CN209201019U - 匹配电路以及功率放大电路 - Google Patents

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Abstract

本实用新型提供一种匹配电路以及功率放大电路。一种匹配电路，是功率放大电路的匹配电路，所述功率放大电路从输入节点输入高频信号，通过差动放大器将所述高频信号的功率放大并输出到输出节点，所述匹配电路包含：输入侧绕组，连接在所述差动放大器的差动输出间；输出侧绕组，与所述输入侧绕组进行电磁场耦合，一端与基准电位连接；第一LC串联谐振电路，串联连接有电容性元件和电感性元件，并与所述输入侧绕组并联连接；以及第二LC串联谐振电路，串联连接有电容性元件和电感性元件，并与所述输出侧绕组并联连接。

Description

匹配电路以及功率放大电路
技术领域
本实用新型涉及匹配电路以及功率放大电路。
背景技术
近年来，在便携式电话、智能电话等移动体通信终端装置中的无线通信方式中，采用HSUPA(High Speed Uplink Packet Access，高速上行链路分组接入)、LTE(Long TermEvolution，长期演进)等调制方式。在第四代移动通信系统中，发展载波的多波段化，要求对多个频带的应对。此外，为了实现数据通信的高速化、通信的稳定化，谋求基于CA(Carrier Aggregation，载波聚合)的宽带化。因此，在前端部的前级的功率放大电路中也要求对多波段化、宽带化的应对。
在下述专利文献1，记载了使用差动放大器和输出匹配用的变压器构成的功率放大模块。在这样的结构中，能够在宽带取得输出匹配。此外，不需要电路间的去耦电容器等，能够进行功率放大模块的小型化、低成本化。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利第9584076号说明书
一般来说，在移动体通信终端装置中，构成功率放大电路的放大元件会因增益特性以及相位特性是非线性的而在高频信号中产生失真，输出包含谐波的信号。在使用差动放大器和变压器构成了功率放大电路的情况下，虽然能够像上述的那样在宽带取得输出匹配，但是另一方面，变得容易输出由于放大元件的非线性而产生的谐波。
实用新型内容
实用新型要解决的课题
本实用新型是鉴于上述而完成的，其目的在于，能够抑制从功率放大电路输出的谐波。
用于解决课题的技术方案
(1)根据本实用新型的一个方面，提供一种匹配电路，是功率放大电路的匹配电路，所述功率放大电路从输入节点输入高频信号，通过差动放大器将所述高频信号的功率放大并输出到输出节点，所述匹配电路包含：
输入侧绕组，连接在所述差动放大器的差动输出间；
输出侧绕组，与所述输入侧绕组进行电磁场耦合，一端与基准电位连接；
第一LC串联谐振电路，串联连接有电容性元件和电感性元件，并与所述输入侧绕组并联连接；以及
第二LC串联谐振电路，串联连接有电容性元件和电感性元件，并与所述输出侧绕组并联连接。
在该结构中，通过使第一LC串联谐振电路以及第二LC串联谐振电路的谐振频率与多个谐波中的任一个的频率一致，从而匹配电路能够有效地抑制从功率放大电路输出的谐波。
(2)在上述(1)的匹配电路中，
所述第一LC串联谐振电路的谐振频率设定在包含所述高频信号包含的多个谐波中的奇次谐波中的任一个的第一频带，
所述第二LC串联谐振电路的谐振频率设定在包含所述谐波中的任一个的第二频带。
(3)在上述(1)的匹配电路中，
所述第一LC串联谐振电路的谐振频率设定在包含三次谐波的第一频带。
(4)在上述(1)或(3)的匹配电路中，
所述第二LC串联谐振电路的谐振频率设定在包含二次谐波的第二频带。
(5)在上述(1)至(4)中的任一个匹配电路中，
