CN211981738U - 单级pfc变换器后级纹波消除电路 - Google Patents

单级pfc变换器后级纹波消除电路 Download PDF

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Abstract

本实用新型设计一种单级PFC变换器后级纹波消除电路，由单级PFC变换器(1)、DC‑DC变换器(2)、滤波电容和输出电容构成。单级PFC变换器(1)具有三组或者两组输出。当单级PFC变换器(1)有三组输出时，第一组和第二组输出的电压差值作为DC‑DC变换器(2)的输入，DC‑DC变换器(2)的输出与第三组输出叠加。控制使得DC‑DC变换器(2)输出的交流分量正好抵消第三组输出的二次谐波，从而得到无纹波的直流输出。当整机功率较小时，单级PFC变换器(1)可以去掉第三组输出，而DC‑DC变换器(2)的工作电压不变，其输出为无纹波直流。优越性：DC‑DC变换器(2)的工作电压和变换功率显著降低，可采用低压功率器件，提高效率降低成本。本实用新型是一种单级PFC+DC变换的新技术方案，可广泛用于高功率因数开关电源。

Description

单级PFC变换器后级纹波消除电路
技术领域
本实用新型涉及一种单级PFC变换器后级纹波消除电路，是一种开关电源技术，属于电力电子技术领域。
背景技术
目前，高功率因数的隔离型AC-DC变换器，有两类技术方案，一是单级变换拓扑，二是两级变换拓扑。
单级变换拓扑主要有反激式、桥式等单级PFC(Power factor Correction)变换器，以及由PFC变换和DC-DC变换(共用一套开关管及控制电路)构成的组合式单级变换器。单级PFC变换器的特点是功率因数高，但是直流输出端含有二次谐波纹波。组合式单级变换器的特点是，直流输出端的纹波和交流输入端的功率因数可以折中优化，能够减少或者消除直流输出端的纹波，但是会降低输入端的功率因数。
两级变换拓扑的方案是，第一级为功率因数校正AC-DC变换，第二级为DC-DC变换。其中又分为两种技术路线。一种是第一级AC-DC非隔离，一般采用Boost拓扑；而第二级DC-DC隔离，主要有移相全桥、LLC变换和单端变换等拓扑。另一种是第一级AC-DC隔离，即为单级PFC变换器，主要有反激式和桥式等拓扑；而第二级DC-DC非隔离，主要有Buck、Boost、Buck-Boost等拓扑。两级变换拓扑可以完全消除输出纹波。
两级变换拓扑方案的主要缺点是，①电路复杂。②整机效率降低。③成本较高。这些都是由于输入电能全部需要经过两级功率变换才能到达负载所造成的。
上述内容仅用于辅助理解本实用新型的技术方案，并不代表承认上述内容都是现有技术。
实用新型内容
本实用新型的目的是，克服上述现有技术的不足，设计一种单级PFC变换器后级纹波消除电路。它是一种单级PFC+非隔离DC-DC变换的新型技术方案，利用简洁的电路拓扑，降低后级DC-DC变换器的工作电压和变换功率，不但提高整机效率，而且降低成本。
本实用新型的技术方案如下。
单级PFC变换器后级纹波消除电路，由单级PFC变换器(1)、DC-DC变换器(2)、滤波电容(C1、C2、C3)和输出电容(Co)构成。单级PFC变换器(1)具有三组输出或者两组输出，它们以共地连接或者共正极连接。DC-DC变换器(2)为非隔离的Buck拓扑或者Boost拓扑或者升-降压拓扑，具有输入正极P、输入负极N和输出极S；DC-DC变换器(2)的输入电压由输入正极P和输入负极N接入，DC-DC变换器(2)的输出电压由输出极S与输入负极N或者输入正极P之间形成。其中，
当单级PFC变换器(1)的三组输出或者两组输出以共地连接时，单级PFC变换器(1)的三组输出或者两组输出的负极连接在一起形成地端GND，DC-DC变换器(2)的输出电压由输出极S与输入负极N形成，DC-DC变换器(2)的输出极S作为正极端Vo；单级PFC变换器(1)的第一组输出的正极Vo1连接DC-DC变换器(2)的输入正极P，单级PFC变换器(1)的第二组输出的正极Vo2连接DC-DC变换器(2)的输入负极N；若单级PFC变换器(1)有三组输出，则其第三组输出的正极Vo3连接DC-DC变换器(2)的输出极S。滤波电容(C1)的正极连接DC-DC变换器(2)的输入正极P，滤波电容(C1)的负极连接地端GND；滤波电容(C2)的正极连接DC-DC变换器(2)的输入负极N，滤波电容(C2)的负极连接地端GND；滤波电容(C3)的正极连接DC-DC变换器(2)的输入正极P，滤波电容(C3)的负极连接DC-DC变换器(2)的输入负极N；或者去掉三个滤波电容(C1、C2、C3)中的任何一个。输出电容(Co)的正极连接DC-DC变换器(2)的输出极S，输出电容(Co)的负极连接地端GND或者连接DC-DC变换器(2)的输入负极N。由正极端Vo和地端GND连接负载。
