CN114675697B - 一种内部电源管理电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种内部电源管理电路。该内部电源管理电路包括电压转换单元、电压比较器和开关控制单元，电压转换单元用于根据与后级电路中各个电路元件的最小工作电压相关的第一基准电压或者根据电池电压获得的动态的第二基准电压获得用于为后级电路提供工作电压的转换电压，当电池电压大于/等于后级电路正常工作时所需的最小工作电压时，电压转换单元根据动态的第二基准电压将转换电压跟随电池电压变化。本发明的电压转换单元中的晶体管工作在深度线性区的范围更小，所以在大部分情况下都可以具有较高的电源纹波抑制能力和抗干扰能力，从而提高了系统的稳定性和安全性。

Description

一种内部电源管理电路

技术领域

本发明涉及电子电路技术领域，更具体地涉及一种内部电源管理电路。

背景技术

当前的便携式电子产品和可穿戴电子设备，诸如智能手机、平板电脑、智能手表等，都采用可充电电池为系统提供电源，这样可以实现在没有外部电源接入时，由电池为系统供电，使得系统仍然可以正常工作；当电池没有电时，通过外部电源对电池充电，并由外部电源为系统供电。因此，电池管理芯片(Power Management Integrated Circuits)对这些便携式电子产品非常重要。

现有的电源管理芯片一般包括电压转换单元、电压比较器和开关控制单元。电压转换单元可以将外部电源提供的外部电压转换为后级电路元件提供工作电压的转换电压，电压比较器用于比较电池电压和转换电压，开关控制单元用于根据电压比较器的比较结果控制为后级电路提供工作电压的供电路径，从而根据转换电压和电池电压中的较高者为后级电路进行供电。

现有的电源管理芯片中的电压转换单元一般通过低压差线性稳压器(LowDropout Regulator，LDO)来实现。LDO具有结构简单、静态功耗小、输出电压纹波小等特点，但是LDO想要获得较高的PSRR(Power Supply Rejection Ratio，电源纹波抑制比)，需要很高的开环增益以及很宽的带宽，这样需要较大的器件面积以及较大的功耗，而且环路稳定性比较难设计，需要相对复杂的环路补偿网络。所以在外部电压的输入范围较宽(例如3.9-14V)，而LDO环路带宽受限的情况下，当外部电压小于规定的目标值时，LDO会处于过驱动状态，此时稳压器中的晶体管工作在深度线性区，使得电路的PSRR较低，从而导致转换电压带有较大的电压纹波，而转换电压的电源纹波较大可能导致后级电路中的一些敏感元件受到电源纹波干扰而出现异常状态，会降低系统的稳定性和安全性。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种低成本的内部电源管理电路，具有较高的电源纹波抑制比和抗干扰性能。

根据本发明实施例提供了一种内部电源管理电路，包括：电压转换单元，用于将外部电源提供的外部电压转换为转换电压；电压比较器，用于比较电池的电池电压和所述转换电压的大小；以及开关控制单元，用于根据所述电压比较器的比较结果选择所述转换电压或者所述电池电压作为后级电路的供电电压，其中，所述电压转换单元用于在所述电池电压小于所述后级电路的最小工作电压的情况下，根据固定的第一基准电压调整所述转换电压，以及在所述电池电压大于/等于所述后级电路的最小工作电压的情况下，根据跟随所述电池电压动态变化的第二基准电压调整所述转换电压。

可选的，所述内部电源管理电路还包括：动态基准设置单元，用于采集所述电池电压，并基于所述电池电压得到所述第二基准电压。

可选的，所述动态基准设置单元基于所述电池电压与一失调电压的叠加得到所述第二基准电压。

可选的，所述动态基准设置单元包括：依次连接于所述电池电压和地之间的第一支路的第一电阻和第二电阻；依次连接于所述电池电压和地之间的第二支路的第三电阻、第二晶体管、第四电阻和第五电阻；以及运算放大器，反相输入端连接至所述第一电阻和所述第二电阻的公共端，正相输入端连接至所述第三电阻和所述第二晶体管的公共端，输出端连接至所述晶体管的控制端，所述第二晶体管和所述第四电阻的公共端用于输出所述第二基准电压。