还包含：LC并联谐振电路，在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间并联连接有电容性元件和电感性元件。
(6)在上述(5)的匹配电路中，
所述LC并联谐振电路的谐振频率设定在包含所述高频信号包含的多个谐波中的任一个的第三频带。
(7)在上述(6)的匹配电路中，
所述LC并联谐振电路的谐振频率设定在包含三次谐波的第三频带。
(8)在上述(1)至(4)中的任一个匹配电路中，
还包含：LC高通滤波器电路，在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间连接有电容性元件，在所述输出节点与基准电位之间连接有电感性元件。
(9)在上述(8)的匹配电路中，
所述LC高通滤波器电路的截止频率设定在比所述高频信号的基波低的频带。
(10)在上述(1)至(4)中的任一个匹配电路中，
还包含：LC低通滤波器电路，在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间连接有电感性元件，在所述输出节点与基准电位之间连接有电容性元件。
(11)在上述(10)的匹配电路中，
所述LC低通滤波器电路的截止频率设定在比所述高频信号的基波高的频带。
(12)根据本实用新型的一个方面，提供一种功率放大电路，具备上述(1)至(11)中的任一个匹配电路。
(13)在上述(12)的功率放大电路中，
多个所述差动放大器分别经由变压器进行多级连接。
(14)在上述(12)或(13)的功率放大电路中，
至少所述差动放大器以及所述匹配电路被安装在同一半导体芯片上。
附图说明
图1是示出实施方式1涉及的功率放大电路的一个结构例的图。
图2是示出差动放大器的概略结构的一个例子的图。
图3是示出差动放大器的概略结构的另一个例子的图。
图4是示出比较例涉及的功率放大电路的一个结构例的图。
图5是示出图4所示的比较例中的通过特性的一个例子的图。
图6是示出图1所示的结构例中的通过特性的一个例子的图。
图7是示出实施方式2涉及的功率放大电路的一个结构例的图。
图8是示出图7所示的结构例中的通过特性的一个例子的图。
图9是示出实施方式3涉及的功率放大电路的一个结构例的图。
图10是示出图9所示的结构例中的通过特性的一个例子的图。
图11是示出实施方式4涉及的功率放大电路的一个结构例的图。
图12是示出图11所示的结构例中的通过特性的一个例子的图。
图13是示出实施方式5涉及的功率放大电路的一个结构例的图。
附图标记说明
1、1a、1b、1c、1d：功率放大电路，2：输入节点，3：输出节点，4、4a、4b：差动放大器，5：第一变压器，6：第二变压器，7：第一LC串联谐振电路，8：第二LC串联谐振电路，9：LC并联谐振电路，10：LC高通滤波器电路，11：LC低通滤波器电路，12：第三变压器，51、61、121：输入侧绕组，52、62、122：输出侧绕组，41：偏置电路，100：匹配电路，C1、C2、C3、C4、C5：电容器(电容性元件)，CIN、COUT：电容器，L1、L2、L3、L4、L5：电感器(电感性元件)，Tr41、Tr42：晶体管。
具体实施方式
以下，基于附图对实施方式涉及的匹配电路以及功率放大电路进行详细说明。另外，本实用新型并不被该实施方式所限定。各实施方式是例示，能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合，这是不言而喻的。在实施方式2以后，省略关于与实施方式1共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，对于基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。