当单级PFC变换器(1)的三组输出或者两组输出以共正极连接时，单级PFC变换器(1)的三组输出或者两组输出的正极连接在一起形成正极端Vo，DC-DC变换器(2)的输出电压由输出极S与输入正极P形成，DC-DC变换器(2)的输出极S作为地端GND；单级PFC变换器(1)的第一组输出的地GND1连接DC-DC变换器(2)的输入负极N，单级PFC变换器(1)的第二组输出的地GND2连接DC-DC变换器(2)的输入正极P；若单级PFC变换器(1)有三组输出，则第三组输出的地GND3连接DC-DC变换器(2)的输出极S。滤波电容(C1)的负极连接DC-DC变换器(2)的输入负极N，滤波电容(C1)的正极连接正极端Vo；滤波电容(C2)的负极连接DC-DC变换器(2)的输入正极P，滤波电容(C2)的正极连接正极端Vo；滤波电容(C3)的负极连接DC-DC变换器(2)的输入负极N，滤波电容(C3)的正极连接DC-DC变换器(2)的输入正极P；或者去掉三个滤波电容(C1、C2、C3)中的任何一个。输出电容(Co)的负极连接DC-DC变换器(2)的输出极S，输出电容(Co)的正极连接正极端Vo或者连接DC-DC变换器(2)的输入正极P。由正极端Vo和地端GND连接负载。
本实用新型与现有技术相比具有如下优越性。
1)所述实用新型，后级DC-DC变换器(2)的输入电压等于单级PFC变换器(1)的第一组输出和第二组输出的电压之差；即工作电压显著降低，可以采用低压功率器件。
2)所述实用新型，后级DC-DC变换器(2)的变换功率远小于单级PFC变换器(2)的两组输出的总功率，更小于三组输出的总功率，则其功率损耗进一步降低。
3)所述实用新型，设计简洁巧妙的电路拓扑，降低了后级DC-DC变换器(2)的工作电压和变换功率，提高了整机效率、降低了电路成本，具有普适的实用性。
附图说明
图1是单级PFC变换器后级纹波消除电路的共地连接原理图。
图2是单级PFC变换器后级纹波消除电路的共正极连接原理图。
其中，1——单级PFC变换器，2——DC-DC变换器，C1、C2、C3——滤波电容，Co——输出电容。ua——交流输入电源，Vo——正极端，GND——地端。
图3是所述实用新型的DC-DC变换器的同步Buck拓扑图。
图4是所述实用新型的DC-DC变换器的非同步Buck共负极输出拓扑图。
图5是所述实用新型的DC-DC变换器的非同步Buck共正极输出拓扑图。
其中，Q1、Q2——开关管，D1——二极管，Lo——滤波电感。
具体实施方式
下面将结合附图，以优选实施例，对本实用新型进行详细地描述与分析。显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型的一部分实施例而非全部。
再说明一点，在本实用新型中涉及的“第一”“第二”和“第三”等描述仅用于指示性说明之目的，而不能理解为表示其相对重要性或者隐含指明技术特征的数量。
1、本实用新型的优选实施例
如图1、图2所示，单级PFC变换器后级纹波消除电路，由单级PFC变换器(1)、DC-DC变换器(2)、滤波电容(C1、C2、C3)和输出电容(Co)构成。单级PFC变换器(1)具有三组输出或者两组输出，它们以共地连接或者共正极连接。DC-DC变换器(2)为非隔离的Buck拓扑或者Boost拓扑或者升-降压拓扑，具有输入正极P、输入负极N和输出极S；DC-DC变换器(2)的输入电压由输入正极P和输入负极N接入，DC-DC变换器(2)的输出电压由输出极S与输入负极N或者输入正极P之间形成。
