CN214900665U - 开关转换器、跨导器电路及电子系统 - Google Patents

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Abstract

提供开关转换器、跨导器电路以及电子系统，涉及开关转换器领域。开关转换器包括电压转换电路，提供来自输入电压的输出电压以及响应于第一和第二振荡电压而生成的PWM电压。跨导器电路的输入级根据参考电压与取决于输出电压的电压之间的差值并且根据跨导提供输入参考电流，输出级用于根据输入参考电流提供输出参考电流。移相器根据输出参考电流对振荡参考电压进行移位以获取第一和第二振荡电压。跨导响应于输入电压而被控制，导致输入参考电流的变化。通过从输入参考电流中减去响应于输入电压生成的可变补偿电流来提供对这种变化的补偿。

Description

开关转换器、跨导器电路及电子系统
技术领域
本实用新型总体上涉及开关转换器领域，并且具体地涉及一种用于将直流输入电压转换成不同于输入电压的直流输出电压的 DC-DC开关转换器。更具体地，本实用新型涉及一种能够针对宽范围的输入电压值以足够的增益和稳定性进行操作的基于时间的 DC-DC开关转换器。
背景技术
DC-DC开关转换器可以用于任何电子系统中，包括电源(诸如电池)和一个或多个电子/机电部件，每一个以各自电压操作：在这样的电子系统中，DC-DC开关转换器可以被配置为根据由电源提供的(单个)输入电压生成多个受控输出电压。
这允许节省空间，因为避免了在电子系统内使用多个电源来对其不同部件供电。
最近，已经开发了基于时间的DC-DC开关转换器，其中基于时间的控制元件被用来代替宽带宽误差放大器、模拟或数字脉冲宽度调制器以及高分辨率模数转换器(ADC)。
2015年4月的《IEEE Journal of Solid-State Circuits》的第50卷第4期(通过引用并入)中S.J.Kim等人的“High Frequency Buck Converter Design Using Time-BasedControl Techniques”中公开了基于时间的DC-DC开关转换器。
这样的基于时间的DC-DC开关转换器包括PID(“比例积分微分”)控制器(即，被配置为连续计算误差值作为期望设定值与测量过程变量之间的差值并且基于比例、积分和微分项应用校正的控制回路机构)，其中积分作用由电流控制的环形振荡器电路实现，并且比例和微分作用由加载有受控相移电路的差分跨导(differential transconductor)电路实现。
已知的基于时间的DC-DC开关转换器对于现代技术要求、尤其是对于期望输入电压具有宽范围值的应用是不令人满意的。实际上，在输入电压的宽范围值的情况下，必须设计PID控制器以确保在最坏情况下(即，当输入电压取高值时)的稳定性。然而，这样的设计标准确定了在输入电压的低值下的低带宽。
换言之，在已知的基于时间的DC-DC开关转换器中，用输入电压的低值下的有限带宽换取输入电压的高值下的足够相位裕度。
在本领域中，需要解决上述问题，并且提供一种在输入电压的高值和低值条件下均能够确保足够的增益和相位裕度/稳定性的实现自适应补偿的开关转换器。
实用新型内容
本实用新型的一个方面涉及一种用于将直流输入电压转换成直流输出电压的开关转换器，其中所述开关转换器包括：
信号发生器电路，用于根据第一振荡电压与第二振荡电压之间的相移提供脉冲宽度调制电压；
电压转换电路，用于响应于所述输入电压和所述脉冲宽度调制电压而提供所述输出电压；
跨导器电路，包括：
输入级，用于根据参考电压与取决于所述输出电压的工作电压之间的差值并且根据与所述跨导器电路相关联的跨导值，提供输入参考电流，以及
输出级，用于基于所述输入参考电流提供差分输出参考电流，所述差分输出参考电流包括正输出参考电流和负输出参考电流；以及
相移电路，包括第一移相器和第二移相器，所述第一移相器施加由所述正输出参考电流控制的第一相移以生成所述第一振荡电压，所述第二移相器施加由所述负输出参考电流控制的第二相移以生成所述第二振荡电压；
其中所述跨导器电路还包括：
调节电路，用于根据所述输入电压调节所述跨导值，其中所述跨导值的调节导致所述输入参考电流的变化；以及
补偿电路，被配置为从所述输入参考电流中减去补偿电流以生成所述正输出参考电流和所述负输出参考电流，其中所述补偿电流响应于所述输入电压被生成。
在一个实施例中，所述调节电路包括偏置电路，所述偏置电路用于利用取决于所述输入电压的偏置电流对所述输入级进行偏置，所述输入参考电流包括所述偏置电流，并且其中所述补偿电路包括：
镜像电路，用于将所述输入参考电流镜像到所述输出级，以及
另外的偏置电路，用于利用取决于所述输入电压而生成的所述补偿电流对所述输出级进行偏置。
在一个实施例中，所述偏置电流与所述输入电压成反比。
在一个实施例中，所述输入参考电流包括第一输入参考电流和第二输入参考电流，所述第一输入参考电流和所述第二输入参考电流每个包括所述偏置电流的相应部分，并且其中所述补偿电流包括第一补偿电流和第二补偿电流，所述第一补偿电流和第二补偿电流分别与所述第一输入参考电流和所述第二输入参考电流中包括的所述偏置电流的所述部分对应。
在一个实施例中，所述输入级包括基于晶体管的差分输入级，所述第一输入参考电流和所述第二输入参考电流每个包括所述偏置电流的一半。
在一个实施例中，所述镜像电路包括：用于镜像所述第一输入参考电流的第一基于晶体管的电流镜和用于镜像所述第二输入参考电流的第二基于晶体管的电流镜，所述第一基于晶体管的电流镜和所述第二基于晶体管的电流镜耦合到所述输入级。
在一个实施例中，开关转换器还包括高通滤波器电路，被配置为生成取决于所述输出电压的所述工作电压。
在一个实施例中，开关转换器还包括分压器电路，被配置为生成取决于所述输出电压的所述工作电压。
在一个实施例中，开关转换器还包括：
第二跨导器电路，包括：
第二输入级，用于根据所述参考电压与取决于所述输出电压的第二工作电压之间的差值并且根据与所述第二跨导器电路相关联的跨导值，提供第二输入参考电流，以及
第二输出级，用于基于所述第二输入参考电流提供第二差分输出参考电流，所述第二差分输出参考电流包括第二正输出参考电流和第二负输出参考电流；
其中所述第一移相器的所述第一相移还由所述第二正输出参考电流控制；以及
其中所述第二移相器的所述第二相移还由所述第二负输出参考电流控制。
在一个实施例中，所述第二跨导器电路还包括：
第二调节电路，用于根据所述输入电压调节所述跨导值，其中所述跨导值的调节导致所述第二输入参考电流的变化；以及
第二补偿电路，被配置为从所述第二输入参考电流中减去补偿电流以生成所述第二正输出参考电流信号和所述第二负输出参考电流信号，其中所述补偿电流响应于所述输入电压被生成。