(实施方式1)
图1是示出实施方式1涉及的功率放大电路的一个结构例的图。功率放大电路1能够在用便携式电话、智能电话例示的移动体通信终端装置中利用于向基站发送声音、数据等各种信号。
功率放大电路1将从前级的电路输入到输入节点2的作为高频信号的输入信号RFIN放大。然后，功率放大电路1将作为放大后的高频信号的输出信号RFOUT从输出节点3输出到后级的电路。关于前级的电路，例示了对调制信号的功率进行调整的发送功率控制电路，但是并不限定于此。关于后级的电路，例示了进行对输出信号RFOUT的滤波等并发送到天线的前端电路，但是并不限定于此。关于高频信号的基波(载波)的频率，例示了几百MHz至几GHz左右，但是并不限定于此。
如图1所示，功率放大电路1包含差动放大器4、第一变压器5、第二变压器6、第一LC串联谐振电路7、以及第二LC串联谐振电路8。
第一变压器5构成功率放大电路1的前级的电路的输出与功率放大电路1的输入之间的输入匹配电路。
第一变压器5包含输入侧绕组51以及输出侧绕组52。
输入侧绕组51的一端与基准电位连接。输入侧绕组51的另一端与输入节点2连接。虽然基准电位在此设为接地电位，但是并不限定于此。
输出侧绕组52连接在差动放大器4的输入INP与输入INN之间。
输入侧绕组51与输出侧绕组52进行电磁场耦合。由此，从输入节点2输入到输入侧绕组51的一端的输入信号RFIN通过第一变压器5变换为差动信号，并输出到差动放大器4。
第二变压器6构成功率放大电路1的输出与功率放大电路1的后级的电路的输入之间的匹配电路(输出匹配电路)100。
第二变压器6包含输入侧绕组61以及输出侧绕组62。
输入侧绕组61连接在差动放大器4的输出OUTN与输出OUTP之间。输入侧绕组61的中点与电源电位VCC连接。此外，在输入侧绕组61并联连接有电容器CIN。
输出侧绕组62的一端与基准电位连接。输出侧绕组62的另一端与输出节点3连接。此外，在输出侧绕组62并联连接有电容器COUT。
输入侧绕组61与输出侧绕组62进行电磁场耦合。由此，从差动放大器4输出的差动信号通过第二变压器6变换为输出信号RFOUT，并从输出节点3输出。
第一LC串联谐振电路7包含作为电容性元件的电容器C1和作为电感性元件的电感器L1。
第一LC串联谐振电路7由电容器C1和电感器L1串联连接而构成。此外，第一LC串联谐振电路7与第二变压器6的输入侧绕组61并联连接。
第二LC串联谐振电路8包含作为电容性元件的电容器C2和作为电感性元件的电感器L2。
第二LC串联谐振电路8由电容器C2和电感器L2串联连接而构成。此外，第二LC串联谐振电路8与第二变压器6的输出侧绕组62并联连接。
在实施方式1涉及的功率放大电路1中，第一LC串联谐振电路7、第二LC串联谐振电路8、第二变压器6的输入侧绕组61以及输出侧绕组62作为匹配电路100进行动作。
在此，对差动放大器4的结构进行说明。图2是示出差动放大器的概略结构的一个例子的图。图3是示出差动放大器的概略结构的另一个例子的图。
如图2以及图3所示，差动放大器4包含晶体管Tr41、Tr42的差动对、电阻R41、R42、以及偏置电路41。
晶体管Tr41、Tr42可以如图2所示，例如为双极晶体管，也可以如图3所示，例如为场效应型晶体管(FET：Field Effect Transistor)。在由双极晶体管构成晶体管Tr41、Tr42的情况下，可例示异质结双极晶体管(HBT：Hetero junction Bipolar Transistor)。
偏置电路41与电源电位VBAT连接。关于偏置电路41，例如可例示包含偏置电流供给用晶体管(未图示)等的结构，但是本公开并不被该偏置电路41的结构所限定，例如，在图2所示的例子和图3所示的例子中，偏置电路41的结构也可以不同。