可选的，所述电压转换单元为一低压差线性稳压器。

可选的，所述电压转换单元包括：依次连接于所述外部电源和地之间的第一晶体管、第一反馈电阻和第二反馈电阻，所述第一晶体管和所述第一反馈电阻的公共端用于输出所述转换电压；以及误差放大器，第一反相输入端接收所述第一基准电压，第二反相输入端接收所述第二基准电压，正相输入端连接至所述第一反馈电阻和所述第二反馈电阻的公共端以接收一反馈电压，输出端连接至所述第一晶体管的控制端，其中，所述误差放大器根据所述反馈电压与所述第一基准电压或所述第二基准电压之间的误差驱动所述第一晶体管。

可选的，所述第一基准电压等于所述后级电路的最小工作电压与所述低压差线性稳压器的反馈环路系数的比值。

可选的，所述误差放大器包括：差分输入级电路，包括第一至第三差分输入对管，第一差分输入对管的控制端接收所述第一基准电压，第二差分输入对管的控制端接收所述第二基准电压，第三差分输入对管的控制端接收所述反馈电压；以及输出级电路，与所述差分输入级电路连接，用于根据所述差分输入级电路输出的电流得到所述转换电压，其中，所述差分输入级电路还包括第六电阻，所述第六电阻的第一端连接至所述第一差分输入对管和所述第二差分输入对管的第二端，第二端连接至所述第三差分输入对管的第二端，所述第六电阻用于提供输入失调电压。

可选的，当所述电池电压大于所述转换电压时，所述电压比较器输出高电平，所述开关控制单元接通所述电池与所述后级电路之间的供电路径；当所述电池电压小于/等于所述转换电压时，所述电压比较器输出低电平，所述开关控制单元接通所述电压转换单元与所述后级电路之间的供电路径。

可选的，所述开关控制单元为MOS管组成的二选一开关。

本发明实施例的内部电源管理电路包括电压转换单元，电压转换单元用于根据与后级电路中各个电路元件的最小工作电压相关的第一基准电压或者根据电池电压获得的动态的第二基准电压获得后级电路提供工作电压的转换电压，当电池电压小于后级电路中各个电路元件正常工作时所需的最小工作电压时，电压转换单元根据第一基准电压将转换电压稳定在后级电路正常工作时所需的最小工作电压；当电池电压大于/等于后级电路正常工作时所需的最小工作电压时，电压转换单元根据动态的第二基准电压将转换电压跟随电池电压变化。本实施例的电压转换单元中的晶体管工作在深度线性区的范围更小，所以在大部分情况下都可以具有较高的电源纹波抑制能力和抗干扰能力，从而提高了系统的稳定性和安全性。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。

图1示出根据本发明实施例的一种内部电源管理电路的示意性电路图；

图2示出根据本发明第一实施例的一种动态基准设置单元的示意性电路图；

图3示出根据本发明第二实施例的另一种动态基准设置单元的示意性电路图；

图4示出根据本发明第二实施例的误差放大器的示意性电路图；

图5示出根据本发明实施例的内部电源管理电路中的电压转换单元的工作波形示意图。

具体实施方式

以下将参照附图更详细地描述本发明。在各个附图中，相同的元件采用类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，在图中可能未示出某些公知的部分。

在下文中描述了本发明的许多特定的细节，例如部件的结构、材料、尺寸、处理工艺和技术，以便更清楚地理解本发明。但正如本领域的技术人员能够理解的那样，可以不按照这些特定的细节来实现本发明。