如图1所示，当单级PFC变换器(1)的三组输出或者两组输出以共地连接时，单级PFC变换器(1)的三组输出或者两组输出的负极连接在一起形成地端GND，DC-DC变换器(2)的输出电压由输出极S与输入负极N形成，DC-DC变换器(2)的输出极S作为正极端Vo；单级PFC变换器(1)的第一组输出的正极Vo1连接DC-DC变换器(2)的输入正极P，单级PFC变换器(1)的第二组输出的正极Vo2连接DC-DC变换器(2)的输入负极N；若单级PFC变换器(1)有三组输出，则其第三组输出的正极Vo3连接DC-DC变换器(2)的输出极S。滤波电容(C1)的正极连接DC-DC变换器(2)的输入正极P，滤波电容(C1)的负极连接地端GND；滤波电容(C2)的正极连接DC-DC变换器(2)的输入负极N，滤波电容(C2)的负极连接地端GND；滤波电容(C3)的正极连接DC-DC变换器(2)的输入正极P，滤波电容(C3)的负极连接DC-DC变换器(2)的输入负极N；或者去掉三个滤波电容(C1、C2、C3)中的任何一个。输出电容(Co)的正极连接DC-DC变换器(2)的输出极S，输出电容(Co)的负极连接地端GND或者连接DC-DC变换器(2)的输入负极N。由正极端Vo和地端GND连接负载。
如图2所示，当单级PFC变换器(1)的三组输出或者两组输出以共正极连接时，单级PFC变换器(1)的三组输出或者两组输出的正极连接在一起形成正极端Vo，DC-DC变换器(2)的输出电压由输出极S与输入正极P形成，DC-DC变换器(2)的输出极S作为地端GND；单级PFC变换器(1)的第一组输出的地GND1连接DC-DC变换器(2)的输入负极N，单级PFC变换器(1)的第二组输出的地GND2连接DC-DC变换器(2)的输入正极P；若单级PFC变换器(1)有三组输出，则其第三组输出的地GND3连接DC-DC变换器(2)的输出极S。滤波电容(C1)的负极连接DC-DC变换器(2)的输入负极N，滤波电容(C1)的正极连接正极端Vo；滤波电容(C2)的负极连接DC-DC变换器(2)的输入正极P，滤波电容(C2)的正极连接正极端Vo；滤波电容(C3)的负极连接DC-DC变换器(2)的输入负极N，滤波电容(C3)的正极连接DC-DC变换器(2)的输入正极P；或者去掉三个滤波电容(C1、C2、C3)中的任何一个。输出电容(Co)的负极连接DC-DC变换器(2)的输出极S，输出电容(Co)的正极连接正极端Vo或者连接DC-DC变换器(2)的输入正极P。由正极端Vo和地端GND连接负载。
DC-DC变换器(2)可以采用Buck拓扑或者Boost拓扑或者升-降压拓扑。当变换功率较大时，采用同步变换以提高效率；当变换功率较小时，采用非同步变换以降低成本。
如图3所示，DC-DC变换器(2)采用的同步Buck拓扑，其由两个开关管(Q1、Q2)和滤波电感(Lo)构成，具有输入正极P、输入负极N和输出极S。开关管(Q1)的漏极连接输入正极P，开关管(Q2)的源极连接输入负极N；滤波电感(Lo)的一端连接开关管(Q1)的源极和开关管(Q2)的漏极，滤波电感(Lo)的另一端连接输出极S。DC-DC变换器(2)的输出电压由输出极S与输入负极N或者输入正极P形成。
如图4所示，DC-DC变换器(2)若采用非同步Buck共负极输出拓扑，则将图3所示同步Buck拓扑中的开关管(Q2)用二极管(D1)替换，即由开关管(Q1)、二极管(D1)和滤波电感(Lo)构成。开关管(Q1)的漏极连接输入正极P，二极管(D1)的阳极连接输入负极N；滤波电感(Lo)的一端连接开关管(Q1)的源极和二极管(D1)的阴极，滤波电感(Lo)的另一端连接输出极S。DC-DC变换器(2)的输出电压由输出极S与输入负极N形成。此拓扑只适用于单级PFC变换器(1)的三组或者两组输出以共地连接的方案中。
如图5所示，DC-DC变换器(2)若采用非同步Buck共正极输出拓扑，则将图3所示同步Buck拓扑中的开关管(Q1)用二极管(D1)替换，即由开关管(Q2)、二极管(D1)和滤波电感(Lo)构成。开关管(Q2)的源极连接输入负极N，二极管(D1)的阴极连接输入正极P；滤波电感(Lo)的一端连接开关管(Q2)的漏极和二极管(D1)的阳极，滤波电感(Lo)的另一端连接输出极S。DC-DC变换器(2)的输出电压由输出极S与输入正极P形成。此拓扑只适用于单级PFC变换器(1)的三组或者两组输出以共正极连接的方案中。
2、本实用新型的工作原理
单级PFC变换器后级纹波消除电路的工作原理，从以下四个方面进行详细分析。这四个方面可以概括为：单级PFC变换器的输出电压；DC-DC变换器(2)的输入电压；变换功率分配与整机效率分析；滤波电容的容量选择。
2.1 单级PFC变换器的输出电压
所谓单级PFC(Power Factor Correction)变换器，是指由单级功率变换输出直流电压并且实现功率因数校正的变换电路。其输出量为直流电压VD和直流电流ID，输入量为交流电压ua和交流电流ia。该变换器的控制策略是，稳定所需的直流输出量，同时实现输入端的功率因数校正。
