CN111464016A - 单级pfc变换器后级有源滤波电路 - Google Patents

单级pfc变换器后级有源滤波电路 Download PDF

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Abstract

本发明设计一种单级PFC变换器后级有源滤波电路，由单级PFC变换器(1)、双向变换器(2)、自举电容、支撑电容和输出电容构成。双向变换器(2)为非隔离DC双向变换电路，可采用同步降压或升压等拓扑。双向变换器(2)和自举电容、支撑电容组成DC侧有源滤波电路：支撑电容接在双向变换器(2)后端，自举电容与双向变换器(2)前端串联之后并联在单级PFC变换器(1)的输出端。优越性：1、利用自举电容分压，使双向变换器(2)工作电压显著降低，可采用低压功率器件。2、双向变换器(2)的变换功率远低于整机输出功率。3、提高整机效率、降低电路成本。本发明是一种单级PFC+DC侧有源滤波的新型技术方案，拓扑简洁巧妙，可广泛用于要求输入高功率因数且输出无纹波的各种开关电源。

Description

单级PFC变换器后级有源滤波电路
技术领域
本发明涉及一种单级PFC变换器后级有源滤波电路，是一种开关电源技术，属于电力电子技术领域。
背景技术
目前，高功率因数的隔离型AC-DC变换器，有两类技术方案，一是单级变换拓扑，二是两级变换拓扑。
单级变换拓扑主要有反激式、桥式等单级PFC(Power factor Correction)变换器，以及由PFC变换和DC-DC变换(共用一套开关管及控制电路)构成的组合式单级变换器。单级PFC变换器的特点是功率因数高，但是直流输出端含有二次谐波纹波。组合式单级变换器的特点是，直流输出端的纹波和交流输入端的功率因数可以折中优化，能够减少或者消除直流输出端的纹波，但是会降低输入端的功率因数。
两级变换拓扑的方案是，第一级为功率因数校正AC-DC变换，第二级为DC-DC变换。其中又分为两种技术路线。一种是第一级AC-DC非隔离，一般采用Boost拓扑；而第二级DC-DC隔离，主要有移相全桥、LLC变换和单端变换等拓扑。另一种是第一级AC-DC隔离，即为单级PFC变换器，主要有反激式和桥式等拓扑；而第二级DC-DC非隔离，主要有Buck、Boost、Buck-Boost等拓扑。两级变换拓扑可以完全消除输出纹波。
两级变换拓扑方案的主要缺点是，①电路复杂。②整机效率降低。③成本较高。这些都是由于输入电能全部需要经过两级功率变换才能到达负载所造成的。
上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容都是现有技术。
发明内容
本发明的目的是，克服上述现有技术的不足，设计一种单级PFC变换器后级有源滤波电路。它是一种单级PFC+直流侧有源滤波的新型技术方案，利用简洁巧妙的电路拓扑，降低有源滤波电路中变换器的工作电压和变换功率，提高整机效率，并且降低成本。
本发明的技术方案如下。
单级PFC变换器后级有源滤波电路，由单级PFC变换器(1)、双向变换器(2)、自举电容(C1)、支撑电容(C2)和输出电容(Co)构成。单级PFC变换器(1)采用反激拓扑或者桥式拓扑，具有一个或多个直流输出；双向变换器(2)为非隔离DC-DC双向变换电路，采用同步降压拓扑或者同步升压拓扑或者同步升-降压拓扑；双向变换器(2)具有前端和后端，其四个端口分别记作前端正P1、前端负N1和后端正P2、后端负N2；所谓的DC-DC双向变换即在前端与后端之间进行。其中：
单级PFC变换器(1)的直流输出的正极Vo和地端GND分别连接输出电容(Co)的正极和负极；双向变换器(2)的后端正P2、后端负N2分别连接支撑电容(C2)的正极和负极。双向变换器(2)与自举电容(C1)、支撑电容(C2)组成直流侧有源滤波电路，其与单级PFC变换器(1)的连接方式有两种：一种是双向变换器(2)与单级PFC变换器(1)共地连接，即单级PFC变换器(1)的正极Vo连接自举电容(C1)的正极，自举电容(C1)的负极连接双向变换器(2)的前端正P1，双向变换器(2)的前端负N1连接单级PFC变换器(1)的地端GND。另一种是双向变换器(2)与单级PFC变换器(1)共正极连接，即单级PFC变换器(1)的正极Vo连接双向变换器(2)的前端正P1，双向变换器(2)的前端负N1连接自举电容(C1)的正极，自举电容(C1)的负极连接单级PFC变换器(1)的地端GND。