应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

图1示出根据本发明实施例的一种内部电源管理电路的示意性电路图。如图1所示，该内部电源管理电路10包括一电压转换单元11、电压比较器12、开关控制单元13及动态基准设置单元14。所述电压转换单元11用于将外部电源20提供的外部电压V_IN转换为后级电路40的工作电压的转换电压VI。该电压比较器12用于比较电池30的电池电压V_BAT和转换电压VI的大小。开关控制单元13用于根据电压比较器13的比较结果控制为后级电路40提供工作电压的供电路径。动态基准设置单元14用于根据电池30提供的电池电压V_BAT为电压转换单元11提供动态的第二基准电压V_REF2，电压转换单元11根据该第二基准电压V_REF2动态调整输出的转换电压VI，以使得转换电压VI跟随电池电压V_BAT动态变化，保证外部电压V_IN大于电池电压V_BAT时，电压转换单元11处于稳定的稳压状态，具有较高的电源纹波抑制能力。

进一步的，电压转换单元11的实现方法可以使用低压差线性稳压器。如图1所示，电压转换单元11包括误差放大器101、晶体管M1以及反馈电阻Rf1和Rf2。晶体管M1用于根据外部电源20提供的外部电压VIN得到转换电压VI，反馈电阻Rf1和Rf2串联连接于晶体管M1的第二端和地之间，反馈电阻Rf1和Rf2用于提供转换电压VI的反馈电压V_FB。误差放大器101用于将反馈电压V_FB与第一基准电压V_REF1或第二基准电压V_REF2进行比较，以获得二者之间的误差信号，并根据该误差信号调整晶体管M1的导通阻抗，从而稳定转换电压VI。其中，第一基准电压V_REF1为电路设定的固定基准，例如根据后级电路40中各个电路元件正常工作时所需的最小工作电压设定第一基准电压V_REF1的电压值，也即第一基准电压V_REF1＝V_{INT_MIN}/k，其中，V_{INT_MIN}为后级电路40中各个电路元件正常工作时所需的最小工作电压(例如3.5V)，1/k为低压差线性稳压器的反馈系数(其中，k＝(Rf1+Rf2)/Rf2，其为常数)。第二基准电压V_REF2为动态基准设置单元14根据电池电压V_BAT得到。在一种实施例中，第二基准电压V_REF2通过在电池电压V_BAT(例如3.5V～4.2V)上叠加一个失调电压得到，也即第二基准电压V_REF2＝(V_BAT+ΔV)/k，1/k为低压差线性稳压器的反馈系数，其为常数。

当电池电压V_BAT小于后级电路40中各个电路元件正常工作时所需的最小工作电压V_{INT_MIN}时，误差放大器101将反馈电压V_FB与第一基准电压V_REF1进行比较，并根据二者的误差信号调整晶体管M1的导通阻抗，以使得转换电压VI稳定在后级电路40正常工作时所需的最小工作电压V_{INT_MIN}。当电池电压V_BAT大于/等于后级电路40正常工作时所需的最小工作电压V_{INT_MIN}时，误差放大器101将反馈电压V_FB与第二基准电压V_REF2进行比较，并根据二者的误差信号调整晶体管M1的导通阻抗，使得转换电压VI跟随电池电压V_BAT变化。因为外部电压V_IN的电压值一般在5V左右，远大于电池电压V_BAT和后级电路40正常工作时所需的最小工作电压V_{INT_MIN}，所以本实施例的电压转换单元11中的晶体管工作在深度线性区的范围更小，在大部分情况下都可以具有较高的电源纹波抑制能力和抗干扰能力。

