CN110888484A - 一种低待机功耗高电源抑制比的线性稳压器 - Google Patents
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Abstract
一种低待机功耗高电源抑制比的线性稳压器，在设有基准电路、误差放大器、功率管、旁路电容以及反馈电阻的基础上，增设负载检测电路对功率管的输出电流进行检测，空载待机时，误差放大器的偏置电流只由基准电路输出的偏置电流决定，负载检测电路对误差放大器的偏置电流没有影响，能够实现低的待机功耗；线性稳压器带载时，误差放大器的偏置电流由基准电路输出的偏置电流和负载检测电路提供的偏置电流共同叠加决定，由于基准电路输出的偏置电流为不变的固定值，而负载检测电路提供的偏置电流随着负载增加而增加，误差放大器的偏置电流也会随之增加，响应速度提高，输出电压纹波降低，实现了兼具低待机功耗和正常工作带载时的高电源抑制比。
Description
技术领域
本发明涉及线性稳压器，尤其是一种低待机功耗高电源抑制比的线性稳压器，属于微电子领域模拟集成电路设计领域。
背景技术
如图1、2所示,均为传统线性稳压器，两者的结构相同，不同的是图1误差放大器EA1中采用的是PMOS管构成偏置电流源，其B+端为构成偏置电流源的PMOS管的栅极，图2误差放大器EA2中采用的是NMOS管构成偏置电流源，其B-端为构成偏置电流源的NMOS管的栅极。为了转化输入电压Vin到输出电压Vout1(Vout2)，传统线性稳压器包含一个接在输入电源Vin和输出Vout1(Vout2)之间的功率管Pp1(Pp2),通过控制这个功率管以稳定输出电压Vout1(Vout2)。此外，一个旁路电容Cbypass接在基准电压VREF和地GND之间来稳定基准电压VREF，分压电阻RF1(RF3)和RF2(RF4)接在功率Vout1(Vout2)和地GND之间，其分压提供反馈电压信号VFB1(VFB2)。误差放大器EA1(EA2)比较反馈信号VFB1(VFB2)和基准电压信号VREF，产生误差放大信号VEA1(VEA1)，用来控制功率管Pp1(Pp2)的栅极，以调节其输出电流。在这种电路中，输出电压的电源抑制比由基准电压VREF的电源抑制比和误差放大信号VEA1(VEA2)的电源抑制比组成。重要的是，在高频信号应用中，频率从几十KHz到几百KHz，例如无线通讯，输出电压必须高度稳定。理想情况是，基准电压VREF和电源Vin都是稳定的，然而实际上并非是这样。纹波会在基准电压VREF上产生，然后影响输出电压Vout1(Vout2)。正是由于这样，简单和通用的做法是使用一个旁路电容来减小基准电压的纹波，从而改善输出电压的电源抑制比PSRR。不仅仅基准电压会产生纹波，电源Vin也会产生纹波，该纹波也会干扰输出电压。当Vin电压有纹波时，它会导致输出电压变化，该变化会反应到反馈电压VFB1(VFB1)上。通过误差放大器EA1(EA2)的反馈环路，功率管Pp1(Pp2)的输出电流会被调节以稳定输出电压Vout1(Vout1)。当旁路电容Cbypass最大时，总的环路电源抑制比仍然受限于误差放大器EA1(EA2)和功率管Pp1(Pp2)反馈环路响应。为解决这个问题，电路设计者会关注于改善误差放大器EA1(EA2)的响应时间或者反馈回路。但是在低功耗应用中，受限于低待机功耗，全负载范围内误差放大器EA1(EA2)的偏置电流都很小，导致误差放大器EA1(EA2)的响应速度变慢，响应时间变长，严重影响其正常工作带载时的电源抑制比PSRR。
发明内容
本发明的目的在于提供一种低待机功耗高电源抑制比的线性稳压器，兼具低待机功耗和正常工作带载时高电源抑制比两种特性。
为实现上述目的,本发明的技术方案如下:一种低待机功耗高电源抑制比的线性稳压器，包括基准电路、误差放大器、功率管、旁路电容以及两个分压电阻，误差放大器的负输入端连接基准电路输出的基准电压VREF，误差放大器的输出连接功率管的栅极，功率管的漏极为线性稳压器的输出电压端并通过两个分压电阻串联后接地，两个电阻的连接端反馈连接至误差放大器的正输入端，功率管的源极与衬底互连并连接电源电压Vin；
