比较器的同相输入端接收误差电压阈值，第一比较器的输出端与场效应管MN6的栅极连接；场效应管MN6的源极与场效应管MP5的源极连接，场效应管MN6的漏极与场效应管MP3的漏极连接，且场效应管MN6为NMOS。

在其中一个实施例中，所述振荡器模块包括电平时间采样模块和振荡器，振荡器的输入端与负载电压检测模块的输出端连接，振荡器的输出端与电平时间采样模块的输入端和逻辑控制模块连接；电平时间采样模块具有电平时间阈值，当负载电流大于基准电流时，振荡器输出脉冲信号到电平时间采样模块和逻辑控制模块，当负载电流小于基准电流时，调节脉冲信号的电平，当调节后的脉冲信号的电平时间大于电平时间阈值时，电平时间采样模块输出关闭信号到逻辑控制模块关闭功率开关。

在其中一个实施例中，所述电平时间采样模块包括场效应管MP6，场效应管MP6的栅极与场效应管MN6的栅极、振荡器的输出端连接，场效应管MP6的源极与输入电流n*IB连接，场效应管MP6的漏极与场效应管MN6的漏极、电容C3的一端、施密特触发器的输入端连接，场效应管MN6的源极通过电流源IB1接地，且场效应管MP6为PMOS，场效应管MN6为NMOS；施密特触发器的输出端与第二逻辑电路的输入端连接，第二逻辑电路的输出端与逻辑控制模块连接，且电容C3的另一端接地；施密特触发器中设有电压阈值，当电容C3的电压大于电压阈值时，第二逻辑电路输出关闭信号。

在其中一个实施例中，所述逻辑控制模块与误差放大器之间设有电压比较模块，电压比较模块基于误差电压和功率开关的压降生成比较电压，当负载电流大于基准电流时，逻辑控制模块基于比较电压与脉冲信号调节功率开关的导通时间使功率开关的导通时间与负载电流的变化成正比。

在其中一个实施例中，所述电压比较模块包括电压生成模块和第二比较器，电压生成模块的输入端与误差放大器的输出端连接，电压生成模块的输出端输出与误差电压成正比的vcs电压到第二比较器的同相输入端，第二比较器的反相输入端接收功率开关的压降，第二比较器的输出端输出比较电压到逻辑控制模块。

本申请实施例第二方面还提供了一种便携式电子装置，包括电池，还包括如上所述的开关电源电路，所述开关电源电路与所述电池连接。

本实用新型的有益效果：

本实用新型利用误差放大器基于负载的分压信号和基准电压信号输出误差电压，基于误差电压通过电压比较模块生成比较电压，通过检测控制模块生成用于调节振荡器脉冲信号电平的控制电平，当负载电流大于基准电流时，利用比较电压和脉冲信号综合调节功率开关的导通时间，以达到输出电压的动态平衡，当负载电流小于基准电流时，利用控制电平改变脉冲信号的电平，同时利用电平时间采样模块实时检测脉冲信号的电平时间，当脉冲信号的电平时间大于电平时间阈值时输出关闭信号，关闭功率开关对负载形成保护机制；可以更精确地实现负载电流的监控与负载电压的调节。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中的开关电源峰值电流检测结构框图。

图2为本实用新型的开关电源电路结构框图。

图3为负载电压检测模块的电路图。

图4为控制电平和脉冲信号的波形图。

图5为电平时间采样模块的电路图。

1为输入电源，2为功率开关，3为误差放大器，4为检测控制模块，4-1为第一比较器，4-2为启动电路，4-3为第一逻辑电路，5为振荡器，6为电平时间采样模块，6-1为施密特触发器，6-2为第二逻辑电路，7为逻辑控制模块，8为电压生成模块，9为第二比较器。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

如图1所示为开关电源峰值电流的检测结构框图，图中，电感电流工作在断续导通模式，假设该开关电源的效率为η，输入功率为P_in，输出功率为P_out，于是有：

η＝P_out/P_in； (1-1)

已知：P_out＝V_out*I_out，P_in＝1/2*L*I_Lmax ²*F，

因此式(1-1)改写为：

V_out*I_out/η＝1/2*L*I_Lmax ²*F； (1-2)