参照图2对构成差动放大器4的晶体管Tr41、Tr42为异质结双极晶体管(HBT)的情况进行说明。
晶体管Tr41、Tr42的发射极与基准电位连接。晶体管Tr41的集电极与输出OUTN连接。晶体管Tr42的集电极与输出OUTP连接。在晶体管Tr41、Tr42的集电极分别经由第二变压器6的输入侧绕组61被供给电源电位VCC(参照图1)。
晶体管Tr41的基极与输入INP连接。偏置电路41经由电阻R41对晶体管Tr41的基极供给偏置电流。此外，晶体管Tr42的基极与输入INN连接。偏置电路41经由电阻R42对晶体管Tr42的基极供给偏置电流。
参照图3对构成差动放大器4的晶体管Tr41、Tr42为场效应型晶体管(FET)的情况进行说明。
晶体管Tr41、Tr42的源极与基准电位连接。晶体管Tr41的漏极与输出OUTN连接。晶体管Tr42的漏极与输出OUTP连接。在晶体管Tr41、Tr42的漏极分别经由第二变压器6的输入侧绕组61被供给电源电位VCC(参照图1)。
晶体管Tr41的栅极与输入INP连接。偏置电路41经由电阻R41对晶体管Tr41的栅极供给偏置电位。此外，晶体管Tr42的栅极与输入INN连接。偏置电路41经由电阻R42对晶体管Tr42的栅极供给偏置电位。
另外，构成差动放大器4的晶体管Tr41、Tr42并不限定于上述的异质结双极晶体管(HBT)或场效应型晶体管(FET)。
图4是示出比较例涉及的功率放大电路的一个结构例的图。图5是示出图4所示的比较例中的通过特性的一个例子的图。图6是示出图1所示的结构例中的通过特性的一个例子的图。
在图4所示的比较例涉及的功率放大电路中，相对于图1所示的实施方式1涉及的功率放大电路1，不同点在于，不具有第一LC串联谐振电路7以及第二LC串联谐振电路8。
在图5以及图6所示的例子中，横轴示出频率，纵轴示出增益。图5所示的实线示出图4所示的比较例涉及的结构的差动放大器4的差动输出的向输出节点3的通过特性。图5所示的虚线示出图4所示的比较例涉及的结构的差动放大器4的同相输出的向输出节点3的通过特性。图6所示的实线示出图1所示的实施方式涉及的结构的差动放大器4的差动输出的向输出节点3的通过特性。图6所示的虚线示出图1所示的实施方式涉及的结构的差动放大器4的同相输出的向输出节点3的通过特性。
此外，图5以及图6所示的f1示出高频信号的基波的频率。图5以及图6所示的f2示出高频信号的二次谐波的频率。图5以及图6所示的f3示出高频信号的三次谐波的频率。
在图4所示的比较例涉及的功率放大电路的结构中，通过差动放大器4与第二变压器6的组合，能够在宽带取得输出匹配。由此，如图5所示，能够在包含基波的频带中得到宽带的通过特性。
另一方面，在图4所示的比较例涉及的功率放大电路的结构中，在可得到宽带的通过特性的反面，变得容易输出由于构成差动放大器4的晶体管Tr41、Tr42的非线性而产生的谐波。
在实施方式1涉及的功率放大电路1中，作为匹配电路100，与第二变压器6的输入侧绕组61并联地连接有第一LC串联谐振电路7。此外，在实施方式1涉及的功率放大电路1中，作为匹配电路100，与第二变压器6的输出侧绕组62并联地连接有第二LC串联谐振电路8。通过使这些第一LC串联谐振电路7以及第二LC串联谐振电路8的谐振频率与多个谐波中的任一个的频率一致，从而能够抑制从功率放大电路1输出的谐波。以下，对这些第一LC串联谐振电路7以及第二LC串联谐振电路8的谐振频率的设定例进行说明。
实施方式1涉及的功率放大电路1通过使用差动放大器4，从而从差动放大器4观察的负载阻抗在包含二次谐波的偶次谐波下成为开路。因此，从差动放大器4的高效率动作的观点出发，第一LC串联谐振电路7的谐振频率优选与偶次谐波以外的谐波的频率一致，即，优选与奇次谐波的频率一致。