所谓功率因数校正(PFC)，即是交流电流ia跟踪交流电压ua，使它们波形一致相位相同，从而达到高功率因数。理论上，功率因数PF≤1。当PF＝1时即有：
Figure BDA0002520128980000051
式(E-1)中，Va为交流电压ua的有效值，Ia为交流电流ia的有效值，ω为正弦交流电的角频率。设单级PFC变换器的效率为η，则单级PFC变换器的交流输入功率Pa和直流输出功率PD分别为：
Figure BDA0002520128980000052
将输出功率PD分解成直流分量
Figure BDA0002520128980000053
加上交流分量
Figure BDA0002520128980000054
的形式：
Figure BDA0002520128980000055
同理，直流输出电压VD，可以分解成直流分量
Figure BDA0002520128980000056
加上交流分量
Figure BDA0002520128980000057
的形式，即：
Figure BDA0002520128980000058
下面以电阻负载为例，分析直流输出电压中的交流分量
Figure BDA0002520128980000059
因为含有电抗分量(感抗或容抗)的负载与滤波电容并联，可以等效成电容与电阻的并联模型。
根据能量守恒定律、线性叠加定理和电路理论，得出如下微分方程：
Figure BDA0002520128980000061
其中，C为滤波电容，Ro为负载电阻。考虑到实际中
Figure BDA0002520128980000062
式(E-5)简化为：
Figure BDA0002520128980000063
求解式(E-6)的微分方程，可以得出交流分量
Figure BDA0002520128980000064
的表达式如下：
Figure BDA0002520128980000065
由式(E-7)可见，单级PFC变换器输出电压的交流分量
Figure BDA0002520128980000066
的角频率为输入交流电压角频率的2倍，所以称为二次谐波。增大滤波电容C可以减小二次谐波，但不能完全消除。若要完全消除该二次谐波，则需采用另外的技术手段。
2.2 DC-DC变换器(2)的输入电压
非隔离的DC-DC变换器有六种基本拓扑，分别是Buck、Boost、Buck-Boost、Sepic、Cuk、Zeta。其中Buck为降压变换，Boost为升压变换，Buck-Boost为升-降压变换，Sepic、Cuk、Zeta也是升-降压变换，所用器件比Buck-Boost较多，但是输入输出特性有所改善。当非隔离DC-DC变换器工作于电流连续模式时，其电压传递函数如下式：
Figure BDA0002520128980000067
式(E-8)中，D为开关管的导通占空比，即PWM控制的占空比；Vin与Vout分别为非隔离DC-DC变换器的输入电压与输出电压。
所述实用新型中的DC-DC变换器(2)可以采用上述的六种基本拓扑之一。不失一般性，下面参照图1和图3，以单级PFC变换器(1)的输出共地连接、DC-DC变换器(2)采用同步Buck拓扑为例，进行详细分析。
DC-DC变换器(2)使得Vo端完全消除纹波(即二次谐波)时，输出电压只有直流分量。根据式(E-4)，设单级PFC变换器(1)的三组输出电压(Vo1、Vo2、Vo3)为：
Figure BDA0002520128980000068
此例中，DC-DC变换器(2)的输出电压由输出极S与输入负极N形成。则DC-DC变换器(2)的输入电压(即工作电压)Vin、输出电压Vout分别为：
Figure BDA0002520128980000071
根据式(E-8)，若DC-DC变换器(2)运行于电流连续模式，则其电压传递函数为：
Figure BDA0002520128980000072
式(E-11)中，Dt为开关管Q1的导通占空比，其随时间而变化。忽略死区时间，开关管Q2的导通占空比为(1-Dt)。则输出电压
Figure BDA0002520128980000073
与Vo1、Vo2的关系为：
Figure BDA0002520128980000074
可见，若要完全消除Vo中的二次谐波，只需反馈控制Dt以满足式(E-12)即可。