在一个实施例中，所述补偿电流确保所述差分输出参考电流具有恒定共模电流，而与所述跨导值的调节无关。
在一个实施例中，开关转换器还包括：
第一电流控制振荡器，被配置为生成被施加到所述第一移相器的输入的第一振荡器信号；以及
第二电流控制振荡器，被配置为生成被施加到所述第一移相器的输入的第一振荡器信号。
在一个实施例中，开关转换器还包括：
第三跨导器电路，响应于所述参考电压与取决于所述输出电压的工作电压之间的差值而生成第三差分输出参考电流；
所述第三差分输出参考电流，包括第三正输出参考电流信号和第三负输出参考电流信号；
其中所述第一电流控制振荡器被所述第三正输出参考电流信号偏置，并且其中所述第二电流控制振荡器被所述第三负输出参考电流信号偏置。
在一个实施例中，所述开关转换器是基于时间的开关转换器，所述跨导器电路、所述第一电流控制振荡器电路和所述第二电流控制振荡器电路以及所述第一相移电路和所述第二相移电路标识出所述基于时间的开关转换器的比例积分微分控制器。
在一个实施例中，所述补偿电流确保所述差分输出参考电流具有恒定共模电流，而与所述跨导值的调节无关。
在一个实施例中，所述开关转换器是降压转换器。
本实用新型的一方面，提供一种系统，包括至少一个上述的开关转换器。
本实用新型的一方面，提供一种跨导器电路，包括：
输入级，包括响应于控制信号而生成可变偏置电流的第一可变电流源，所述可变偏置电流被配置为对差分输入晶体管电路进行偏置，所述差分输入晶体管电路被配置为响应于第一电压与第二电压之间的差值而提供正输入参考电流和负输入参考电流；以及
输出级，被配置为基于所述正输入参考电流和所述负输入参考电流提供差分输出参考电流，所述差分输出参考电流包括正输出参考电流和负输出参考电流；
其中所述输出级包括补偿电路，所述补偿电路包括：
第二可变电流源，响应于所述控制信号而生成第一可变补偿电流，其中所述第一可变补偿电流从所述正输入参考电流中被减去以生成所述正输出参考电流；以及
第三可变电流源，响应于所述控制信号而生成第二可变补偿电流，其中所述第二可变补偿电流从所述负输入参考电流中被减去以生成所述负输出参考电流。
在一个实施例中，所述输出级包括：
第一电流镜电路，被配置为镜像所述正输入参考电流以生成所述正输出参考电流；以及
第二电流镜电路，被配置为镜像所述负输入参考电流以生成所述负输出参考电流。
在一个实施例中，所述输出级包括：
第一固定电流源，被配置为生成与所述正输出参考电流相加的第一固定偏置电流；以及
第二固定电流源，被配置为生成与所述负输出参考电流相加的第二固定偏置电流。
在一个实施例中，所述第一可变电流源提供由所述正输入参考电流和所述负输入参考电流形成的差分输入参考电流的可变共模偏置电流分量，并且其中由所述补偿电路生成的所述第一可变补偿电流和所述第二可变补偿电流确保：由所述正输出参考电流和所述负输出参考电流形成的差分输出参考电流的共模分量是固定的，而与所述控制信号的变化无关。
由于所提出的跨导器电路的布置，无需微调动作，根据输入电压变化自动调节与跨导器电路相关联的跨导值被实现(这在高的和低的输入电压VIN的值的条件下均保证了足够的增益和相位裕度/稳定性)，同时确保了由跨导器电路提供的参考电流不受输入电压变化的影响(这允许控制电流控制的相移电路)。
此外，所提出的跨导器电路的布置对开关转换器100的功耗、复杂性和面积占用的影响可忽略不计。
根据一个实施例，作为前述实施例中任一项的附加或替代，开关转换器是降压转换器。
本实用新型的另一方面涉及一种包括这样的开关转换器的电子系统。
附图说明
通过以下对一些示例性和非限制性实施例的描述，本实用新型的这些和其他特征和优点将变得很清楚。为了更好地理解，应当参考附图阅读以下描述，在附图中：
图1示出了可以应用实施例的基于时间的开关转换器的框图；
图2示出了图1的开关转换器的一部分的已知电路实现；以及
图3示出了根据一个实施例的图1的开关转换器的一部分的电路实现。
具体实施方式
参考附图，图1示出了可以应用实施例的基于时间的开关转换器(或开关调节器)100的框图。
根据一个实施例，开关转换器100是DC-DC开关转换器，即，被配置为将直流(DC)输入电压VIN转换成直流(DC)输出电压 VOUT(输出电压VOUT不同于输入电压VIN)的开关转换器。
根据一个实施例，输出电压VOUT低于输入电压VIN，即，开关转换器100是降压型转换器(或降压转换器)。但是，这些原理同样适用于其他开关转换器，诸如输出电压VOUT高于输入电压VIN的升压型转换器(或升压转换器)、或降压型和升压型转换器的组合 (或降压升压转换器)。
在不失一般性的情况下，开关转换器100可以用于包括电源(诸如电池)和每一个以各自的电压操作的一个或多个电子/机电部件的任何电子系统中：在这样的电子系统中，开关转换器100(或多个开关转换器100)可以被配置为根据由电源提供的单个输入电压生成多个受控输出电压(从而节省空间，因为避免了在电子系统内使用多个电源来对其不同部件供电)。这样的电子系统的示例包括台式计算机、服务器、膝上型计算机、媒体播放器(诸如MP3播放器)、电器、子笔记本/上网本、平板计算机、智能电话、蜂窝电话、网络设备、个人数字助理(PDA)、玩具、控制器、数字信号处理器、游戏机、设备控制器、便携式计算设备和/或便携式电子设备。
根据一个实施例，开关转换器100是基于时间的开关转换器，即，其中使用基于时间的控制技术代替宽带宽误差放大器、模拟或数字脉冲宽度调制器或高分辨率模数转换器(ADC)的开关转换器。
根据一个实施例，开关转换器100包括用于接收输入电压VIN的输入端子TIN和用于提供输出电压VOUT的输出端子TOUT。
根据一个实施例，开关转换器100包括用于检测第一振荡电压 V1与第二振荡电压V2之间的相移并且用于根据第一振荡电压V1与第二振荡电压V2之间的相移提供脉冲宽度调制电压VPMW的相位检测器电路105。
根据一个实施例，相位检测器电路105可以基于包括一个或多个RS锁存器(或触发器)的逻辑电路。
根据一个实施例，开关转换器100包括用于接收输入电压VIN并且用于根据输入电压VIN和脉冲宽度调制电压VPMW提供输出电压 VOUT的开关电路110。
根据一个实施例，开关电路110包括功率级电路，例如CMOS 功率级电路。
根据一个实施例，功率级电路包括高压侧开关元件(例如，PMOS 晶体管)110H和低压侧开关元件(例如，NMOS晶体管)110L。
在所考虑的示例性实施例中，高压侧PMOS晶体管110H包括电耦合(例如，直接连接)到输入端子TIN用于接收输入电压VIN的源极端子、用于接收PWM电压VPWM(或其再生版本，如下文所述) 的栅极端子、和电耦合(例如，直接连接)到开关转换器100的输出端子TOUT的漏极端子。