第一LC串联谐振电路7的谐振频率fLC1用下述的(1)式表示。
[数学式1]
第一LC串联谐振电路7的谐振频率fLC1例如设定在包含三次谐波的第一频带a(参照图6)。具体地，第一频带a的频率范围最好大致为三次谐波的频率f3的0.85倍以上且三次谐波的频率f3的1.15倍以下的范围。由此，如图6所示，实施方式1涉及的匹配电路100能够在差动放大器4的差动输出的向输出节点3的通过特性中抑制三次谐波。
此时，最好将电容器C1以及电感器L1决定为，第一LC串联谐振电路7的谐振频率fLC1与三次谐波的频率f3一致。由此，在差动放大器4的差动输出的向输出节点3的通过特性中，能够更有效地抑制三次谐波。
此外，此时，像上述的那样，关于从差动放大器4观察的负载阻抗，通过差动放大器4的差动动作，在包含二次谐波的偶次谐波下成为开路，通过第一LC串联谐振电路7，在三次谐波下成为短路。由此，差动放大器4进行逆F级动作，能够进行高效率动作。
此外，第二LC串联谐振电路8的谐振频率fLC2用下述的(2)式表示。
[数学式2]
第二LC串联谐振电路8的谐振频率fLC2例如设定在包含二次谐波的第二频带b(参照图6)。具体地，第二频带b的频率范围最好大致为二次谐波的频率f2＊0.85以上且二次谐波的频率f2＊1.15以下的范围。由此，如图6所示，实施方式1涉及的匹配电路100在差动放大器4的差动输出的向输出节点3的通过特性以及差动放大器4的同相输出的向输出节点3的通过特性中，能够抑制二次谐波。
此时，最好将电容器C2以及电感器L2决定为，第二LC串联谐振电路8的谐振频率fLC2与二次谐波的频率f2一致。由此，在差动放大器4的差动输出的向输出节点3的通过特性以及差动放大器4的同相输出的向输出节点3的通过特性中，能够更有效地抑制二次谐波。
另外，第一LC串联谐振电路7的谐振频率fLC1以及第二LC串联谐振电路8的谐振频率fLC2并不限于上述频率，只要根据在功率放大电路1中产生的各谐波的电平适当地决定即可。
例如，第一LC串联谐振电路7的谐振频率fLC1也可以设定在包含五次谐波以上的奇次谐波中的任一个的第一频带。此外，第二LC串联谐振电路8的谐振频率fLC2也可以设定在包含三次谐波以上的谐波中的任一个的第二频带。
此外，例如，第一LC串联谐振电路7的谐振频率fLC1以及第二LC串联谐振电路8的谐振频率fLC2也可以设定为抑制同一谐波。在该情况下，第一频带以及第二频带可以是同一频带。
(实施方式2)
图7是示出实施方式2涉及的功率放大电路的一个结构例的图。另外，对于与实施方式1相同的构成要素，标注相同的附图标记，并省略说明。
在实施方式2涉及的功率放大电路1a中，相对于实施方式1涉及的功率放大电路1，作为匹配电路100a，除了第一LC串联谐振电路7以及第二LC串联谐振电路8以外，还包含LC并联谐振电路9。
LC并联谐振电路9包含作为电容性元件的电容器C3和作为电感性元件的电感器L3。
LC并联谐振电路9在第二变压器6的输出侧绕组62的另一端与输出节点3之间并联连接电容器C3和电感器L3而构成。
图8是示出图7所示的结构例中的通过特性的一个例子的图。
在图8所示的例子中，横轴示出频率，纵轴示出增益。图8所示的实线示出图7所示的实施方式2涉及的结构的差动放大器4的差动输出的向输出节点3的通过特性。图8所示的虚线示出图7所示的实施方式2涉及的结构的差动放大器4的同相输出的向输出节点3的通过特性。
此外，图8所示的f1示出高频信号的基波的频率。图8所示的f2示出高频信号的二次谐波的频率。图8所示的f3示出高频信号的三次谐波的频率。
LC并联谐振电路9的谐振频率fLC3用下述的(3)式表示。
[数学式3]