开关控制单元13例如通过MOS组成的二选一开关管实现，其一个输入端与电压转换单元11连接以接收转换电压VI，另一个输入端与电池30连接以接收电池电压V_BAT，输出端用于向后级电路40提供供电电压V_INT。电压比较器12的正相输入端用于接收所述电池电压V_BAT，反相输入端用于接收所述转换电压VI，输出端向开关控制单元13提供比较结果。示例的，当电池电压V_BAT大于转换电压VI时，电压比较器12向开关控制单元13输出高电平，开关控制单元13接通电池30与后级电路40之间的供电路径，从而根据电池电压V_BAT得到该供电电压V_INT；当电池电压V_BAT小于/等于转换电压时，电压比较器12向开关控制单元13输出低电平，开关控制单元13接通电压转换单元11与后级电路40之间的供电路径，从而根据转换电压VI得到该供电电压V_INT，可以在很大程度上可以避免消耗电池电量，提高了电池的利用率。

图2示出根据本发明第一实施例的一种动态基准设置单元的示意性电路图。如图2所示，动态基准设置单元14包括电阻R11-R15、晶体管M12和运算放大器141。电阻R11和R12依次连接于电池电压VBAT和地之间的第一支路，电阻R13、晶体管M12以及电阻R14和R15依次连接于电池电压VBAT和地之间的第二支路，运算放大器141的反相输入端连接至电阻R11和电阻R12之间的节点A，正相输入端连接至电阻R13和晶体管M12之间的节点B，输出端连接至晶体管M12的控制端，晶体管M12和电阻R14之间的节点C用于输出第二基准电压V_REF2。

设置电阻R11、电阻R13以及电阻R15的阻值为Rx，设置电阻R12的阻值为Ry，设置电阻R14的阻值为Rz，则可以得到第二基准电压V_REF2的电压值为：

又因为运算放大器141钳位节点A和节点B的电压相等，所以可以得到：

结合公式1和公式2可以得到，第二基准电压V_REF2的电压值为：

由公式3可知，通过调节电阻R1-R5的阻值，可以在电池电压V_BAT上叠加不同的失调电压以获得不同的第二基准电压V_REF2。

图3示出根据本发明第二实施例的另一种动态基准设置单元的示意性电路图。如图3所示，动态基准设置单元24包括电阻R21-R24、晶体管M22和运算放大器241。电阻R21和R22依次连接于电池电压VBAT和地之间的第一支路，电阻R23、晶体管M22以及电阻R24依次连接于电池电压VBAT和地之间的第二支路，运算放大器541的反相输入端连接至电阻R21和电阻R22之间的节点A，正相输入端连接至电阻R23和晶体管M22之间的节点B，输出端连接至晶体管M22的控制端，晶体管M22和电阻R24之间的节点C用于输出第二基准电压V_REF2。

设置电阻R21、电阻R23以及电阻R24的阻值为Rx，设置电阻R22的阻值为Ry，则可以得到第二基准电压V_REF2的电压值为：

V_REF2＝V_B 公式4

又因为运算放大器241钳位节点A和节点B的电压相等，所以可以得到：

结合公式4和公式5可以得到，第二基准电压V_REF2的电压值为：

由公式6可知，本实施例的第二基准电压V_REF2通过电池电压VBAT与低压差线性稳压器的反馈系数得到，然后在第二基准电压V_REF2上引入一个失调电压ΔV，使得电压转换单元11的输出端可以得到k(V_REF2+ΔV)的转换电压VI。

图4示出根据本发明第二实施例的误差放大器的示意性电路图。如图4所示，误差放大器101包括差分输入级电路111和输出级电路112。差分输入级电路111包括第一差分输入对管Mn1、第二差分输入对管Mn2和第三差分输入对管Mn3。其中，第一差分输入对管Mn1和第二差分输入对管Mn2的第一端都与输出级电路112连接，第一差分输入对管Mn1和第二差分输入对管Mn2的第二端彼此连接，第一差分输入对管Mn1的控制端接收第一基准电压V_REF1，第二差分输入对管Mn2的控制端接收第二基准电压V_REF2，第三差分输入对管Mn3的第一端与输出级电路112连接，第三差分输入对管Mn3的控制端接收反馈电压V_FB。