式中，V_out为输出电压，I_out为输出负载电流，L为电感值，I_Lmax为电感峰峰值，F为OSC模块振荡器频率。

在常规的电流检测中，根据式(1-2)，通常有保持OSC模块振荡器频率不变，检测电感电流I_max即可推测I_out电流。

未触发任何保护机制时，其工作状态如下：FB电压为V_out经由电阻R1和R2的分压，其连接EA(误差放大器)的反相端，当V_out电压小于设定的输出电压值时，FB电压与电路内部的基准电压V_ref的比较差VY被放大，该VY电压再与采样电路采样开关管MO导通期间的电感电流和斜率补偿叠加的电路的输出值VX进行比较，其比较结果输入logic模块，经过处理，logic模块的输出调节开关管MO的导通时间，V_out电压被增大，以此反馈达到V_out的输出平衡。

当负载电流iL小于某一个值时，该系统检测电感电流峰峰值小于设定的值，系统设定开关管MO关闭，其由于采样的是高速微弱的电流信号，容易受到噪声的干扰，因此系统的抗噪声能力降低，并且采样的电流准确度不高。

由于I_Lmax＝V_in*T_on/L，F＝1/T，

于是可以将式(1-2)改写为：

V_out*I_out/η＝1/2*L*(V_in*T_on/L)²/T； (1-3)

式中，T为振荡器模块的振荡周期，T_on为功率开关的导通时间。

将式(1-3)进行整理可得：

V_out*I_out/η＝1/2/L*V_in ²/T*T_on ²； (1-4)

因此，I_out＝1/2/L*V_in ²/T*T_on ²*η/V_out (1-5)。

由于式(1-5)中的V_out为动态平衡参数，动态变化小，可以忽略，η为开关电源的效率，装置设定后是一个不变参数，L为设定电感值，不变，且由于电感电流工作在断续工作模式下时，可以忽略T_on的微小变化，因此可以用OSC模块振荡器周期T来表征负载电流I_out的大小。

实施例1：一种开关电源电路，如图2所示，所述电路包括输入电源1以及依次与输入电源1相连接的储能元件和功率开关2，还包括用于采集输入电源所连接负载RL的负载电压检测模块、输出脉冲信号clk并对脉冲信号clk的电平进行调节的振荡器模块、控制功率开关2启闭的逻辑控制模块7；所述储能元件包括电感L1和电容C1，所述功率开关2可以采用NMOS管或PMOS管，本实施例为PMOS管，输入电源1为负载RL提供输入电压V_in，输入电源1的正极与功率开关2的源极连接，功率开关2的漏极与电感L1的一端、二极管D1的负极连接，二极管D1的正极与电容C1的一端、电阻R1的一端、负载电阻RL的一端连接，电阻R1的另一端与电阻R2的一端、负载电压检测模块的第一输入端连接，负载电压检测模块的第二输入端接收基准电压信号Vref，电阻R2的另一端、负载电阻RL的另一端、电容C1的另一端、电感L1的另一端、输入电源1的负极均接地，其中，电阻R1和电阻R2均为采样电阻，二极管D1为续流二极管。

负载电压检测模块的输出端与振荡器模块的输入端连接，振荡器模块的输出端与逻辑控制模块7的输入端连接，且振荡器模块具有电平时间阈值；所述逻辑控制模块7的输出端与功率开关2的栅极连接，当负载电流大于基准电流时，若当前时刻的负载电流大于上一时刻的负载电流，逻辑控制模块7调节功率开关2的导通时间使功率开关2的导通时间增加，以增大输出电压V_out，若当前时刻的负载电流小于上一时刻的负载电流，逻辑控制模块7调节功率开关2的导通时间使功率开关2的导通时间降低，以减小输出电压V_out，进而使所述电路处于动态平衡，所述动态平衡是指输出电压V_out基本维持在一个固定的数值；当负载电流小于基准电流时，调节脉冲信号的电平，当调节后的脉冲信号的电平持续时间大于电平时间阈值时，逻辑控制模块7关闭功率开关2。实际状况中基准电流数值的设定可以根据所检测的负载对应设置。