因为0≤Dt≤1，所以DC-DC变换器(2)正常运行的一个必要条件是：
Figure BDA0002520128980000075
不失一般性，可以设定：
Figure BDA0002520128980000076
n称作余量系数，考虑10～50％的余量，一般可取n＝1.1～1.5。
根据式(E-10)和式(E-14)，可以推导出：
Figure BDA0002520128980000077
由式(E-15)可见，DC-DC变换器(2)的工作电压Vin只与
Figure BDA0002520128980000078
关联，给定
Figure BDA0002520128980000079
和
Figure BDA00025201289800000710
即可确定Vin。DC-DC变换器(2)的输入电压为单级PFC变换器(1)的两组输出电压(Vo1、Vo2)之差，即工作电压显著降低。因此，DC-DC变换器(2)可以采用低导通电阻的低压功率器件，从而提高效率降低成本。
2.3 变换功率分配与整机效率分析
若单级PFC变换器(1)有第三组输出Vo3，根据式(E-2)，单级PFC变换器(1)的第三组输出功率Po3为：
Po3＝k·Po·(1-cos(2ωt))＝k·Po-k·Po·cos(2ωt) (E-16)
式(E-16)中，Po为所述实用新型的总输出功率，k为Po3所占总输出功率Po的比例系数，0≤k≤1。若单级PFC变换器(1)没有第三组输出Vo3，则k＝0。
从能量传输的角度分析，若要Vo端完全消除二次谐波，需使得DC-DC变换器(2)的输出电流IDC满足如下公式：
Figure BDA0002520128980000081
联立式(E-10)和式(E-17)，得出DC-DC变换器(2)的变换功率PDC为：
Figure BDA0002520128980000082
根据式(E-18)，三个特例是：k＝0、k＝0.5和k＝1。分别对应单级PFC变换器(1)的第三组输出功率Po3占总输出功率Po的比例为0、50％、100％。即：
Figure BDA0002520128980000083
说明一点：当k＝1时，DC-DC变换器(2)相当于直流侧的有源滤波器。
所述实用新型，单级PFC变换器(1)直接输出到Vo端的功率为Po-PDC。因此，得出单级PFC变换器(1)的输入功率Pa为：
Figure BDA0002520128980000084
其中，η2为DC-DC变换器(2)的效率，η为单级PFC变换器(1)的效率。根据式(E-20)，推导出所述实用新型的整机效率ηe为：
Figure BDA0002520128980000085
传统的两级变换拓扑，单级PFC变换的输出功率全部经过后级DC-DC变换而输出，其整机效率为(η·η2)。由式(E-21)可见，所述实用新型的整机效率ηe高于传统的两级变换拓扑的整机效率(η·η2)，PDC越小整机效率越高。
2.4 滤波电容的容量选择
根据DC-DC变换器(2)的拓扑结构，以及滤波电容(C1、C2、C3)的取舍情况，滤波电容的容量选择有所不同。下面继续参照图1和图3，以单级PFC变换器(1)的输出电压共地、DC-DC变换器(2)采用同步Buck拓扑为例，进行详细分析。
当DC-DC变换器(2)采用Buck拓扑时，滤波电容(C1、C2、C3)的取舍分两种情况。一是只保留滤波电容(C2、C3)，二是只保留滤波电容(C1、C2)。
2.4.1 只保留滤波电容C2和C3而去掉C1。
此时，DC-DC变换器(2)的开关管Q1导通时，滤波电容C2、C3都放电；开关管Q2导通时，滤波电容C2放电而滤波电容C3不放电。滤波电容C2、C3的电压分别为(VC2、VC3)，为便于表达，设定(VC2、VC3)的直流分量与交流分量的比例关系式如下：
Figure BDA0002520128980000091
一般选择：δ,σ∈[0.1,0.3]。因为(VC2＝Vo2，VC3＝Vo1-Vo2)，并且
Figure BDA0002520128980000092
和
Figure BDA0002520128980000093
相位基本一致，所以由式(E-15)、式(E-14)、式(E-12)和式(E-22)得出：
Figure BDA0002520128980000094
Figure BDA0002520128980000095