在所考虑的示例性实施例中，低压侧NMOS晶体管110L包括电连接(例如，直接连接)到接地端子TGND用于提供接地电压(例如， 0V)的源极端子、用于接收PWM电压VPWM(或其再生版本，如下文所述)的栅极端子、和电耦合(例如，直接连接)到高压侧PMOS 晶体管110H的漏极端子的漏极端子。
根据一个实施例，开关电路110包括用于驱动功率级电路的驱动级电路。
在所考虑的示例性实施例中，驱动级电路包括高压侧驱动电路 110DH(例如，锥形缓冲器布置)和低压侧驱动电路110DL(例如，锥形缓冲器布置)，该高压侧驱动电路110DH用于接收PWM电压 VPWM并且用于将其再生版本提供给高压侧PMOS晶体管110H(特别是提供给高压侧PMOS晶体管110H的栅极端子)，该低压侧驱动电路110DL用于接收PWM电压VPWM并且用于将其再生版本提供给低压侧NMOS晶体管110L(特别是提供给低压侧NMOS晶体管110L的栅极端子)。
根据一个实施例，开关电路110包括电耦合到高压侧PMOS晶体管110H的漏极端子(并且因此耦合到低压侧NMOS晶体管110L的漏极端子)的滤波电路。
根据一个实施例，滤波电路包括LC滤波电路。
根据一个实施例，滤波电路包括：电感器元件110IND(或多个电感器元件110IND)，该电感器元件110IND的第一端子电耦合(例如，直接连接)到高压侧PMOS晶体管110H的漏极端子(并且因此电耦合到低压侧NMOS晶体管110L的漏极端子)，并且该电感器元件 110IND的第二端子电耦合(例如，直接连接)到开关转换器100的输出端子TOUT；和电容器110CAP(或多个电容器110CAP)，该电容器 110CAP的第一端子电耦合(例如，直接连接)到电感器元件110IND的第一端子(并且因此电耦合到开关转换器100的输出端子TOUT) 并且该电容器110CAP的第二端子电耦合(例如，直接连接)到接地端子TGND。
因此，在所考虑的实施例中，高压侧PMOS晶体管110H的漏极端子(以及等效地，低压侧NMOS晶体管110L的漏极端子)通过滤波级110IND、110CAP电耦合到开关转换器100的输出端子TOUT。
根据一个实施例，开关转换器100包括一个或多个(在所讨论的示例中为三个)跨导器电路1151、1152、1153。
根据一个实施例，每个跨导器电路1151、1152、1153与相应跨导值相关联。
根据一个实施例，每个跨导器电路1151、1152、1153具有用于接收参考电压(例如，DC参考电压)VREF的同相(non-inverting)输入端子(在图中由“IN+”表示)、电耦合到输出端子TOUT用于接收取决于输出电压VOUT的相应工作电压的反相输入端子(在图中由“IN-”表示)、用于根据参考电压VREF与相应工作电压之间的差值并且根据与跨导器电路相关联的跨导值提供相应第一参考电流的同相输出端子(在图中由“OUT+”表示)、以及用于提供与第一参考电流(值)相反的第二参考电流的反相输出端子(在图中由“OUT-”表示)(如下进一步所述，第一振荡电压V1和第二振荡电压V2取决于第一参考电流和第二参考电流)。
如下面在讨论跨导器电路的已知实现和根据一个实施例的跨导器电路的实现时将进一步地讨论的，每个跨导器电路是被配置为将参考电压VREF与相应工作电压之间的电压差转换成对应差分电流 (取决于与跨导器电路相关联的跨导值)的差分跨导器电路，分别由每个跨导器电路的同相和反相输出端子提供的第一参考电流和第二参考电流对应于在彼此相对的方向上的这样的差分电流，该差分电流包括共模电流分量。
在下文中，第一参考电流和第二参考电流将由相同的附图标记表示(指示模块中的第一参考电流和第二参考电流相等)，其中与第二参考电流相关联的负号(“-”)除外(参考以针对第一参考电流和第二参考电流在图中所示的(相同)方向，指示的是第一参考电流和第二参考电流的实际方向彼此相对)。
根据一个实施例，跨导器电路1151被配置为接收工作电压VOP1并且提供第一参考电流IREF1和第二参考电流-IREF1，并且每个跨导器电路1152、1153被配置为接收工作电压VOP23并且分别提供第一参考电流IREF2、IREF3和第二参考电流-IREF2、-IREF3。
根据一个实施例，跨导器电路1151的同相输出端子电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路1152的同相输出端子。
根据一个实施例，跨导器电路1151的反相输出端子电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路1152的反相输出端子。
根据一个实施例，工作电压VOP1是输出电压VOUT的滤波版本 (filtered version)。
根据一个实施例，开关转换器100包括用于将输出电压VOUT滤波为工作电压VOP1的高通滤波器电路120。
根据一个实施例，高通滤波器电路120包括：电容器120CAP(或多个电容器120CAP)，该电容器120CAP的第一端子电耦合(例如，直接连接)到开关转换器100的输出端子TOUT并且该电容器120CAP的第二端子电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路1151的反相输入端子；和电阻器120R，该电阻器120R的第一端子电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路1151的反相输入端子并且该电阻器120R的第二端子用以电接收参考电压VREF。
因此，在所考虑的实施例中，工作电压VOP1是指示影响输出电压VOUT的电压变化的电压。根据一个实施例，取决于高通滤波器的尺寸(sizing)，由高通滤波器120“检测”的电压变化是快速或相对快速的电压变化。
根据一个实施例，工作电压VOP23是输出电压VOUT的缩放版本。
根据一个实施例，开关转换器100包括用于将输出电压VOUT缩放为工作电压VOP23的分压器电路125。
根据一个实施例，分压器电路125包括：电阻器125R1，该电阻器125R1的第一端子电耦合(例如，电连接)到开关转换器100的输出端子TOUT，并且该电阻器125R1的第二端子电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路1152、1153的反相输入端子；和电阻器125R2，该电阻器125R2的第一端子电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路 1152、1153的反相输入端子，并且该电阻器125R2的第二端子电耦合 (例如，直接连接)到接地端子TGND。