如图3所示，负载电压检测模块包括误差放大器3和检测控制模块4，误差放大器3的反相输入端接收电阻R2的分压信号FB，误差放大器3的同相输入端接收基准电压信号Vref，误差放大器3的输出端基于电阻R2上的分压信号FB和基准电压信号Vref输出误差电压VY；所述检测控制模块4具有误差电压阈值VR，检测控制模块4基于误差电压阈值VR和误差电压VY输出控制电平light到振荡器模块的输入端，所述控制电平light用于调节脉冲信号clk的电平也即改变振荡器模块的输出，当负载电流小于基准电流时，通过改变控制电平light的电位可以调节振荡器模块的输出，控制电平light的电位不变时，振荡器模块的输出不变也即持续输出脉冲信号clk。具体电路设计时，可以设置控制电平light为低电平时不影响振荡器模块的输出，也可以设置为控制电平light为高电平时不影响振荡器模块的输出，本实施例中为控制电平light为高电平时不影响振荡器模块的输出，此时电路正常工作，不会触发逻辑控制模块7执行保护机制，控制电平light为低电平时振荡器模块的输出改变。

所述误差放大器3包括场效应管MP1，场效应管MP1的栅极接收电阻R2上的分压信号，场效应管MP1的源极与输入电流IB、场效应管MP2的源极连接，场效应管MP1的漏极与场效应管MN1的漏极、检测控制模块4的场效应管MN5的栅极、场效应管MN2的栅极、场效应管MN1的栅极连接，场效应管MP2的栅极用于接收基准电压信号Vref；所述场效应管MN2的漏极与场效应管MP2的漏极、场效应管MN3的栅极、场效应管MN4的栅极连接，场效应管MN3的漏极连接，场效应管MN4的漏极与输入电流m*IB、检测控制模块4的输入端连接；所述场效应管MN1的源极、场效应管MN2的源极、场效应管MN3的源极、场效应管MN4的源极均接地，且场效应管MP1和场效应管MP2为PMOS，场效应管MN1、场效应管MN2、场效应管MN3、场效应管MN4为NMOS。场效应管MN4的漏极输出误差电压VY到检测控制模块4。所述场效应管MP1和场效应管MP2为误差放大器3的全差分输入，场效应管MN1、场效应管MN2、场效应管MN3均为负载管。

所述检测控制模块4包括钳位电路，钳位电路的第一输入端接收误差电压阈值VR，钳位电路的第二输入端用于接收误差电压VY，钳位电路的第一输出端与场效应管MP3的漏极、场效应管MP3的栅极、场效应管MP4的栅极连接，钳位电路的第二输出端与场效应管MP5的源极、钳位电路的第二输入端连接，场效应管MP5的栅极与启动电路连接，本实施例中，所述启动电路为软启动电路，软启动电路为现有技术，本实用新型不再赘述，主要为了防止负载电流过冲和浪涌，在软启动结束后，关闭场效应管MP5；所述场效应管MP3的源极与场效应管MP4的源极连接，场效应管MP4的漏极与场效应管MN5的漏极、电容C2的一端、第一逻辑电路4-3的输入端连接，第一逻辑电路4-3的输出端输出控制电平light到振荡器模块的输入端，场效应管MN5的栅极与误差放大器3的场效应管MP1的漏极连接，当软启动结束后，场效应管MP3与场效应管MP4开始有电流，此电流会根据负载电流的大小而变化；所述场效应管MP5的漏极、场效应管MN5的源极、电容C2的另一端均接地，且场效应管MP5、场效应管MP3、场效应管MP4为PMOS，场效应管MN5为NMOS。

所述钳位电路包括第一比较器4-1和场效应管MN6，第一比较器4-1的反相输入端与误差放大器3的场效应管MN4的漏极连接，第一比较器4-1的同相输入端接收误差电压阈值VR，第一比较器4-1的输出端与场效应管MN6的栅极连接；所述场效应管MN6的源极与场效应管MP5的源极连接，场效应管MN6的漏极与场效应管MP3的漏极连接，且场效应管MN6为NMOS。

在所述负载电压检测模块中，场效应管MN1、场效应管MN2、场效应管MN5为一组电流镜，场效应管MN3、场效应管MN4为一组电流镜，场效应管MP3、场效应管MP4为一组电流镜，各组电流镜的电流放大系数比例如下：

(W/L)_MN1：(W/L)_MN2:(W/L)_NM5＝1:a1:a2； (2-1)

(W/L)_MN3：(W/L)_MN4＝1:b1； (2-2)

(W/L)_MP3：(W/L)_MP4＝1:c1； (2-3)