其特征在于：增设负载检测电路对功率管的栅极电位进行检测，进而检测出负载的输出电流，当线性稳压器空载待机时，即没有输出电流时，误差放大器的偏置电流只由基准电路输出的偏置电流决定，负载检测电路对误差放大器的偏置电流没有影响，能够实现低的待机功耗；当线性稳压器带载时，即有输出电流时，误差放大器的偏置电流由基准电路输出的偏置电流和负载检测电路提供的偏置电流共同叠加决定，由于基准电路输出的偏置电流为不变的固定值，而负载检测电路提供的偏置电流随着负载增加而增加，因此误差放大器的偏置电流也随着负载增加而增加，带来误差放大器响应速度的提高，从而得以降低线性稳压器输出电压高频纹波，提升线性稳压器电源抑制比性能，实现了线性稳压器兼具低待机功耗和正常工作带载时的高电源抑制比；
负载检测电路包括PMOS管P100、P101、P102，NMOS管N100和N101，PMOS管P100的栅极连接误差放大器的输出和功率管的栅极，PMOS管P100的源极与衬底互连并连接功率管的源极和衬底以及电源电压Vin，PMOS管P100的漏极与PMOS管P101的漏极互连并连接NMOS管N100的栅极和漏极以及NMOS管N101的栅极并提供偏置电流B-连接至误差放大器中构成偏置电流源的NMOS管栅极，NMOS管N100的源极和衬底以及NMOS管N101的源极和衬底均接地，PMOS管P101的源极和衬底以及PMOS管P102的源极和衬底均连接功率管的源极和衬底以及电源电压Vin，PMOS管P101的栅极连接基准电路输出的偏置电流bias，PMOS管P102的栅极和漏极与NMOS管N101的漏极互连并提供偏置电流B+，连接至误差放大器中构成偏置电流源的PMOS管栅极。
所述采用PMOS管构成偏置电流源的误差放大器包括PMOS管P1、P2、P3、P4，NMOS管N1、N2、N3以及电阻R1和电容C1，PMOS管P1的栅极作为误差放大器的负输入端，PMOS管P2的栅极作为误差放大器的正输入端，PMOS管P1的源极和衬底与PMOS管P2的源极和衬底互连并连接PMOS管P3的漏极，PMOS管P3与PMOS管P4构成偏置电流源，PMOS管P3的栅极与PMOS管P4的栅极互连并连接负载检测电路提供的偏置电流B+，PMOS管P3的源极和衬底以及PMOS管P4的源极和衬底均连接电源电压Vin，PMOS管P1的漏极连接NMOS管N1的漏极和栅极以及NMOS管N2的栅极，PMOS管P2的漏极连接NMOS管N2的漏极、NMOS管N3的栅极和电阻R1的一端，电阻R1的另一端连接电容C1的一端，电容C1的另一端连接NMOS管N3的漏极和PMOS管P4的漏极并作为误差放大器的输出端，NMOS管N1的源极和衬底、NMOS管N2的源极和衬底以及NMOS管N3的源极和衬底均接地。
所述采用NMOS管构成偏置电流源的误差放大器包括PMOS管P11、P21、P31，NMOS管N11、N21、N31、N41以及电阻R2和电容C2，NMOS管N11的栅极作为误差放大器的负输入端，NMOS管N21的栅极作为误差放大器的正输入端，NMOS管N11的源极和衬底与NMOS管N21的源极和衬底互连并连接NMOS管N31的漏极，NMOS管N31的源极和衬底与NMOS管N41的源极和衬底互连并接地，NMOS管N31与NMOS管N41构成偏置电流源，NMOS管N31栅极与NMOS管N41的栅极互连并连接负载检测电路提供的偏置电流B-，NMOS管N11的漏极连接PMOS管P11的漏极和栅极以及PMOS管P21的栅极，PMOS管P21的漏极连接NMOS管N21的漏极以及电阻R2的一端和PMOS管P31的栅极，电阻R2的另一端连接电容C2的一端，电容C2的另一端连接PMOS管P31的漏极和NMOS管N41的漏极并作为误差放大器的输出端，PMOS管P11的源极和衬底、PMOS管P21的源极和衬底以及PMOS管P31的源极和衬底均连接电源电压Vin。
本发明的优点及显著效果：本发明通过增设一个包含负载检测电路的线性稳压器实现了兼具低待机功耗和正常工作带载时的高电源抑制比特性。负载检测电路检测负载输出电流，从而控制误差放大器的偏置电流相应增加，这样，在空载待机时，误差放大器的功耗保持一个很低的水平，实现低功耗特性；在正常带载情况下，误差放大器的偏置电流随着负载增加而增加，相应的误差放大器响应速度迅速提高，从而得以降低线性稳压器输出电压高频纹波，提升线性稳压器电源抑制比性能。
附图说明
图1是传统的线性稳压器结构；
图2是图1的另一种实施结构；