根据一个实施例，开关转换器100包括多个电流控制的环形振荡器电路，被配置为根据一个或多个参考电流提供相应振荡参考信号。
根据一个实施例，开关转换器100包括两个电流控制的环形振荡器电路，即，第一电流控制的环形振荡器电路1301和第二电流控制的环形振荡器电路1302，该第一电流控制的环形振荡器电路1301电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路1153的反相输出端子，用于接收第二参考电流-IREF3并且提供第一振荡参考电压VOSC1，该第二电流控制的环形振荡器电路1302电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路1153的同相输出端子，用于接收第一参考电流IREF3并且提供第二振荡参考电压VOSC2(如下面进一步讨论的，第一振荡电压V1和第二振荡电压V2分别取决于第一振荡参考电压VOSC1和第二振荡参考电压VOSC2)。
根据未示出的实施例，第一振荡参考电压VOSC1和第二振荡参考电压VOSC2是在开关转换器100外部生成的，在这种情况下，跨导器电路1153和/或第一电流控制的环形振荡器电路1301和第二电流控制的环形振荡器电路1302可以省略。
根据一个实施例，开关转换器100包括用于根据第一控制电流 ICTRL1和第二控制电流ICTRL2对第一振荡参考电压VOSC1和第二振荡参考电压VOSC2进行相移从而获取第一振荡电压V1和第二振荡电压V2的电流控制的相移电路。
根据一个实施例，第一控制电流ICTRL1等于由跨导器电路1151提供的第二参考电流-IREF1与由跨导器电路1152提供的第二参考电流 -IREF2之和(即，ICTRL1＝-IREF1-IREF2＝-(IREF1+IREF2))，第二控制电流 ICTRL2等于由跨导器电路1151提供的第一参考电流IREF1与由跨导器电路1152提供的第一参考电流IREF2之和(即，ICTRL2＝IREF2+IREF1)，因此，第二控制电流ICTRL2和第一控制电流ICTRL1彼此相反。
根据一个实施例，开关转换器100包括第一电流控制的相移电路1351和第二电流控制的相移电路1352，该第一电流控制的相移电路1351电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路1151的反相输出端子(并且因此电耦合到跨导器电路1152的反相输出端子)用于接收第一控制电流ICTRL1、电耦合(例如，直接连接)到第一电流控制的环形振荡器电路1301用于接收第一振荡参考电压VOSC1以及电耦合 (例如，直接连接)到相位检测器电路105以根据第一振荡参考电压VOSC1和第一控制电流ICTRL1提供第一振荡电压V1，该第二电流控制的相移电路1352电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路1151的同相输出端子(并且因此电耦合到跨导器电路1152的同相输出端子) 用于接收第二控制电流ICTRL2、电耦合(例如，直接连接)到第二电流控制的环形振荡器电路1302用于接收第二振荡参考电压VOSC2以及电耦合(例如，直接连接)到相位检测器电路105以根据第二振荡参考电压VOSC2和第二控制电流ICTRL2提供第二振荡电压V2。
根据一个实施例，每个电流控制的相移电路1351、1352包括n 级CMOS反相器级联(n的大小根据特定设计选项来确定)，然而这不应当被解释为限制。
如上面引用的文章“High Frequency Buck Converter Design Using Time-Based Control Techniques”中公开的，跨导器电路1151、1152、 1153、高通滤波器120、电流控制的环形振荡器电路1301、1302和电流控制的相移电路1351、1352整体上确定PID(“比例积分微分”) 控制器，即，被配置为连续计算误差值作为期望设定值与测量过程变量之间的差值并且基于比例、积分和微分项应用校正的控制回路机构。
现在参考图2，图2示出了开关转换器100的一部分的已知电路实现。特别地，图2示出了跨导器电路1151、1152的已知电路实现。
如图中可见，每个跨导器电路1151、1152包括常规输入差分级。
特别地，跨导器电路1151的输入差分级包括以常规差分配置彼此耦合的第一输入晶体管(例如，PMOS晶体管)2051和第二输入晶体管(例如，PMOS晶体管)2101。
更具体地，第一输入晶体管2051具有接收工作电压VOP1的栅极端子(第一输入晶体管2051的栅极端子因此表示跨导器电路1151的反相输入端子)、提供第一参考电流IREF1的漏极端子(第一输入晶体管2051的漏极端子因此表示跨导器电路1151的同相输出端子)、和源极端子，第二输入晶体管2101具有接收参考电压VREF的栅极端子(第二输入晶体管2101的栅极端子因此表示跨导器电路1151的同相输入端子)、提供第二参考电流-IREF1的漏极端子(第二输入晶体管2101的漏极端子因此表示跨导器电路1151的反相输出端子)、以及电耦合到第一输入晶体管2051的源极端子的源极端子。
根据本文中考虑的示例性非限制性实施例，跨导器电路1151的输入差分级还包括：第一输入电阻器2151，该第一输入电阻器2151的第一端子电耦合(例如，直接连接)到第一输入晶体管2051的源极端子；和第二输入电阻器2201，该第二输入电阻器2201的第一端子电耦合(例如，直接连接)到第二输入晶体管2101的源极端子并且该第二输入电阻器2201的第二端子电耦合(例如，直接连接)到第一输入电阻器2151的第二端子。
跨导器电路1152的输入差分级包括以常规差分配置彼此耦合的第一输入晶体管(例如，PMOS晶体管)2052和第二输入晶体管(例如，PMOS晶体管)2102。
更具体地，第一输入晶体管2052具有接收工作电压VOP23的栅极端子(第一输入晶体管2052的栅极端子因此表示跨导器电路1152的同相输入端子)、提供第一参考电流IREF2的漏极端子(第一输入晶体管2052的漏极端子因此表示跨导器电路1152的同相输出端子)、和源极端子，第二输入晶体管2102具有接收参考电压VREF的栅极端子(第二输入晶体管2102的栅极端子因此表示跨导器电路1152的同相输入端子)、提供第二参考电流-IREF2的漏极端子(第二输入晶体管2102的漏极端子因此表示跨导器电路1152的反相输出端子)、以及电耦合到第一输入晶体管2052的源极端子的源极端子。