假设场效应管MN1的基极电流为Ix，根据电流镜原则，于是有，

I_MN2＝a1*Ix； (2-4)

I_MN3＝IB-(I_MN2+I_MN1)＝IB-(1+a1)*Ix； (2-5)

I_MN4＝b1*I_MN3＝b1*(IB-(1+a1)*Ix)； (2-6)

I_MN5＝a2*Ix (2-7)；

式中，I_MN2表示场效应管MN2的漏极电流，I_MN3表示场效应管MN3的漏极电流，I_MN4表示场效应管MN4的漏极电流，I_MN5表示场效应管MN5的漏极电流，I_MN1表示场效应管MN1的漏极电流，IB表示输入电流IB的电流值。

负载电流大于基准电流时，输出电压V_out比较小，此时输出电压V_out的分压也即电阻R2上的电压小于基准电压信号Vref，因此误差电压VY大于误差阈值电压VR，第一比较器4-1输出低电平VZ，且该低电平VZ小于场效应管MN6的阈值电压VTH6，于是场效应管MN6处于关闭状态，因此场效应管MP3和场效应管MP4没有电流流过。电流镜电压VBIAS连接的场效应管MN5直接控制第一逻辑电路4-3输出的控制电平light为高电平，如图4所示，控制电平light为高电平时，对振荡器模块的输出没有影响，振荡器模块所输出的脉冲信号clk1的波形与脉冲信号clk的波形保持一致，电路仍然按照动态平衡状态工作。本实施例中，第一逻辑电路4-3用于对场效应管MP4和场效应管MN5所传递的模拟信号进行处理，将模拟信号转换为数字信号后输出控制电平light。

当负载电流小于基准电流时，输出电压V_out比较大，此时输出电压V_out的分压也即电阻R2上的电压FB大于基准电压信号Vref，因此误差电压VY小于误差阈值电压VR，第一比较器4-1输出高电平VZ，且该高电平VZ大于场效应管MN6的阈值电压VTH6，于是场效应管MN6正常工作，因此场效应管MP3和场效应管MP4有电流流过，且场效应管MN5关闭。此时场效应管MP3和场效应管MP4的漏极电流分别为：

I_MP3＝I_MN4-m*IB＝b1*(IB-(1+a1)*Ix)-m*IB； (2-8)

I_MP4＝c1*I_MP3＝c1*(b1*(IB-(1+a1)*Ix)-m*IB)； (2-9)

式中，I_MP3表示场效应管MP3的漏极电流，I_MP4表示场效应管MP4的漏极电流，m*IB表示输入电流m*IB的电流值。

此时，场效应管MN5的漏极电流I_MN5与场效应管MP4的漏极电流I_MP4相比，有I_MP4>I_MN5，才能使第一逻辑电路4-3输出的控制电平light为低电平，控制电平light为低电平时对振荡器5的输出产生影响，脉冲信号clk发生变化，控制电平light为低电平的时间由式(1-5)决定。

所述振荡器模块包括电平时间采样模块6和振荡器5，振荡器5的输入端与负载电压检测模块的输出端也即第一逻辑电路4-3的输出端连接方便接收控制电平light，振荡器5的输出端与电平时间采样模块6的输入端和逻辑控制模块7的第1引脚连接；所述电平时间采样模块6具有电平时间阈值，具体电路设计时，可以设置为低电平时间阈值也可以设置为高电平时间阈值，这与电路中元件的设置相关，本实施例中，所述电平时间阈值为低电平时间阈值T1。当负载电流大于基准电流时，振荡器5输出脉冲信号clk到电平时间采样模块6和逻辑控制模块7，当负载电流小于基准电流时，控制电平light为低电平对脉冲信号clk的电平进行调节，振荡器的输出信号跳为低电平信号如图4中clk2所示，电平时间采样模块6对clk2进行低电平时间也即低电平持续时间采样，当clk2的低电平持续时间大于低电平时间阈值T1时，电平时间采样模块6输出关闭信号close到逻辑控制模块7执行保护机制关闭功率开关2。