图3是图1中传统误差放大器电路；
图4是图2中传统误差放大器电路；
图5是本发明与图1、3结合的实施电路；
图6是本发明与图2、4结合的实施电路。
具体实施方式
图1、2均为传统线性稳压器，不同的是图1误差放大器EA1中采用的是PMOS管构成偏置电流源，其B+端为构成偏置电流源的PMOS管的栅极，图2误差放大器EA2中采用的是NMOS管构成偏置电流源，其B-端为构成偏置电流源的NMOS管的栅极，其余结构相同。基准电路可以提供基准电压VREF和不同的基准电流bias+、bias-以及bias等。图1中误差放大器EA1的偏置电流控制端B+由bias+控制，图2中误差放大器EA2的偏置电流控制端B-由bias-控制，bias+和bias-是固定电流值。
图1、2的工作原理为，稳压器的输出电压通过电阻反馈网络输出到误差放大器的正向输入端，同基准电压VREF进行比较，误差放大器的输出信号控制稳压器输出电压保持稳定。当稳压器输出电压下降时，误差放大器的正向端电压下降，导致小于VREF，误差放大器输出电压下降，控制功率管栅极电位下降，从而提升功率管漏端电压，即稳压器的输出电压上升。反之亦然。
图3为与图1对应的传统的误差放大器EA1示例，P1和P2为差分输入，P3和P4为偏置电流源，P3、P4的栅极在没有设置本发明负载检测电路的情况下，连接bias+，由bias+控制(在设置了本发明负载检测电路的情况下，P3、P4的栅极则由检测电路提供的偏置电流B+控制，即bias+不再连接P3、P4的栅极)。
图4为与图2对应的传统的误差放大器EA2示例，N11和N12为差分输入，N31和N41为偏置电流源，N31和N41的栅极在没有设置本发明负载检测电路的情况下，连接bias-，由bias-控制(在设置了本发明负载检测电路的情况下，N31和N41的栅极则由检测电路提供的偏置电流B-控制，即bias-不再连接N31和N41的栅极)。
图5是在图1、3的基础上增加了本发明负载检测电路的实施例。误差放大器EA1的偏置电流由两部分电路决定，即基准电路输出的bias和负载检测电路。负载检测单路由P100、P101、N100、N101以及P102组成。P100源、衬相连接至Vin，其栅极连接至VEA1,P100的漏极和P101的漏极相连，再一起连接至N100的漏极和栅极。P101的源、衬相接，连接至Vin，其栅极连接至基准输出的bias。N100的源、衬相接连接至地电位，其漏极和栅极相连，输出偏置电位B-,再连接至N101的栅极。N101的源、衬相接，连接至地电位，其漏极连接至P102的栅极和漏极，输出偏置B+并连接至误差放大器EA1的偏置电流控制端P3、P4的栅极。功率管Pp1和P100的尺寸比例设置为N:1，
工作原理为：P100检测功率管Pp1的栅极电位来镜像输出电流Iout，同时输出电流IP100＝Iout/N，该电流随输出电流Iout同比例变化，即Iout增加同时IP100增加，Iout减小同时IP100减小。P101的栅极由基准bias控制，输出一个稳定偏置电流。IP100和IP101相加之后汇入N100，形成偏置电压B-，同时镜像给N101，在P102处形成偏置电压B+。当线性稳压器没有带载时，即没有输出电流时，误差放大器EA1的偏置电流只由基准bias决定，负载检测电路对EA1的偏置电流控制B+没有影响，即可以实现低的待机功耗。当线性稳压器带载时，即有输出电流时，误差放大器EA1的偏置电流控制B+由基准bias和负载检测电路共同决定，并且由于基准bias提供的偏置电流不变，而负载检测电路提供的偏置电流随着负载增加而增加，因此误差放大器EA1的偏置电流控制B+随着负载增加而明显增加，即EA1偏置电流明显增加。误差放大器的偏置电流增加，带来带宽和响应速度的提高，避免增益随频率上升而快速下降，从而得以降低输出电压纹波，提升电源抑制比PSRR性能。
图6是在图2、4的基础上增加了本发明负载检测电路的实施例，其结构和工作原理同图5，EA2的偏置电流由负载检测电路提供的偏置电流B-控制。
Claims (3)
1.一种低待机功耗高电源抑制比的线性稳压器，包括基准电路、误差放大器、功率管、旁路电容以及两个分压电阻，误差放大器的负输入端连接基准电路输出的基准电压VREF，误差放大器的输出连接功率管的栅极，功率管的漏极为线性稳压器的输出电压端并通过两个分压电阻串联后接地，两个电阻的连接端反馈连接至误差放大器的正输入端，功率管的源极与衬底互连并连接电源电压Vin；