根据本文中考虑的示例性的非限制性实施例，跨导器电路1152的输入差分级还包括：第一输入电阻器2152，该第一输入电阻器2152的第一端子电耦合(例如，直接连接)到第一输入晶体管2052的源极端子；和第二输入电阻器2202，该第二输入电阻器2202的第一端子电耦合(例如，直接连接)到第二输入晶体管2102的源极端子并且该第二输入电阻器2202的第二端子电耦合(例如，直接连接)到第一输入电阻器2152的第二端子。
如图中可见，跨导器电路1151的第一输入晶体管2051的漏极端子电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路1152的第一输入晶体管 2052的漏极端子，由此由跨导器电路1151提供的第一参考电流IREF1与由跨导器电路1152提供的第一参考电流IREF2彼此相加并且产生第二控制电流ICTRL2；跨导器电路1151的第二输入晶体管2101的漏极端子电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路1152的第二输入晶体管2102的漏极端子，由此由跨导器电路1151提供的第二参考电流 -IREF1和由跨导器电路1152提供的第二参考电流-IREF2彼此相加并且产生第一控制电流ICTRL1。
如图中可见，每个跨导器电路1151、1152还包括已知的尾部偏置电流源2251、2252，通常表示为用于理想电流发生器的常规电符号。
每个尾部偏置电流源2251、2252分别电耦合(例如，直接连接) 在提供电源DC电压VDD的电源端子与第一输入晶体管2051、2052和第二输入晶体管2101、2102的源极端子之间，从而分别利用第一偏置电流IBIAS1和第二偏置电流IBIAS2偏置跨导器电路1151、1152的输入差分级。在其中跨导器电路1151的输入差分级包括第一输入电阻器2151和第二输入电阻器2201并且跨导器电路1152的输入差分级包括第一输入电阻器2152和第二输入电阻器2202的所讨论的示例中，每个尾部偏置电流源2251、2252分别电耦合(例如，直接连接) 在电源端子与第一输入电阻器2151、2152的第二端子(以及因此第二输入电阻器2201、2202的第一端子)之间。
因此，根据熟知的原理，第一参考电流IREF1、IREF2和第二参考电流-IREF1、-IREF2中的每个包括差分参考电流(即，由于参考电压VREF与工作电压VOP1、VOP23之间的差值/不平衡而生成的电流)和 (即，与其叠加)相应偏置电流的一半(即，IBIAS1/2、IBIAS2/2)。
可以很容易地验证，PID控制器的传递函数HPID(s)可以在概念上被表示为：
Figure DEST_PATH_GDA0003207161250000161
其中：
-KCCDL是第一电流控制的相移电路1351和第二电流控制的相移电路1352的增益；
-KCCO是第一电流控制的环形振荡器电路1301和第二电流控制的环形振荡器电路1302的增益；
-Gm1是跨导器电路1151的增益，并且例如对应于与跨导器电路1151相关联的跨导值；
-Gm2是跨导器电路1152的增益，并且例如对应于与跨导器电路1152相关联的跨导值；
-Gm3是跨导器电路1153的增益，并且例如对应于与跨导器电路1153相关联的跨导值；
-CD是与电容器120CAP相关联的电容值；以及
-RD是与电阻器120R相关联的电阻值。
应当注意，在输入电压VIN的宽范围值的情况下，PID控制器必须被设计为确保在最坏情况下(即，当输入电压VIN取高值时)的稳定性。然而，这样的设计标准确定了在输入电压VIN的低值条件下的低带宽。换言之，应当理解，在开关转换器100的已知电路实现中，用在输入电压VIN的低值条件下的有限带宽换取在输入电压VIN的高值条件下的足够相位裕度。
现在参考图3，图3示出了根据一个实施例的开关转换器100的一部分的电路实现。特别地，图3示出了根据一个实施例的跨导器电路1151、1152的电路实现。
根据一个实施例，跨导器电路1151、1152具有相同的电路实现。
根据一个实施例，每个跨导器电路1151、1152包括：输入级，该输入级用于分别根据参考电压VREF与工作电压VOP1、VOP23之间的差值提供相应的输入参考电流；和输出级，该输出级用于基于输入参考电流提供输出参考电流(即，分别为参考电流IREF1、-IREF1和参考电流IREF2、-IREF2)。
根据一个实施例，跨导器电路1151、1152的输入级包括差分级。
根据一个实施例，跨导器电路1151、1152的输入级包括：以差分配置彼此耦合的第一输入晶体管(例如，NMOS晶体管)3051、 3052和第二输入晶体管(例如，NMOS晶体管)3101、3102。
根据一个实施例，第一输入晶体管3051、3052具有接收工作电压VOP1、VOP23的栅极端子(第一输入晶体管3051、3052的栅极端子因此表示跨导器电路1151、1152的反相输入端子)、提供第二输入参考电流-IREF1,in，-IREF2,in的漏极端子(如下面更好地讨论的，第二参考电流-IREF1、-IREF2是根据第二输入参考电流-IREF1,in、-IREF2,in获取的)、和源极端子；第二输入晶体管3101、3102具有接收参考电压 VREF的栅极端子(第二输入晶体管3101、3102的栅极端子因此表示跨导器电路1151、1152的同相输入端子)、提供第一输入参考电流 IREF1,in，IREF2,in的漏极端子(如下面更好地讨论的，第一参考电流IREF1、 IREF2是根据第二输入参考电流IREF1,in、IREF2,in获取的)、以及电耦合 (例如，直接连接)到第一输入晶体管3051、3052的源极端子的源极端子。
根据一个实施例，开关转换器100包括用于根据输入电压VIN调节与跨导器电路1151、1152相关联的跨导值的调节电路。
根据一个实施例，调节电路包括偏置电路(例如，尾部偏置电流源)3151、3152，用于利用依赖于输入电压VIN的相应偏置电流 IBIAS1(VIN)、IBIAS2(VIN)(下文中称为可变偏置电流)来偏置跨导器电路1151、1152的输入级，由此与输入级相关联的跨导值可根据输入电压VIN变化。
根据一个实施例，可变偏置电流IBIAS1(VIN)等于可变偏置电流 IBIAS2(VIN)。
根据一个实施例，可变偏置电流IBIAS1(VIN)不同于可变偏置电流 IBIAS2(VIN)。
在本文考虑的其中尾部偏置电流源3151、3152电耦合(例如，直接连接)在第一输入晶体管3051、3101和第二输入晶体管3052、 3102的源极端子与接地端子TGND之间的示例中，当开关转换器100 处于稳态并且环路闭合时，差分级的每个输入是“平衡的”(即，跨导器电路1151中VREF＝VOP1，并且跨导器电路1152中VREF＝VOP23)，因此可变偏置电流IBIAS1(VIN)、IBIAS2(VIN)在输入级的第一分支(例如，包括第一输入晶体管3051、3052的分支)和输入级的第二分支(例如，包括第二输入晶体管3101、3102的分支)之间平均拆分。