如图5所示，所述电平时间采样模块6包括场效应管MP6，场效应管MP6的栅极与场效应管MN6的栅极、振荡器5的输出端连接方便接收脉冲信号clk，场效应管MP6的源极与输入电流n*IB连接，场效应管MP6的漏极与场效应管MN6的漏极、电容C3的一端、施密特触发器6-1的输入端连接，场效应管MN6的源极通过电流源IB1接地，且场效应管MP6为PMOS，场效应管MN6为NMOS；所述施密特触发器SMIT的输出端与第二逻辑电路6-2的输入端连接，第二逻辑电路6-2的输出端与逻辑控制模块7的第2引脚连接，且电容C3的另一端接地；所述施密特触发器6-1中设有电压阈值VTH1，当电容C3的电压大于电压阈值VTH1时，施密特触发器6-1输出关闭信号close，第二逻辑电路6-2将关闭信号close延时后再输入到逻辑控制模块7的第2引脚，通过逻辑控制模块7的第4引脚关闭功率开关2。电容C3上的电压达到电压阈值VTH1的时间即为低电平时间阈值T1，且脉冲信号clk的低电平持续时间小于低电平时间阈值T1。

当脉冲信号clk为低电平且持续时间为t1时，场效应管MP6打开，场效应管MN6关闭，电容C3充电。根据公式V＝C*Q和Q＝i*t，于是在脉冲信号clk为低电平的t1时间里，电容C3充到的电压V1为：

V1＝C3*n*IB*t1； (3-1)

式中，C3表示电容C3的容值，n*IB表示输入电流n*IB的电流值。

当脉冲信号clk为高电平且持续时间为t2时，场效应管MP6关闭，场效应管MN6打开，电容C3放电。根据公式V＝C*Q和Q＝i*t，于是在脉冲信号clk为高电平的t2时间里，电容C3的放电电压V2为：

V2＝C3*IB1*t2； (3-2)

式中，IB1表示电流源IB1的电流值。

当负载电流较小时，一定有充电电压V1大于放电电压V2，即

C3*n*IB*t1>C3*IB1*t2 (3-3)；

在一定时间t内，t＝y*(t1+t2)＝y*T，其中，y为常数，能够使得y*(V1-V2)大于等于施密特触发器6-1的电压阈值VTH1，施密特触发器6-1输出低电平进入第二逻辑电路6-2经过延时等信号处理后输出关闭信号close，输出的关闭信号close再进入第二逻辑电路6-2后通过逻辑控制模块7执行保护机制控制功率开关2关闭。

所述逻辑控制模块7与误差放大器3之间还设有电压比较模块，电压比较模块基于误差电压VY和功率开关2的压降Vds生成比较电压VX，所述比较电压VX为斩波，输入逻辑控制模块7方便逻辑控制模块7控制功率开关2的导通和关闭时间。所述电压比较模块包括电压生成模块8和第二比较器9，电压生成模块8的输入端与误差放大器3的输出端连接以接收误差电压VY，电压生成模块8的输出端输出与误差电压VY成正比的vcs电压到第二比较器9的同相输入端，第二比较器9的反相输入端接收功率开关2的压降vds也即漏极和源极之间的电压，第二比较器9的输出端输出比较电压VX到逻辑控制模块7的第3引脚。负载电流大于基准电流时，此时输出电压V_out的分压也即电阻R2上的电压小于基准电压信号Vref，使得误差电压VY大于误差电压阈值VR，控制电平light的电位不变，不改变振荡器的输出，其中，若当前时刻的负载电流大于上一时刻的负载电流，使得误差电压VY增大，此时的误差电压VY经过电压生成模块处理后生成的vcs电压增大，再经过第二比较器9比较生成比较电压VX，逻辑控制模块7基于比较电压VX和脉冲信号clk调节功率开关2的导通时间使功率开关2的导通时间增加，以减小负载电流，增大输出电压V_out；若当前时刻的负载电流小于上一时刻的负载电流，使得误差电压VY减小，此时的误差电压VY经过电压生成模块处理后生成的vcs电压减小，再经过第二比较器9比较生成比较电压VX，逻辑控制模块7基于比较电压VX和脉冲信号clk调节功率开关2的导通时间使功率开关2的导通时间降低，以增大负载电流，减小输出电压V_out，进而达到输出电压V_out的动态平衡。当负载电流小于基准电流时，此时输出电压V_out的分压也即电阻R2上的电压大于基准电压信号Vref，使得误差电压VY小于误差电压阈值VR，检测控制模块所输出的控制电平light为低电平，改变振荡器5的输出，电平时间采样模块6对调节后的脉冲信号clk2进行低电平持续时间采样，当调节后的脉冲信号clk2的低电平持续时间大于低电平时间阈值T1时，施密特触发器6-1输出关闭信号close，逻辑控制模块7的第4引脚关闭功率开关2。