LC并联谐振电路9的谐振频率fLC3例如设定在包含三次谐波的第三频带c(参照图8)。具体地，第三频带c的频率范围最好大致为三次谐波的频率f3的0.85倍以上且三次谐波的频率f3的1.15倍以下的范围。由此，如图8所示，实施方式2涉及的匹配电路100a在差动放大器4的差动输出的向输出节点3的通过特性以及差动放大器4的同相输出的向输出节点3的通过特性中，能够比实施方式1更加抑制三次谐波。
此时，最好将电容器C3以及电感器L3决定为，LC并联谐振电路9的谐振频率fLC3与三次谐波的频率f3一致。由此，在差动放大器4的差动输出的向输出节点3的通过特性以及差动放大器4的同相输出的向输出节点3的通过特性中，能够更加有效地抑制三次谐波。
另外，LC并联谐振电路9的谐振频率fLC3并不限于上述频率，只要根据在功率放大电路1a中产生的各谐波的电平适当地决定即可。
例如，LC并联谐振电路9的谐振频率fLC3也可以设定在包含二次谐波或四次谐波以上的谐波中的任一个的第三频带。
此外，例如，LC并联谐振电路9的谐振频率fLC3也可以设定为，抑制与第一LC串联谐振电路7的谐振频率fLC1或第二LC串联谐振电路8的谐振频率fLC2相同的谐波。在该情况下，第三频带可以是与第一频带或第二频带相同的频带。
(实施方式3)
图9是示出实施方式3涉及的功率放大电路的一个结构例的图。另外，对于与实施方式1相同的构成要素，标注相同的附图标记，并省略说明。
在实施方式3涉及的功率放大电路1b中，相对于实施方式1涉及的功率放大电路1，作为匹配电路100b，除了第一LC串联谐振电路7以及第二LC串联谐振电路8以外，还包含LC高通滤波器电路10。
LC高通滤波器电路10包含作为电容性元件的电容器C4和作为电感性元件的电感器L4。
LC高通滤波器电路10以如下方式构成，即，在第二变压器6的输出侧绕组62的另一端与输出节点3之间连接有电容器C4，在输出节点3与基准电位之间连接有电感器L4。
图10是示出图9所示的结构例中的通过特性的一个例子的图。
在图10所示的例子中，横轴示出频率，纵轴示出增益。图10所示的实线示出图9所示的实施方式3涉及的结构的差动放大器4的差动输出的向输出节点3的通过特性。图10所示的虚线示出图9所示的实施方式3涉及的结构的差动放大器4的同相输出的向输出节点3的通过特性。
此外，图10所示的f1示出高频信号的基波的频率。图10所示的f2示出高频信号的二次谐波的频率。图10所示的f3示出高频信号的三次谐波的频率。
LC高通滤波器电路10的截止频率fC1用下述的(4)式表示。
[数学式4]
LC高通滤波器电路10的截止频率fC1设定在比高频信号的基波低的频带(参照图10)。由此，如图10所示，实施方式3涉及的匹配电路100b在差动放大器4的差动输出的向输出节点3的通过特性中，能够在不使高频信号的基波衰减的情况下抑制经由电源环路等产生的低频振荡。
(实施方式4)
图11是示出实施方式4涉及的功率放大电路的一个结构例的图。另外，对于与实施方式1相同的构成要素，标注相同的附图标记，并省略说明。
在实施方式4涉及的功率放大电路1c中，相对于实施方式1涉及的功率放大电路1，作为匹配电路100c，除了第一LC串联谐振电路7以及第二LC串联谐振电路8以外，还包含LC低通滤波器电路11。
LC低通滤波器电路11包含作为电感性元件的电感器L5和作为电容性元件的电容器C5。
LC低通滤波器电路11以如下方式构成，即，在第二变压器6的输出侧绕组62的另一端与输出节点3之间连接有电感器L5，在输出节点3与基准电位之间连接有电容器C5。
图12是示出图11所示的结构例中的通过特性的一个例子的图。
在图12所示的例子中，横轴示出频率，纵轴示出增益。图12所示的实线示出图11所示的实施方式4涉及的结构的差动放大器4的差动输出的向输出节点3的通过特性。图12所示的虚线示出图11所示的实施方式4涉及的结构的差动放大器4的同相输出的向输出节点3的通过特性。