进一步的，差分输入级电路111还包括电阻R6，电阻R6连接于第一差分输入对管Mn1和第二差分输入对管Mn2的公共端与第三差分输入对管Mn3的第二端之间。在本实施例中，采用电阻R6在误差放大器101的差分输入级电路111中引入失调电压Vos，从而可以使得转换器的输出端VI可以获得k(V_REF2+ΔV)的电压。

进一步的，差分输入级电路111经由晶体管Mn4连接到参考地电压Vss。具体的，晶体管Mn4的第一端连接至电阻R6的第一端，晶体管Mn4的第二端连接至参考地电压Vss，晶体管Mn4的控制端接收第一偏置电压Vbn。

可选的，第一差分输入对管Mn1、第二差分输入对管Mn2、第三差分输入对管Mn3和晶体管Mn4可以是NMOS晶体管、NPN三极管或者也可以是其他适当的晶体管。作为一个非限制性的例子，图4所示的实施例中第一差分输入对管Mn1、第二差分输入对管Mn2、第三差分输入对管Mn3和晶体管Mn4为NMOS晶体管。

输出级电路112与差分输入级电路111连接，用于根据差分输入级电路111输出的电流得到转换电压VI。本实施例中输出级电路112包括晶体管Mp1至Mp4以及晶体管Mn5至Mn8。晶体管Mp1、晶体管Mp3、晶体管Mn5和晶体管Mn7依次串联连接在电源电压Vdd和参考地电压Vss之间的第一支路。在四者的导通状态，电流经晶体管Mp1、晶体管Mp3、晶体管Mn5以及晶体管Mn7，从电源电压Vdd流至参考地电压Vss。晶体管Mp2、晶体管Mp4、晶体管Mn6和晶体管Mn8依次串联连接在电源电压Vdd和参考地电压Vss之间的第二支路。在四者的导通状态，电流经晶体管Mp2、晶体管Mp4、晶体管Mn6和晶体管Mn8，从电源电压Vdd流至参考地电压Vss。

晶体管Mp1和Mp2的控制端彼此连接，且都连接至的第二偏置电压Vbp，晶体管Mp3和Mp4的控制端彼此连接，且都连接至第三偏置电压Vcp，晶体管Mn5和Mn6的控制端相互连接，且都连接至第四偏置电压Vcn，晶体管Mn7和Mn8的控制端相互连接，且二者的控制端都连接至晶体管Mn5的第一端。晶体管Mp1和Mp3的中间节点连接至第三差分输入对管Mn3的第一端，晶体管Mp2和Mp4的中间节点连接至第一差分输入对管Mn1和第二差分输入对管Mn2的第一端，晶体管Mp4和晶体管Mn6的中间节点用于提供输出电压VO。

图5示出根据本发明实施例的内部电源管理电路中的电压转换单元的工作波形示意图。在图5中，横轴为电池电压V_BAT(单位为：V)，纵轴为转换电压VI(单位为：V)，曲线1表示电池电压的变化曲线，曲线2表示转换电压的变化曲线。由图5可知，当电池电压V_BAT小于后级电路中各个电路元件正常工作时所需的最小工作电压V_{INT_MIN}时，转换电压VI稳定在后级电路正常工作时所需的最小工作电压V_{INT_MIN}。当电池电压V_BAT大于/等于后级电路正常工作时所需的最小工作电压V_{INT_MIN}时，转换电压VI跟随电池电压V_BAT变化。

综上所述，本发明实施例的内部电源管理电路包括电压转换单元，电压转换单元用于根据与后级电路中各个电路元件的最小工作电压相关的第一基准电压或者根据电池电压获得的动态的第二基准电压获得后级电路提供工作电压的转换电压，当电池电压小于后级电路中各个电路元件正常工作时所需的最小工作电压时，电压转换单元根据第一基准电压将转换电压稳定在后级电路正常工作时所需的最小工作电压；当电池电压大于/等于后级电路正常工作时所需的最小工作电压时，电压转换单元根据动态的第二基准电压将转换电压跟随电池电压变化。本实施例的电压转换单元中的晶体管工作在深度线性区的范围更小，所以在大部分情况下都可以具有较高的电源纹波抑制能力和抗干扰能力，从而提高了系统的稳定性和安全性。