所谓“双向变换电路”，是指电流/电能可以双向流动的电路，即电流/电能可以从变换器的前端流向后端，也可以从后端流回前端。
本发明与现有技术相比具有如下优越性。
1)所述发明，利用自举电容(C1)分压，使得双向变换器(2)的前端电压(即前端正P1和前端负N1之间的电压)显著降低，进而使得后端电压(即后端正P2和后端负N2之间的电压)也显著降低。因此，双向变换器(2)可以采用低压功率器件。
2)所述发明，双向变换器(2)所处理的无功功率远低于单级PFC变换器(1)输出功率的交流分量。因此，双向变换器(2)的功率损耗进一步降低。
3)所述发明，利用简洁巧妙的电路拓扑，降低了后级有源滤波电路中双向变换器(2)的工作电压和变换功率，提高了整机效率、降低了电路成本。
附图说明
图1是单级PFC变换器后级有源滤波电路的共地连接原理图。
图2是单级PFC变换器后级有源滤波电路的共正极连接原理图。
其中，1——单级PFC变换器，2——双向变换器，C1——自举电容，C2——支撑电容，Co——输出电容。ua——交流输入电源，Vo——正极，GND——地端。
图3是所述发明的双向变换器(2)可采用的共负极同步降压拓扑图。
图4是所述发明的双向变换器(2)可采用的共正极同步降压拓扑图。
其中，Q1、Q2——开关管，Lr——滤波电感。
具体实施方式
下面将结合附图，以优选实施例，对本发明进行详细地描述与分析。显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例而非全部。
再说明一点，在本发明中涉及的双向变换器(2)的“前端”、“后端”等描述仅用于方便指示性说明之目的，而不能理解为表示其具体位置或者专有名词。
1、本发明的优选实施例
如图1、图2所示，单级PFC变换器后级有源滤波电路，由单级PFC变换器(1)、双向变换器(2)、自举电容(C1)、支撑电容(C2)和输出电容(Co)构成。单级PFC变换器(1)采用反激拓扑或者桥式拓扑，具有一个或多个直流输出；双向变换器(2)为非隔离DC-DC双向变换电路，采用同步降压拓扑或者同步升压拓扑或者同步升-降压拓扑；双向变换器(2)具有前端和后端，其四个端口分别记作前端正P1、前端负N1和后端正P2、后端负N2；所谓的DC-DC双向变换即在前端和后端之间进行。其中：
单级PFC变换器(1)的直流输出的正极Vo和地端GND分别连接输出电容(Co)的正极和负极；双向变换器(2)的后端正P2、后端负N2分别连接支撑电容(C2)的正极和负极。双向变换器(2)与自举电容(C1)、支撑电容(C2)组成直流侧有源滤波电路，其与单级PFC变换器(1)的连接方式有两种。一种是双向变换器(2)与单级PFC变换器(1)共地连接，如图1所示；即单级PFC变换器(1)的正极Vo连接自举电容(C1)的正极，自举电容(C1)的负极连接双向变换器(2)的前端正P1，双向变换器(2)的前端负N1连接单级PFC变换器(1)的地端GND。另一种是双向变换器(2)与单级PFC变换器(1)共正极连接，如图2所示；即单级PFC变换器(1)的正极Vo连接双向变换器(2)的前端正P1，双向变换器(2)的前端负N1连接自举电容(C1)的正极，自举电容(C1)的负极连接单级PFC变换器(1)的地端GND。
由正极Vo和地端GND连接负载。
所谓“双向变换电路”，是指电流/电能可以双向流动的电路，即电流/电能可以从变换器的前端流向后端，也可以从后端流回前端。对于双向变换器(2)，可以采用同步降压拓扑或者同步升压拓扑或者同步升-降压拓扑，都能够实现电流/电能双向流动。
如图3所示，双向变换器(2)所采用的共负极同步降压拓扑，由两个开关管(Q1、Q2)和滤波电感(Lr)构成。其前端负N1和后端负N2连接在一起；开关管(Q2)的源极连接前端负N1和后端负N2；开关管(Q2)的漏极连接开关管(Q1)的源极和滤波电感(Lr)的一端，滤波电感(Lr)的另一端连接前端正P1；开关管(Q1)的漏极连接后端正P2。
如图4所示，双向变换器(2)所采用的共正极同步降压拓扑，由两个开关管(Q1、Q2)和滤波电感(Lr)构成。其前端正P1和后端正P2连接在一起；开关管(Q1)的漏极连接前端正P1和后端正P2；开关管(Q1)的源极连接开关管(Q2)的漏极和滤波电感(Lr)的一端，滤波电感(Lr)的另一端连接前端负N1；开关管(Q2)的源极连接后端负N2。