根据式(E-16)，单级PFC变换器(1)的Vo3端输出功率为Po3，所以由Vo1端和Vo2端输出到Vo端的功率为(Po-Po3)。(Po-Po3)可以分解成两部分，即滤波电容C2的输出功率PC2O和滤波电容C3的输出功率PC3O，根据式(E-24)和式(E-17)得出：
Figure BDA0002520128980000096
根据能量守恒和式(E-2)，通过单级PFC变换器(1)和DC-DC变换器(2)，叠加到滤波电容C2、C3上的瞬时无功功率(即交流分量)
Figure BDA0002520128980000097
分别为：
Figure BDA0002520128980000101
由式(E-26)可见，总的无功功率
Figure BDA0002520128980000102
与Po3所占总输出功率Po的比例系数k无关，k只影响无功功率在滤波电容(C2、C3)上的分配。这是符合能量守恒定律的，因为只有滤波电容(C2、C3)承担滤除二次谐波的任务。
Figure BDA0002520128980000103
和
Figure BDA0002520128980000104
中不但含有二次谐波，而且含有四次谐波等分量，但其幅值较小可以忽略。仿真分析验证了此结论的正确性。
只考虑
Figure BDA0002520128980000105
和
Figure BDA0002520128980000106
中的二次谐波，根据式(E-7)，假设
Figure BDA0002520128980000107
的表达式为：
Figure BDA0002520128980000108
将式(E-27)和比例关系式(E-22)、式(E-23)代入式(E-26)，根据三角函数的和差角公式，化简得到：
Figure BDA0002520128980000109
根据式(E-7)，滤波电容C2、C3与其纹波电压
Figure BDA00025201289800001010
之间的关系分别为：
Figure BDA0002520128980000111
Figure BDA0002520128980000112
由式(E-30)可以求得滤波电容C2、C3之间的关系为：
Figure BDA0002520128980000113
为进一步简化设计，设定：
Figure BDA0002520128980000114
将式(E-23)和式(E-31)分别代入式(E-32)，得出：
Figure BDA0002520128980000115
2.4.2 只保留滤波电容C1和C2而去掉C3。
此时，DC-DC变换器(2)的开关管Q1导通时，滤波电容C1放电而C2不放电；开关管Q2导通时，滤波电容C2放电而C1不放电。滤波电容C1、C2的电压分别为(VC1、VC2)，为便于表达，设定(VC1、VC2)的直流分量与交流分量的比例关系式如下：
Figure BDA0002520128980000121
一般选择：δ＝0.1～0.3。因为(VC1＝Vo1，VC2＝Vo2)，所以由式(E-15)、式(E-14)、式(E-12)和式(E-34)得出：
Figure BDA0002520128980000122
Figure BDA0002520128980000123
Figure BDA0002520128980000124
根据式(E-16)，单级PFC变换器(1)的Vo3端输出功率为Po3，所以由Vo1端和Vo2端输出到Vo端的功率为(Po-Po3)。(Po-Po3)可分解成两部分，即滤波电容C1的输出功率PC1O和滤波电容C2的输出功率PC2O，根据式(E-36)、式(E-37)和式(E-17)得：
Figure BDA0002520128980000125
根据能量守恒和式(E-2)，通过单级PFC变换器(1)和DC-DC变换器(2)，叠加到滤波电容C1、C2上的瞬时无功功率(即交流分量)
Figure BDA0002520128980000126
分别为：
Figure BDA0002520128980000131
由式(E-39)可见，总的无功功率
Figure BDA0002520128980000132
与Po3所占总输出功率Po的比例系数k无关，k只影响无功功率在滤波电容(C1、C2)上的分配。这是符合能量守恒定律的，因为只有滤波电容(C1、C2)承担滤除二次谐波的任务。
Figure BDA0002520128980000133
和
Figure BDA0002520128980000134