此外，图12所示的f1示出高频信号的基波的频率。图12所示的f2示出高频信号的二次谐波的频率。图12所示的f3示出高频信号的三次谐波的频率。
LC低通滤波器电路11的截止频率fC2用下述的(5)式表示。
[数学式5]
LC低通滤波器电路11的截止频率fC2设定在比高频信号的基波高的频带(参照图12)。由此，如图12所示，实施方式4涉及的匹配电路100c在差动放大器4的差动输出的向输出节点3的通过特性中，能够在不使高频信号的基波衰减的情况下比实施方式1更加抑制二次谐波、三次谐波等。
(实施方式5)
图13是示出实施方式5涉及的功率放大电路的一个结构例的图。另外，对于与实施方式1相同的构成要素，标注相同的附图标记，并省略说明。
在实施方式5涉及的功率放大电路1d中，相对于实施方式1涉及的功率放大电路1，不同点在于，将差动放大器4a、4b设为两级结构。
实施方式5涉及的功率放大电路1d在第一级差动放大器4a与第二级差动放大器4b之间设置有第三变压器12。
第一级差动放大器4a的结构或第二级差动放大器4b的结构可以是与实施方式1至实施方式4的差动放大器4的结构相同的结构，也可以是与差动放大器4的结构不同的结构。
第三变压器12构成第一级差动放大器4a的输出与第二级差动放大器4b的输入之间的级间匹配电路。
第三变压器12包含输入侧绕组121以及输出侧绕组122。
输入侧绕组121连接在差动放大器4a的输出OUTN与输出OUTP之间。输入侧绕组121的中点与电源电位VCC连接。
输出侧绕组122连接在差动放大器4b的输入INP与输入INN之间。
输入侧绕组121与输出侧绕组122进行电磁场耦合。由此，从差动放大器4a输出并输入到输入侧绕组121的差动信号通过第三变压器12进行电磁感应，并输出到差动放大器4b。
像这样，通过将差动放大器4a、4b设为两级结构，从而与实施方式1至实施方式4的结构相比，能够高输出化。
此外，将差动放大器4a设为驱动级，将差动放大器4b设为功率级，并设为分别不同的增益分配，或者将差动放大器4a、4b中的任一方设为可变增益等，通用性提高。
另外，在将差动放大器多级化时的级数并不限于上述的两级，也能够设为三级以上的多级结构。在该情况下，多个差动放大器分别经由第三变压器12进行多级连接。由此，与图13所示的两级结构相比，能够进一步高输出化。
此外，虽然在实施方式5中，示出了在具有匹配电路100的结构中将差动放大器多级化的例子，但是也能够在具有匹配电路100a、100b、100c的结构中将差动放大器多级化。
在上述的实施方式1至实施方式5的功率放大电路1、1a、1b、1c、1d中，通过至少将差动放大器4、4a、4b、第一变压器5、第二变压器6、第三变压器12、匹配电路100、100a、100b、100c安装在同一半导体芯片上，从而能够进行功率放大电路1、1a、1b、1c、1d的小型化或低成本化。
另外，上述的实施方式用于使本实用新型容易理解，并非用于对本实用新型进行限定解释。本实用新型能够在不脱离其主旨的情况下进行变更/改良，并且本实用新型还包含其等价物。
此外，本公开能够采取以下的结构。
(1)本实用新型的一个方面的匹配电路是功率放大电路的匹配电路，所述功率放大电路从输入节点输入高频信号，通过差动放大器将所述高频信号的功率放大并输出到输出节点，所述匹配电路包含：输入侧绕组，连接在所述差动放大器的差动输出间；输出侧绕组，与所述输入侧绕组进行电磁场耦合，一端与基准电位连接；第一LC串联谐振电路，串联连接有电容性元件和电感性元件，并与所述输入侧绕组并联连接；以及第二LC串联谐振电路，串联连接有电容性元件和电感性元件，并与所述输出侧绕组并联连接。