2、本发明的工作原理
单级PFC变换器后级有源滤波电路的工作原理，从以下四个方面进行详细分析。这四个方面可以概括为：单级PFC变换器的输出电压；双向变换器(2)的电压传递函数；无功功率分配与整机效率分析；双向变换器(2)的工作电压与电容选择。
2.1单级PFC变换器(1)的输出电压
所谓单级PFC(PowerFactorCorrection)变换器，是指由单级功率变换输出直流电压并且实现功率因数校正的功率变换电路。其输出量为直流电压VO和直流电流IO，输入量为交流电压ua和交流电流ia。该变换器的控制策略是，稳定所需的直流输出量，同时实现输入端的功率因数校正。
所谓功率因数校正(PFC)，即是交流电流ia跟踪交流电压ua，使它们波形一致相位相同，从而达到高功率因数。理论上，功率因数PF≤1。当PF＝1时即有：
Figure BDA0002520033920000041
式(E-1)中，Va为交流电压ua的有效值，Ia为交流电流ia的有效值，ω为正弦交流电的角频率。设单级PFC变换器的效率为η，则单级PFC变换器的交流输入功率Pa和直流输出功率Po分别为：
Figure BDA0002520033920000042
将输出功率Po分解成直流分量
Figure BDA0002520033920000048
加上交流分量P～o的形式：
Figure BDA0002520033920000043
同理，直流输出电压VO，可以分解成直流分量
Figure BDA0002520033920000044
加上交流分量
Figure BDA0002520033920000045
的形式，即：
Figure BDA0002520033920000046
下面以电阻负载为例，分析直流输出电压中的交流分量
Figure BDA0002520033920000047
因为含有电抗分量(感抗或容抗)的负载与滤波电容并联，可以等效成电容与电阻的并联模型。
根据能量守恒定律、线性叠加定理和电路理论，得出如下微分方程：
Figure BDA0002520033920000051
其中，C为滤波电容，Ro为负载电阻。考虑到实际中
Figure BDA0002520033920000052
式(E-5)简化为：
Figure BDA0002520033920000053
求解式(E-6)的微分方程，可以得出交流分量
Figure BDA0002520033920000054
的表达式如下：
Figure BDA0002520033920000055
由式(E-7)可见，单级PFC变换器输出电压的交流分量
Figure BDA0002520033920000056
的角频率为输入交流电压角频率的2倍，所以称为二次谐波。增大滤波电容C可以减小二次谐波，但是不能完全消除。若要完全消除该二次谐波，则需采用另外的技术手段。
2.2双向变换器(2)的电压传递函数
非隔离的DC-DC双向变换电路有六种基本拓扑，分别是同步的Buck、Boost、Buck-Boost、Sepic、Cuk、Zeta。其中Buck为降压变换，Boost为升压变换，Buck-Boost和Sepic、Cuk、Zeta是升-降压变换。非隔离DC-DC双向变换电路工作于电流连续模式时，其电压传递函数为：
Figure BDA0002520033920000057
式(E-8)中，D为开关管的导通占空比，即PWM控制的占空比；V1和V2分别为非隔离DC-DC双向变换电路的前端电压与后端电压。
所述发明中的双向变换器(2)可以采用上述的六种基本拓扑之一。不失一般性，下面参照图1和图3，以双向变换器(2)采用共负极同步降压拓扑，并且与单级PFC变换器(1)共地连接为例，进行详细分析。
设自举电容(C1)的电压VC1和支撑电容(C2)的电压VC2分别为：
Figure BDA0002520033920000058
式(E-9)中，
Figure BDA0002520033920000061
和
Figure BDA0002520033920000062
分别为自举电容(C1)电压的直流分量和交流分量；
Figure BDA0002520033920000063
和
Figure BDA0002520033920000064
分别为支撑电容(C2)电压的直流分量和交流分量。