中不但含有二次谐波，而且含有四次及以上的谐波，但其幅值较小可以忽略。仿真分析验证了此结论的正确性。
只考虑
Figure BDA0002520128980000135
和
Figure BDA0002520128980000136
中的二次谐波，将关系式(E-34)、式(E-35)代入式(E-39)，根据三角函数的和差角公式，化简得到：
Figure BDA0002520128980000137
Figure BDA0002520128980000138
根据式(E-7)，滤波电容C1和C2与纹波电压
Figure BDA0002520128980000141
之间的关系分别为：
Figure BDA0002520128980000142
Figure BDA0002520128980000143
至此，以单级PFC变换器(1)的输出共地连接、DC-DC变换器(2)采用同步Buck拓扑为例，对本实用新型详细分析完毕。单级PFC变换器(1)的输出共正极连接、DC-DC变换器(2)采用非隔离的其它拓扑时，其分析过程可以按照类似原理，于此不再详述。
以上所述仅为本实用新型的优选实施例，并非因此限制本实用新型的专利范围，凡是在本实用新型的发明构思下，利用本实用新型说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均包括在本实用新型的专利保护范围内。

Claims (1)

1.单级PFC变换器后级纹波消除电路，由单级PFC变换器(1)、DC-DC变换器(2)、滤波电容C1、C2、C3和输出电容Co构成；单级PFC变换器(1)具有三组输出或者两组输出，它们以共地连接或者共正极连接；DC-DC变换器(2)为非隔离的Buck拓扑或者Boost拓扑或者升-降压拓扑，具有输入正极P、输入负极N和输出极S；DC-DC变换器(2)的输入电压由输入正极P和输入负极N接入，DC-DC变换器(2)的输出电压由输出极S与输入负极N或者输入正极P之间形成；其特征是：
当单级PFC变换器(1)的三组输出或者两组输出以共地连接时，单级PFC变换器(1)的三组输出或者两组输出的负极连接在一起形成地端GND，DC-DC变换器(2)的输出电压由输出极S与输入负极N形成，DC-DC变换器(2)的输出极S作为正极端Vo；单级PFC变换器(1)的第一组输出的正极Vo1连接DC-DC变换器(2)的输入正极P，单级PFC变换器(1)的第二组输出的正极Vo2连接DC-DC变换器(2)的输入负极N；若单级PFC变换器(1)有三组输出，则第三组输出的正极Vo3连接DC-DC变换器(2)的输出极S；滤波电容C1的正极连接DC-DC变换器(2)的输入正极P，滤波电容C1的负极连接地端GND；滤波电容C2的正极连接DC-DC变换器(2)的输入负极N，滤波电容C2的负极连接地端GND；滤波电容C3的正极连接DC-DC变换器(2)的输入正极P，滤波电容C3的负极连接DC-DC变换器(2)的输入负极N；或者去掉三个滤波电容C1、C2、C3中的任何一个；输出电容Co的正极连接DC-DC变换器(2)的输出极S，输出电容Co的负极连接地端GND或者连接DC-DC变换器(2)的输入负极N；
当单级PFC变换器(1)的三组输出或者两组输出以共正极连接时，单级PFC变换器(1)的三组输出或者两组输出的正极连接在一起形成正极端Vo，DC-DC变换器(2)的输出电压由输出极S与输入正极P形成，DC-DC变换器(2)的输出极S作为地端GND；单级PFC变换器(1)的第一组输出的地GND1连接DC-DC变换器(2)的输入负极N，单级PFC变换器(1)的第二组输出的地GND2连接DC-DC变换器(2)的输入正极P；若单级PFC变换器(1)有三组输出，则第三组输出的地GND3连接DC-DC变换器(2)的输出极S；滤波电容C1的负极连接DC-DC变换器(2)的输入负极N，滤波电容C1的正极连接正极端Vo；滤波电容C2的负极连接DC-DC变换器(2)的输入正极P，滤波电容C2的正极连接正极端Vo；滤波电容C3的负极连接DC-DC变换器(2)的输入负极N，滤波电容C3的正极连接DC-DC变换器(2)的输入正极P；或者去掉三个滤波电容C1、C2、C3中的任何一个；输出电容Co的负极连接DC-DC变换器(2)的输出极S，输出电容Co的正极连接正极端Vo或者连接DC-DC变换器(2)的输入正极P。
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