因此，在该实施例中，第一输入参考电流IREF1,in和第二输入参考电流-IREF1,in每个包括差分参考电流(即，由于参考电压VREF与工作电压VOP1之间的差值/不平衡而生成的电流)和(即，与其叠加)可变偏置电流IBIAS1(VIN)的一半，并且第一输入参考电流IREF2,in和第二输入参考电流-IREF2,in每个包括差分参考电流(即，由于参考电压VREF与工作电压VOP23之间的差值/不平衡而生成的电流)和(即，与其叠加)可变偏置电流IBIAS2(VIN)的一半，在任何情况下，类似的考虑适用于以下情况：由于特定设计选项，第一输入参考电流IREF1,in、 IREF2,in和第二输入参考电流-IREF1,in、-IREF2,in每个包括对应可变偏置电流IBIAS1(VIN)、IBIAS2(VIN)的相应部分。
根据一个实施例，尾部偏置电流源3151、3152包括从属或受控电流源(在这种情况下由VIN控制)。在图中，使用用于受控电流源的常规符号，这表示，尾部偏置电流源3151、3152不限于受控电流源的任何特定实现。
如图中以概念形式所示，尾部偏置电流源3151、3152电耦合(例如，直接连接)到开关转换器100的输入端子TIN用于接收输入电压 VIN并且相应地生成可变偏置电流IBIAS1(VIN)、IBIAS2(VIN)。
根据一个实施例，可变偏置电流IBIAS1(VIN)、IBIAS2(VIN)与输入电压VIN成反比(使得与跨导器电路1151、1152相关联的跨导值随着输入电压VIN的增大而减小，并且随着输入电压VIN减小而增大)。
根据一个实施例，开关转换器100包括补偿电路，用于补偿由于跨导值的调节导致的输入参考电流的变化而引起的输出参考电流的共模电流分量的变化。
根据一个实施例，补偿电路包括镜像电路，用于将跨导器电路 1151、1152的输入参考电流IREF1,in、-IREF1,in、IREF2,in、-IREF2,in镜像到相应输出级。
根据一个实施例，跨导器电路1151的输入级包括用于将输入参考电流IREF1,in、-IREF1,in镜像到跨导器电路1151的相应第一输出级和第二输出级的镜像电路，并且跨导器电路1152的输入级包括用于将输入参考电流IREF2,in、-IREF2,in镜像到跨导器电路1152的相应第一输出级和第二输出级的镜像电路。
根据一个实施例，跨导器电路1151、1152包括用于镜像(例如，复制)第一输入参考电流IREF1,in、IREF2,in的第一电流镜和用于镜像(例如，复制)第二输入参考电流-IREF2,in、-IREF2,in的第二电流镜。
根据一个实施例，第一电流镜和第二电流镜是常规电流镜。
根据一个实施例，跨导器电路1151、1152的第一电流镜包括处于二极管连接配置的第一晶体管3201A、3202A(例如，PMOS晶体管) 和第二晶体管3201B、3202B(例如，PMOS晶体管)，即，第一晶体管3201A、3202A的源极端子接收电源电压VDD，第一晶体管3201A、 3202A的漏极端子电耦合(例如，直接连接)到输入晶体管3051、3052的漏极端子，第一晶体管3201A、3202A的栅极端子电连接到漏极端子，第二晶体管3201B、3202B的源极端子接收电源电压VDD，第二晶体管3201B、3202B的栅极端子电耦合(例如，直接连接)到第一晶体管3201A、3202A的栅极端子，第二晶体管3201B、3202B的漏极端子提供第二输入参考电流-IREF1,in、-IREF2,in的副本。
根据一个实施例，第二电流镜包括处于二极管连接配置的第一晶体管3251A、3252A(例如，PMOS晶体管)和第二晶体管3251B、 3252B(例如，PMOS晶体管)，即，第一晶体管3251A、3252A的源极端子接收电源电压VDD，第一晶体管3251A、3252A的漏极端子电耦合(例如，直接连接)到输入晶体管3101、3102的漏极端子，第一晶体管3251A、3252A的栅极端子电连接到漏极端子，第二晶体管 3251B、3252B的源极端子接收电源电压VDD，第二晶体管3251B、3252B的栅极端子电耦合(例如，直接连接)到第一晶体管3251A、3252A的栅极端子，第二晶体管3251B、3252B的漏极端子提供第一输入参考电流IREF1,in，IREF2,in的副本。
根据一个实施例，跨导器电路1151、1152包括第一偏置电流源 3301、3302和第二偏置电流源3351、3352，每个偏置电流源通常通过用于理想电流发生器的常规电符号来表示。
根据一个实施例，第一偏置电流源3301、3302分别电耦合(例如，直接连接)在第二晶体管3201B、3202B的源极端子与漏极端子之间，并且第二偏置电流源3351、3352电耦合(例如，直接连接) 在第二晶体管3251B、3252B的源极端子与漏极端子之间。
根据一个实施例，跨导器电路1151的第一偏置电流源3301和第二偏置电流源3351被设计为利用与第一偏置电流IBIAS1相对应的偏置电流来偏置跨导器电路1151的第一输出级和第二输出级，并且跨导器电路1152的第一偏置电流源3302和第二偏置电流源3352被设计为利用与第二偏置电流IBIAS2相对应的偏置电流来偏置跨导器电路 1152的第一输出级和第二输出级。
根据一个实施例，跨导器电路1151的第一偏置电流源3301和第二偏置电流源3351被设计为每个提供第一偏置电流IBIAS1的一半 (即，IBIAS1/2)，并且跨导器电路1152的第一偏置电流源3302和第二偏置电流源3352被设计为每个提供第二偏置电流IBIAS2的一半 (即，IBIAS2/2)。从下面的讨论中可以更好地理解，该设计选项允许跨导器电路1151、1152通过相应的输出级提供与结合图2讨论的已知实现相同的参考电流IREF1、-IREF1、IREF2、-IREF2。
根据一个实施例，补偿电路包括另外的偏置电路，用于利用依赖于输入电压VIN的另外的偏置电流来偏置每个跨导器电路1151、 1152的输出级。
根据一个实施例，另外的偏置电流被设计为补偿可变偏置电流 IBIAS1(VIN)、IBIAS2(VIN)，其中另外的偏置电路和另外的偏置电流将分别被称为补偿偏置电路和补偿偏置电流。