如图1和图3所示，双向变换器(2)的前端电压V1与后端电压V2分别为：
Figure BDA0002520033920000065
根据式(E-8)，若双向变换器(2)运行于电流连续模式，则其电压传递函数为：
Figure BDA0002520033920000066
式(E-11)中，Dt为开关管Q1的导通占空比，其随时间而变化。忽略死区时间，开关管Q2的导通占空比为(1-Dt)。若使得
Figure BDA0002520033920000067
则输出电压
Figure BDA0002520033920000068
与VC1、VC2的关系为：
Figure BDA0002520033920000069
可见，若要完全消除Vo中的二次谐波，只需反馈控制Dt以满足式(E-12)即可。此时，单级PFC变换器(1)输出功率的交流分量(即无功功率)全部由自举电容(C1)和支撑电容(C2)吸收，所以
Figure BDA00025200339200000610
和
Figure BDA00025200339200000611
为类似于式(E-7)的二次谐波形式。
2.3无功功率分配与整机效率分析
双向变换器(2)与自举电容(C1)、支撑电容(C2)组成直流侧有源滤波电路，当其完全滤除直流输出电压Vo的二次谐波时，输出电压中只有直流分量
Figure BDA00025200339200000612
根据式(E-3)，单级PFC变换器(1)输出电流的交流分量
Figure BDA00025200339200000613
为：
Figure BDA00025200339200000614
因为
Figure BDA00025200339200000615
则自举电容C1电压的交流分量
Figure BDA00025200339200000616
为：
Figure BDA00025200339200000617
不失一般性，为了便于描述，可以设定下列参数：
Figure BDA00025200339200000618
式(E-15)中，λ称作自举系数，δ称作纹波系数；一般情况取λ＝0.7～0.9。
根据式(E-9)、式(E-13)和式(E-15)，自举电容C1吸收的无功功率
Figure BDA0002520033920000071
为：
Figure BDA0002520033920000072
根据式(E-16)和式(E-3)，支撑电容C2吸收的无功功率
Figure BDA0002520033920000073
为：
Figure BDA0002520033920000074
根据式(E-17)和式(E-7)，得出支撑电容C2电压的交流分量
Figure BDA0002520033920000075
为：
Figure BDA0002520033920000076
由式(E-16)和式(E-17)可见，交流无功功率
Figure BDA0002520033920000077
和
Figure BDA0002520033920000078
不仅含有二次谐波而且含有高次谐波，其中高次谐波是由于双向变换器(2)进行有源滤波引起的。
双向变换器(2)所处理的交流功率为
Figure BDA0002520033920000079
理论上
Figure BDA00025200339200000710
为无功功率。但是交流电能通过双向变换器(2)流进流出支撑电容C2是有损耗的，该损耗由有功功率来补充，以维持VC1和VC2的稳定。该损耗记作ΔP2，ΔP2包括开关管(Q1、Q2)的损耗、滤波电感Lr和支撑电容C2的损耗。根据式(E-17)可以积分求出该损耗的平均值
Figure BDA00025200339200000711
为：
Figure BDA00025200339200000712
式中，η2为双向变换器(2)的变换效率。由式(E-19)可见，单级PFC变换器(1)输出的交流功率
Figure BDA00025200339200000713
中只有
Figure BDA00025200339200000714
即很少一部分产生了滤波损耗，整机效率大大提高。λ越大该损耗越小，因此，应尽量增大自举电容C1的直流电压分量
Figure BDA00025200339200000715
2.4双向变换器(2)的工作电压与电容选择
根据式(E-14)和式(E-18)，自举电容C1和支撑电容C2电压交流分量的模为：