其特征在于：增设负载检测电路对功率管的栅极电位进行检测，进而检测出负载的输出电流，当线性稳压器空载待机时，即没有输出电流时，误差放大器的偏置电流只由基准电路输出的偏置电流决定，负载检测电路对误差放大器的偏置电流没有影响，能够实现低的待机功耗；当线性稳压器带载时，即有输出电流时，误差放大器的偏置电流由基准电路输出的偏置电流和负载检测电路提供的偏置电流共同叠加决定，由于基准电路输出的偏置电流为不变的固定值，而负载检测电路提供的偏置电流随着负载增加而增加，因此误差放大器的偏置电流也随着负载增加而增加，带来误差放大器响应速度的提高，从而得以降低线性稳压器输出电压高频纹波，提升线性稳压器电源抑制比性能，实现了线性稳压器兼具低待机功耗和正常工作带载时的高电源抑制比；
负载检测电路包括PMOS管P100、P101、P102，NMOS管N100和N101，PMOS管P100的栅极连接误差放大器的输出和功率管的栅极，PMOS管P100的源极与衬底互连并连接功率管的源极和衬底以及电源电压Vin，PMOS管P100的漏极与PMOS管P101的漏极互连并连接NMOS管N100的栅极和漏极以及NMOS管N101的栅极并提供偏置电流B-连接至误差放大器中构成偏置电流源的NMOS管栅极，NMOS管N100的源极和衬底以及NMOS管N101的源极和衬底均接地，PMOS管P101的源极和衬底以及PMOS管P102的源极和衬底均连接功率管的源极和衬底以及电源电压Vin，PMOS管P101的栅极连接基准电路输出的偏置电流bias，PMOS管P102的栅极和漏极与NMOS管N101的漏极互连并提供偏置电流B+，连接至误差放大器中构成偏置电流源的PMOS管栅极。
2.根据权利要求1所述的低待机功耗高电源抑制比的线性稳压器，其特征在于：所述采用PMOS管构成偏置电流源的误差放大器包括PMOS管P1、P2、P3、P4，NMOS管N1、N2、N3以及电阻R1和电容C1，PMOS管P1的栅极作为误差放大器的负输入端，PMOS管P2的栅极作为误差放大器的正输入端，PMOS管P1的源极和衬底与PMOS管P2的源极和衬底互连并连接PMOS管P3的漏极，PMOS管P3与PMOS管P4构成偏置电流源，PMOS管P3的栅极与PMOS管P4的栅极互连并连接负载检测电路提供的偏置电流B+，PMOS管P3的源极和衬底以及PMOS管P4的源极和衬底均连接电源电压Vin，PMOS管P1的漏极连接NMOS管N1的漏极和栅极以及NMOS管N2的栅极，PMOS管P2的漏极连接NMOS管N2的漏极、NMOS管N3的栅极和电阻R1的一端，电阻R1的另一端连接电容C1的一端，电容C1的另一端连接NMOS管N3的漏极和PMOS管P4的漏极并作为误差放大器的输出端，NMOS管N1的源极和衬底、NMOS管N2的源极和衬底以及NMOS管N3的源极和衬底均接地。
3.根据权利要求1所述的低待机功耗高电源抑制比的线性稳压器，其特征在于：所述采用NMOS管构成偏置电流源的误差放大器包括PMOS管P11、P21、P31，NMOS管N11、N21、N31、N41以及电阻R2和电容C2，NMOS管N11的栅极作为误差放大器的负输入端，NMOS管N21的栅极作为误差放大器的正输入端，NMOS管N11的源极和衬底与NMOS管N21的源极和衬底互连并连接NMOS管N31的漏极，NMOS管N31的源极和衬底与NMOS管N41的源极和衬底互连并接地，NMOS管N31与NMOS管N41构成偏置电流源，NMOS管N31栅极与NMOS管N41的栅极互连并连接负载检测电路提供的偏置电流B-，NMOS管N11的漏极连接PMOS管P11的漏极和栅极以及PMOS管P21的栅极，PMOS管P21的漏极连接NMOS管N21的漏极以及电阻R2的一端和PMOS管P31的栅极，电阻R2的另一端连接电容C2的一端，电容C2的另一端连接PMOS管P31的漏极和NMOS管N41的漏极并作为误差放大器的输出端，PMOS管P11的源极和衬底、PMOS管P21的源极和衬底以及PMOS管P31的源极和衬底均连接电源电压Vin。
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