以上所述开关电源电路的控制方法，包括如下步骤：

接通输入电源1为负载提供输入电压；

通过振荡器模块输出的脉冲信号周期性启闭功率开关2；

负载电压检测模块采集负载RL的电压信号，将负载RL的电压信号与负载电压检测模块中的基准电压信号进行比较，根据比较结果输出控制电平；

当负载电流大于基准电流时，逻辑控制模块调节功率开关2的导通时间使功率开关2的导通时间与负载电流的变化成正比；

当负载电流小于基准电流时，通过调节控制电平的电位调节脉冲信号的电平，当调节后的脉冲信号的低电平持续时间大于低电平时间阈值T1时，逻辑控制模块7关闭功率开关2。

本实用新型中的控制方法采用升降压拓扑结构叙述，也可适用于降压拓扑结构和升压拓扑结构，升降压拓扑结构是指输出电压V_out既可大于输入电压V_in，也可以小于输入电压V_in，降压拓扑结构是指输出电压V_out小于输入电压V_in，升压拓扑结构是指输出电压V_out大于输入电压V_in。

实施例2：一种便携式电子装置，包括电池，还包括如实施例1所述的开关电源电路，且所述开关电源电路与所述电池连接，通过该电路可以对便携式电子装置的电池进行供电。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims

1.一种开关电源电路，包括输入电源(1)以及依次与输入电源(1)相连接的功率开关(2)和储能元件，其特征在于，还包括用于采集输入电源(1)所连接负载的负载电压检测模块、输出脉冲信号并对脉冲信号的电平进行调节的振荡器模块以及控制功率开关(2)导通或关闭的逻辑控制模块(7)；

负载电压检测模块的输出端与振荡器模块的输入端连接，振荡器模块的输出端与逻辑控制模块(7)连接，且振荡器模块具有电平时间阈值；逻辑控制模块(7)与功率开关(2)的控制端连接，当负载电流大于基准电流时，逻辑控制模块(7)调节功率开关(2)的导通时间使功率开关(2)的导通时间与负载电流的变化成正比，当负载电流小于基准电流时，调节脉冲信号的电平，当调节后的脉冲信号的电平时间大于电平时间阈值时，逻辑控制模块(7)关闭功率开关(2)。

2.根据权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，所述负载电压检测模块包括电阻R1、电阻R2、误差放大器(3)和检测控制模块(4)，电阻R1的一端与负载RL的靠近功率开关(2)的一端连接，电阻R1的另一端与电阻R2的一端、误差放大器(3)的反相输入端连接，电阻R2的另一端、负载RL的另一端均接地；误差放大器(3)的同相输入端接收基准电压信号，误差放大器(3)的输出端基于电阻R2上的分压信号和基准电压信号输出误差电压；检测控制模块(4)具有误差电压阈值，检测控制模块(4)基于误差电压阈值和误差电压输出控制电平到振荡器模块的输入端，当负载电流小于基准电流时，通过改变控制电平的电位调节振荡器模块的输出使功率开关(2)关闭。

3.根据权利要求2所述的开关电源电路，其特征在于，所述误差放大器(3)包括场效应管MP1，场效应管MP1的栅极接收电阻R2上的分压信号，场效应管MP1的源极与输入电流IB、场效应管MP2的源极连接，场效应管MP1的漏极与场效应管MN1的漏极、检测控制模块的场效应管MN5的栅极、场效应管MN2的栅极、场效应管MN1的栅极连接，场效应管MP2的栅极用于接收基准电压信号；场效应管MN2的漏极与场效应管MP2的漏极、场效应管MN3的栅极、场效应管MN4的栅极连接，场效应管MN3的漏极连接，场效应管MN4的漏极与输入电流m*IB、检测控制模块(4)的输入端连接；场效应管MN1的源极、场效应管MN2的源极、场效应管MN3的源极、场效应管MN4的源极均接地，且场效应管MP1和场效应管MP2为PMOS，场效应管MN1、场效应管MN2、场效应管MN3、场效应管MN4为NMOS。