Figure BDA0002520033920000081
根据式(E-11)，因为0≤Dt≤1，所以双向变换器(2)正常运行的一个必要条件是：
Figure BDA0002520033920000082
将式(E-9)和式(E-15)代入式(E-21)得出：
Figure BDA0002520033920000083
不失一般性，可选取：
Figure BDA0002520033920000084
根据式(E-20)和式(E-15)，推导出：
Figure BDA0002520033920000085
需要考虑的一个初始状态是：当单级PFC变换器(1)已经运行而双向变换器(2)尚未运行时，开关管Q1的体二极管导通，自举电容C1和支撑电容C2将输出电压Vo分压。为了保证C2上的电压不高于其稳定运行时的电压，而C1上的电压不低于其稳定运行时的电压，支撑电容C2选择如下：
Figure BDA0002520033920000086
需要说明一点，由于自举电容C1和支撑电容C2完全吸收了单级PFC变换器(1)输出的二次谐波，因此，输出电容Co的容量可远小于自举电容C1和支撑电容C2。这也是其称作“输出电容”而没有称作“滤波电容”的原因。
根据式(E-25)和式(E-20)，得出σ为：
Figure BDA0002520033920000091
将式(E-26)代入式(E-23)的第一个等式，解出：
Figure BDA0002520033920000092
根据式(E-10)，双向变换器(2)的前端电压V1与后端电压V2的峰值分别为：
Figure BDA0002520033920000093
式中，V1_P与V2_P分别为V1与V2的峰值。由式(E-28)可见，随着自举系数λ增大，双向变换器(2)的前端电压与后端电压的峰值V1_P与V2_P都减小，并且远小于输出直流电压
Figure BDA0002520033920000094
即双向变换器(2)的工作电压显著降低。据此，双向变换器(2)可以选择低导通电阻的低压功率器件，从而进一步提高效率降低成本。
至此，以双向变换器(2)采用共负极同步降压拓扑，并且与单级PFC变换器(1)共地连接为典型实施例，对其工作原理详细分析完毕。当双向变换器(2)采用同步降压拓扑之外的非隔离DC-DC双向变换电路时，以及与单级PFC变换器(1)的输出电压共正极连接的情况，其分析过程可以按照类似原理进行，此处不再详述。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是在本发明的发明构思下，利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (1)

1.单级PFC变换器后级有源滤波电路，由单级PFC变换器(1)、双向变换器(2)、自举电容(C1)、支撑电容(C2)和输出电容(Co)构成；单级PFC变换器(1)采用反激拓扑或者桥式拓扑，具有一个或多个直流输出；双向变换器(2)为非隔离DC-DC双向变换电路，采用同步降压拓扑或者同步升压拓扑或者同步升-降压拓扑；双向变换器(2)具有前端和后端，其四个端口分别记作前端正P1、前端负N1和后端正P2、后端负N2；所谓的DC-DC双向变换即在前端和后端之间进行；其特征是：
单级PFC变换器(1)的直流输出的正极Vo和地端GND分别连接输出电容(Co)的正极和负极，双向变换器(2)的后端正P2、后端负N2分别连接支撑电容(C2)的正极和负极；双向变换器(2)与自举电容(C1)、支撑电容(C2)组成直流侧有源滤波电路，其与单级PFC变换器(1)的连接方式有两种：一种是双向变换器(2)与单级PFC变换器(1)共地连接，即单级PFC变换器(1)的正极Vo连接自举电容(C1)的正极，自举电容(C1)的负极连接双向变换器(2)的前端正P1，双向变换器(2)的前端负N1连接单级PFC变换器(1)的地端GND；另一种是双向变换器(2)与单级PFC变换器(1)共正极连接，即单级PFC变换器(1)的正极Vo连接双向变换器(2)的前端正P1，双向变换器(2)的前端负N1连接自举电容(C1)的正极，自举电容(C1)的负极连接单级PFC变换器(1)的地端GND。
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