应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (9)

1.一种内部电源管理电路，包括：

电压转换单元，所述电压转换单元为低压差线性稳压器，用于将外部电源提供的外部电压转换为转换电压；

电压比较器，用于比较电池的电池电压和所述转换电压的大小；以及

开关控制单元，用于根据所述电压比较器的比较结果选择所述转换电压或者所述电池电压作为后级电路的供电电压，

其中，所述电压转换单元用于在所述电池电压小于所述后级电路的最小工作电压的情况下，根据固定的第一基准电压调整所述转换电压，以及在所述电池电压大于/等于所述后级电路的最小工作电压的情况下，根据跟随所述电池电压动态变化的第二基准电压调整所述转换电压。

2.根据权利要求1所述的内部电源管理电路，还包括：

动态基准设置单元，用于采集所述电池电压，并基于所述电池电压得到所述第二基准电压。

3.根据权利要求2所述的内部电源管理电路，其中，所述动态基准设置单元基于所述电池电压与一失调电压的叠加得到所述第二基准电压。

4.根据权利要求3所述的内部电源管理电路，其中，所述动态基准设置单元包括：

依次连接于所述电池电压和地之间的第一支路的第一电阻和第二电阻；

依次连接于所述电池电压和地之间的第二支路的第三电阻、第二晶体管、第四电阻和第五电阻；以及

运算放大器，反相输入端连接至所述第一电阻和所述第二电阻的公共端，正相输入端连接至所述第三电阻和所述第二晶体管的公共端，输出端连接至所述晶体管的控制端，所述第二晶体管和所述第四电阻的公共端用于输出所述第二基准电压。

5.根据权利要求1所述的内部电源管理电路，其中，所述电压转换单元包括：

依次连接于所述外部电源和地之间的第一晶体管、第一反馈电阻和第二反馈电阻，所述第一晶体管和所述第一反馈电阻的公共端用于输出所述转换电压；以及

误差放大器，第一反相输入端接收所述第一基准电压，第二反相输入端接收所述第二基准电压，正相输入端连接至所述第一反馈电阻和所述第二反馈电阻的公共端以接收一反馈电压，输出端连接至所述第一晶体管的控制端，

其中，所述误差放大器根据所述反馈电压与所述第一基准电压或所述第二基准电压之间的误差驱动所述第一晶体管。

6.根据权利要求5所述的内部电源管理电路，其中，所述第一基准电压等于所述后级电路的最小工作电压与所述低压差线性稳压器的反馈环路系数的比值。

7.根据权利要求5所述的内部电源管理电路，其中，所述误差放大器包括：

差分输入级电路，包括第一至第三差分输入对管，第一差分输入对管的控制端接收所述第一基准电压，第二差分输入对管的控制端接收所述第二基准电压，第三差分输入对管的控制端接收所述反馈电压；以及

输出级电路，与所述差分输入级电路连接，用于根据所述差分输入级电路输出的电流得到所述转换电压，

其中，所述差分输入级电路还包括第六电阻，所述第六电阻的第一端连接至所述第一差分输入对管和所述第二差分输入对管的第二端，第二端连接至所述第三差分输入对管的第二端，所述第六电阻用于提供输入失调电压。

8.根据权利要求1所述的内部电源管理电路，其中，当所述电池电压大于所述转换电压时，所述电压比较器输出高电平，所述开关控制单元接通所述电池与所述后级电路之间的供电路径；

当所述电池电压小于/等于所述转换电压时，所述电压比较器输出低电平，所述开关控制单元接通所述电压转换单元与所述后级电路之间的供电路径。

9.根据权利要求1所述的内部电源管理电路，其中，所述开关控制单元为MOS管组成的二选一开关。