4.根据权利要求2所述的开关电源电路，其特征在于，所述检测控制模块(4)包括钳位电路，钳位电路的第一输入端接收误差电压阈值，钳位电路的第二输入端用于接收误差电压，钳位电路的第一输出端与场效应管MP3的漏极、场效应管MP3的栅极、场效应管MP4的栅极连接，钳位电路的第二输出端与场效应管MP5的源极、钳位电路的第二输入端连接，场效应管MP5的栅极与启动电路(4-2)连接；场效应管MP3的源极与场效应管MP4的源极连接，场效应管MP4的漏极与场效应管MN5的漏极、电容C2的一端、第一逻辑电路(4-3)的输入端连接，第一逻辑电路(4-3)的输出端输出控制电平到振荡器模块的输入端，场效应管MN5的栅极与误差放大器(3)的场效应管MP1的漏极连接；场效应管MP5的漏极、场效应管MN5的源极、电容C2的另一端均接地，且场效应管MP5、场效应管MP3、场效应管MP4为PMOS，场效应管MN5为NMOS。

5.根据权利要求4所述的开关电源电路，其特征在于，所述钳位电路包括第一比较器(4-1)和场效应管MN6，第一比较器(4-1)的反相输入端与误差放大器(3)的场效应管MN4的漏极连接，第一比较器(4-1)的同相输入端接收误差电压阈值，第一比较器(4-1)的输出端与场效应管MN6的栅极连接；场效应管MN6的源极与场效应管MP5的源极连接，场效应管MN6的漏极与场效应管MP3的漏极连接，且场效应管MN6为NMOS。

6.根据权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，所述振荡器模块包括电平时间采样模块(6)和振荡器(5)，振荡器(5)的输入端与负载电压检测模块的输出端连接，振荡器(5)的输出端与电平时间采样模块(6)的输入端和逻辑控制模块(7)连接；电平时间采样模块(6)具有电平时间阈值，当负载电流大于基准电流时，振荡器(5)输出脉冲信号到电平时间采样模块(6)和逻辑控制模块(7)，当负载电流小于基准电流时，调节脉冲信号的电平，当调节后的脉冲信号的电平时间大于电平时间阈值时，电平时间采样模块(6)输出关闭信号到逻辑控制模块(7)关闭功率开关(2)。

7.根据权利要求6所述的开关电源电路，其特征在于，所述电平时间采样模块(6)包括场效应管MP6，场效应管MP6的栅极与场效应管MN6的栅极、振荡器(5)的输出端连接，场效应管MP6的源极与输入电流n*IB连接，场效应管MP6的漏极与场效应管MN6的漏极、电容C3的一端、施密特触发器(6-1)的输入端连接，场效应管MN6的源极通过电流源IB1接地，且场效应管MP6为PMOS，场效应管MN6为NMOS；施密特触发器(6-1)的输出端与第二逻辑电路(6-2)的输入端连接，第二逻辑电路(6-2)的输出端与逻辑控制模块(7)连接，且电容C3的另一端接地；施密特触发器(6-1)中设有电压阈值，当电容C3的电压大于电压阈值时，第二逻辑电路(6-2)输出关闭信号。

8.根据权利要求2所述的开关电源电路，其特征在于，所述逻辑控制模块(7)与误差放大器(3)之间设有电压比较模块，电压比较模块基于误差电压和功率开关(2)的压降生成比较电压，当负载电流大于基准电流时，逻辑控制模块(7)基于比较电压与脉冲信号调节功率开关(2)的导通时间使功率开关(2)的导通时间与负载电流的变化成正比。

9.根据权利要求8所述的开关电源电路，其特征在于，所述电压比较模块包括电压生成模块(8)和第二比较器(9)，电压生成模块(8)的输入端与误差放大器(3)的输出端连接，电压生成模块(8)的输出端输出与误差电压成正比的vcs电压到第二比较器(9)的同相输入端，第二比较器(9)的反相输入端接收功率开关(2)的压降，第二比较器(9)的输出端输出比较电压到逻辑控制模块(7)。

10.一种便携式电子装置，包括电池，其特征在于，还包括如权利要求1-9任一项所述的开关电源电路，所述开关电源电路与所述电池连接。