根据一个实施例，补偿偏置电路包括：第一补偿偏置电流源3401、 3402，用于利用等于可变偏置电流IBIAS1(VIN)、IBIAS2(VIN)的一半(即， IBIAS1(VIN)/2、IBIAS2(VIN)/2)的相应的补偿可变偏置电流来偏置跨导器电路1151、1152的第一输出级的，和第二补偿偏置电流源3451、 3452，用于利用等于可变偏置电流IBIAS1(VIN)、IBIAS2(VIN)的一半(即， IBIAS1(VIN)/2、IBIAS2(VIN)/2)的相应的补偿可变偏置电流来偏置跨导器电路1151、1152的第二输出级的。
根据该实施例，流过跨导器电路1151的第一输出级和第二输出级的第一输入参考电流IREF1,in和第二输入参考电流-IREF1,in中包括的每个可变偏置电流IBIAS1(VIN)/2通过由第一补偿偏置电流源3401和第二补偿偏置电流源3451中的每个提供的补偿可变偏置电流IBIAS1(VIN)/2被补偿(删除；减去)，从而由跨导器电路1151的第一输出级和第二输出级提供的输出参考电流包括不受输入电压变化影响(换言之，输入电压变化会影响与跨导器电路1151相关联的跨导值Gm1，而不影响第一参考电流IREF1和第二参考电流-IREF1，因此第一参考电流IREF1和第二参考电流-IREF1的共模电压分量是固定的(恒定的)，而与输入电压的变化无关)的第一参考电流IREF1和第二参考电流-IREF1(精确地如图2的已知实现)。
类似地，根据该实施例，流过跨导器电路1152的第一输出级和第二输出级的第一输入参考电流IREF2,in和第二输入参考电流-IREF2,in中包括的每个可变偏置电流IBIAS2(VIN)/2通过由第一补偿偏置电流源 3402和第二补偿偏置电流源3452中的每个提供的补偿可变偏置电流 IBIAS2(VIN)/2被补偿(删除)，从而由跨导器电路1152的第一输出级和第二输出级提供的输出参考电流包括不受输入电压变化影响的 (换言之，输入电压变化会影响与跨导器电路1152相关联的跨导值 Gm2，而不影响第一参考电流IREF2和第二参考电流-IREF2，因此第一参考电流IREF2和第二参考电流-IREF2的共模电压分量是固定的(恒定的)，而与输入电压的变化无关)第一参考电流IREF2和第二参考电流-IREF2(精确地如图2的已知实现)。
在任何情况下，在其中第一输入参考电流IREF1,in、IREF2,in和第二输入参考电流-IREF1,in、-IREF2,in(以及因此相应输出参考电流)每个包括对应的可变偏置电流IBIAS1(VIN)、IBIAS2(VIN)的相应部分(除了一半以外)的实施例中，每个补偿可变偏置电流等于(或基本等于)对应输入参考电流中包括的可变偏置电流IBIAS1(VIN)、IBIAS2(VIN)的部分。
根据一个实施例，第一补偿偏置电流源3401、3402电耦合(例如，直接连接)在接地端子TGND与跨导器电路1151、1152的第一电流镜的第二晶体管3201B、3202B的漏极端子之间，这样的漏极端子因此表示跨导器电路1151、1152的反相输出端子。
根据一个实施例，第二补偿偏置电流源3451、3452电耦合(例如，直接连接)在接地端子TGND与跨导器电路1151、1152的第二电流镜的第二晶体管3251B、3252B的漏极端子之间，这样的漏极端子因此表示跨导器电路1151、1152的同相输出端子。
如图中可见，跨导器电路1151的反相输出端子电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路1152的反相输出端子(从而由跨导器电路 1151提供的第二参考电流-IREF1和由跨导器电路1152提供的第二参考电流-IREF2彼此相加并且产生第一控制电流ICTRL1)，并且跨导器电路 1151的同相输出端子电耦合(例如，直接连接)到跨导器电路1152的同相输出端子(从而由跨导器电路1151提供的第一参考电流IREF1和由跨导器电路1152提供的第一参考电流IREF2彼此相加并且产生第二控制电流ICTRL2)。
根据一个实施例，补偿可变偏置电流源3401、3402、3451、3452包括从属或受控电流源。在图中，使用受控电流源的常规符号，这表示，补偿可变偏置电流源3401、3402、3451、3452不限于受控电流源的任何特定实现。
如图中以概念形式示出，每个补偿可变偏置电流源3401、3402、 3451、3452电耦合(例如，直接连接)到开关转换器100的输入端子 TIN用于接收输入电压VIN并且相应地生成补偿可变偏置电流 IBIAS1(VIN)/2、IBIAS2(VIN)/2。
开关转换器100(特别是跨导器电路1151、1152)具有高性能，而与输入电压VIN的值无关。
特别地，由于所提出的跨导器电路1151、1152的布置，无需微调动作，根据输入电压变化自动调节与跨导器电路1151、1152相关联的跨导值被实现(这在高的和低的输入电压VIN的值的条件下均保证了足够的增益和相位裕度/稳定性)，同时确保了由跨导器电路1151、1152提供的参考电流不受输入电压变化的影响(这允许控制电流控制的相移电路1351、1352)。
此外，所提出的跨导器电路1151、1152的布置对开关转换器100 的功耗、复杂性和面积占用的影响可忽略不计。
自然地，为了满足本地和特定要求，本领域技术人员可以将很多逻辑和/或物理修改和变更应用于上述实用新型。更具体地，尽管已经参考本实用新型的优选实施例以某种程度的特定性描述了本实用新型，但是应当理解，形式和细节以及其他实施例的各种省略、替代和改变都是可能的。特别地，甚至可以在没有前面的描述中阐述的具体细节的情况下实践本实用新型的不同实施例，以提供对本实用新型的更全面的理解；相反，可能已经省略或简化了公知的特征，以便不使描述受到不必要的细节的困扰。而且，明确地意图是，结合本实用新型的任何公开的实施例描述的特定元件和/或方法步骤可以结合在任何其他实施例中。
特别地，类似的考虑在开关转换器具有不同的结构或包括等效部件时适用。在任何情况下，其任何部件都可以分为几个元素，或者两个或更多个部件可以组合为单个元素；此外，每个部件可以被复制以支持对应操作的并行执行。还应当注意(除非另有说明)，不同部件之间的任何交互通常不需要是连续的，并且可以是直接的或者通过一个或多个中介而是间接的。
在独立权利要求中阐述了本实用新型的一个或多个方面，在从属权利要求中指出了本实用新型的有利特征，在此通过引用将其措辞一字不漏地包含在内(参考本实用新型的特定方面提供了有利特征，该特征在细节上作必要的变通之后适用于任何其他方面)。

Claims (21)

1.一种用于将直流输入电压转换成直流输出电压的开关转换器，其特征在于，所述开关转换器包括：
信号发生器电路，用于根据第一振荡电压与第二振荡电压之间的相移提供脉冲宽度调制电压；
电压转换电路，用于响应于所述输入电压和所述脉冲宽度调制电压而提供所述输出电压；
跨导器电路，包括：
输入级，用于根据参考电压与取决于所述输出电压的工作电压之间的差值并且根据与所述跨导器电路相关联的跨导值，提供输入参考电流，以及
输出级，用于基于所述输入参考电流提供差分输出参考电流，所述差分输出参考电流包括正输出参考电流和负输出参考电流；以及
相移电路，包括第一移相器和第二移相器，所述第一移相器施加由所述正输出参考电流控制的第一相移以生成所述第一振荡电压，所述第二移相器施加由所述负输出参考电流控制的第二相移以生成所述第二振荡电压；
其中所述跨导器电路还包括：
调节电路，用于根据所述输入电压调节所述跨导值，其中所述跨导值的调节导致所述输入参考电流的变化；以及
补偿电路，被配置为从所述输入参考电流中减去补偿电流以生成所述正输出参考电流和所述负输出参考电流，其中所述补偿电流响应于所述输入电压被生成。
2.根据权利要求1所述的开关转换器，其中所述调节电路包括偏置电路，所述偏置电路用于利用取决于所述输入电压的偏置电流对所述输入级进行偏置，所述输入参考电流包括所述偏置电流，并且其中所述补偿电路包括：
镜像电路，用于将所述输入参考电流镜像到所述输出级，以及
另外的偏置电路，用于利用取决于所述输入电压而生成的所述补偿电流对所述输出级进行偏置。
3.根据权利要求2所述的开关转换器，其中所述偏置电流与所述输入电压成反比。
4.根据权利要求2所述的开关转换器，其中所述输入参考电流包括第一输入参考电流和第二输入参考电流，所述第一输入参考电流和所述第二输入参考电流每个包括所述偏置电流的相应部分，并且其中所述补偿电流包括第一补偿电流和第二补偿电流，所述第一补偿电流和第二补偿电流分别与所述第一输入参考电流和所述第二输入参考电流中包括的所述偏置电流的所述部分对应。
5.根据权利要求4所述的开关转换器，其中所述输入级包括基于晶体管的差分输入级，所述第一输入参考电流和所述第二输入参考电流每个包括所述偏置电流的一半。
6.根据权利要求4所述的开关转换器，其中所述镜像电路包括：用于镜像所述第一输入参考电流的第一基于晶体管的电流镜和用于镜像所述第二输入参考电流的第二基于晶体管的电流镜，所述第一基于晶体管的电流镜和所述第二基于晶体管的电流镜耦合到所述输入级。
7.根据权利要求1所述的开关转换器，还包括高通滤波器电路，被配置为生成取决于所述输出电压的所述工作电压。
8.根据权利要求1所述的开关转换器，还包括分压器电路，被配置为生成取决于所述输出电压的所述工作电压。
9.根据权利要求1所述的开关转换器，还包括：
第二跨导器电路，包括：
第二输入级，用于根据所述参考电压与取决于所述输出电压的第二工作电压之间的差值并且根据与所述第二跨导器电路相关联的跨导值，提供第二输入参考电流，以及
第二输出级，用于基于所述第二输入参考电流提供第二差分输出参考电流，所述第二差分输出参考电流包括第二正输出参考电流和第二负输出参考电流；
其中所述第一移相器的所述第一相移还由所述第二正输出参考电流控制；以及
其中所述第二移相器的所述第二相移还由所述第二负输出参考电流控制。
10.根据权利要求9所述的开关转换器，其中所述第二跨导器电路还包括：
第二调节电路，用于根据所述输入电压调节所述跨导值，其中所述跨导值的调节导致所述第二输入参考电流的变化；以及
第二补偿电路，被配置为从所述第二输入参考电流中减去补偿电流以生成所述第二正输出参考电流信号和所述第二负输出参考电流信号，其中所述补偿电流响应于所述输入电压被生成。
11.根据权利要求10所述的开关转换器，其中所述补偿电流确保所述差分输出参考电流具有恒定共模电流，而与所述跨导值的调节无关。
12.根据权利要求1所述的开关转换器，还包括：
第一电流控制振荡器，被配置为生成被施加到所述第一移相器的输入的第一振荡器信号；以及
第二电流控制振荡器，被配置为生成被施加到所述第一移相器的输入的第一振荡器信号。
13.根据权利要求12所述的开关转换器，还包括：
第三跨导器电路，响应于所述参考电压与取决于所述输出电压的工作电压之间的差值而生成第三差分输出参考电流；
所述第三差分输出参考电流，包括第三正输出参考电流信号和第三负输出参考电流信号；
其中所述第一电流控制振荡器被所述第三正输出参考电流信号偏置，并且其中所述第二电流控制振荡器被所述第三负输出参考电流信号偏置。
14.根据权利要求12所述的开关转换器，其中所述开关转换器是基于时间的开关转换器，所述跨导器电路、所述第一电流控制振荡器电路和所述第二电流控制振荡器电路以及所述第一相移电路和所述第二相移电路标识出所述基于时间的开关转换器的比例积分微分控制器。
15.根据权利要求1所述的开关转换器，其中所述补偿电流确保所述差分输出参考电流具有恒定共模电流，而与所述跨导值的调节无关。
16.根据权利要求1所述的开关转换器，其中所述开关转换器是降压转换器。
17.一种电子系统，其特征在于，包括至少一个根据权利要求1所述的开关转换器。
18.一种跨导器电路，其特征在于，包括：
输入级，包括响应于控制信号而生成可变偏置电流的第一可变电流源，所述可变偏置电流被配置为对差分输入晶体管电路进行偏置，所述差分输入晶体管电路被配置为响应于第一电压与第二电压之间的差值而提供正输入参考电流和负输入参考电流；以及
输出级，被配置为基于所述正输入参考电流和所述负输入参考电流提供差分输出参考电流，所述差分输出参考电流包括正输出参考电流和负输出参考电流；
其中所述输出级包括补偿电路，所述补偿电路包括：
第二可变电流源，响应于所述控制信号而生成第一可变补偿电流，其中所述第一可变补偿电流从所述正输入参考电流中被减去以生成所述正输出参考电流；以及
第三可变电流源，响应于所述控制信号而生成第二可变补偿电流，其中所述第二可变补偿电流从所述负输入参考电流中被减去以生成所述负输出参考电流。
19.根据权利要求18所述的电路，其中所述输出级包括：
第一电流镜电路，被配置为镜像所述正输入参考电流以生成所述正输出参考电流；以及
第二电流镜电路，被配置为镜像所述负输入参考电流以生成所述负输出参考电流。
20.根据权利要求18所述的电路，其中所述输出级包括：
第一固定电流源，被配置为生成与所述正输出参考电流相加的第一固定偏置电流；以及
第二固定电流源，被配置为生成与所述负输出参考电流相加的第二固定偏置电流。
21.根据权利要求18所述的电路，其中所述第一可变电流源提供由所述正输入参考电流和所述负输入参考电流形成的差分输入参考电流的可变共模偏置电流分量，并且其中由所述补偿电路生成的所述第一可变补偿电流和所述第二可变补偿电流确保：由所述正输出参考电流和所述负输出参考电流形成的差分输出参考电流的共模分量是固定的，而与所述控制信号的变化无关。
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