在该结构中，通过使第一LC串联谐振电路以及第二LC串联谐振电路的谐振频率与多个谐波中的任一个的频率一致，从而匹配电路能够有效地抑制从功率放大电路输出的谐波。
(2)在上述(1)的匹配电路中，所述第一LC串联谐振电路的谐振频率设定在包含所述高频信号包含的多个谐波中的奇次谐波中的任一个的第一频带为宜，所述第二LC串联谐振电路的谐振频率设定在包含所述谐波中的任一个的第二频带为宜。
在该结构中，第一LC串联谐振电路使奇次谐波中的任一个衰减，第二LC串联谐振电路使谐波中的任一个衰减。由此，匹配电路能够抑制奇次谐波中的任一个以及谐波中的任一个从功率放大电路输出。
(3)在上述(1)的匹配电路中，所述第一LC串联谐振电路的谐振频率可以设定在包含三次谐波的第一频带。
在该结构中，第一LC串联谐振电路使三次谐波衰减。由此，匹配电路能够抑制三次谐波从功率放大电路输出。此外，关于从差动放大器观察的负载阻抗，通过差动放大器的差动动作，在包含二次谐波的偶次谐波下成为开路，通过第一LC串联谐振电路，在三次谐波下成为短路。由此，差动放大器进行逆F级动作，能够进行高效率动作。
(4)在上述(1)或(3)的匹配电路中，所述第二LC串联谐振电路的谐振频率可以设定在包含二次谐波的第二频带。
在该结构中，第二LC串联谐振电路使二次谐波衰减。由此，匹配电路能够抑制二次谐波从功率放大电路输出。
(5)在上述(1)至(4)中的任一个匹配电路中，还包含LC并联谐振电路为宜，所述LC并联谐振电路在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间并联连接有电容性元件和电感性元件。
在该结构中，通过使LC并联谐振电路的谐振频率与多个谐波中的任一个的频率一致，从而匹配电路能够更有效地抑制从功率放大电路输出的谐波。
(6)在上述(5)的匹配电路中，所述LC并联谐振电路的谐振频率设定在包含所述高频信号包含的多个谐波中的任一个的第三频带为宜。
在该结构中，LC并联谐振电路使多个谐波中的任一个衰减。由此，匹配电路能够抑制多个谐波中的任一个从功率放大电路输出。
(7)在上述(6)的匹配电路中，所述LC并联谐振电路的谐振频率可以设定在包含三次谐波的第三频带。
在该结构中，LC并联谐振电路使三次谐波衰减。由此，匹配电路能够更加有效地抑制三次谐波从功率放大电路输出。
(8)在上述(1)至(4)中的任一个匹配电路中，还包含LC高通滤波器电路为宜，所述LC高通滤波器电路在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间连接有电容性元件，在所述输出节点与基准电位之间连接有电感性元件。
在该结构中，LC高通滤波器电路使截止频率以下的频带衰减。由此，匹配电路能够抑制在功率放大电路中经由电源环路等产生的低频振荡。
(9)在上述(8)的匹配电路中，所述LC高通滤波器电路的截止频率设定在比所述高频信号的基波低的频带为宜。
在该结构中，LC高通滤波器电路使比高频信号的基波低的频带衰减。由此，匹配电路能够在不使高频信号的基波衰减的情况下抑制在功率放大电路中经由电源环路等产生的低频振荡。
(10)在上述(1)至(4)中的任一个匹配电路中，还包含LC低通滤波器电路为宜，所述LC低通滤波器电路在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间连接有电感性元件，在所述输出节点与基准电位之间连接有电容性元件。
在该结构中，LC低通滤波器电路使截止频率以上的频带衰减。由此，匹配电路能够抑制截止频率以上的谐波从功率放大电路输出。
(11)在上述(10)的匹配电路中，所述LC低通滤波器电路的截止频率设定在比所述高频信号的基波高的频带为宜。
在该结构中，LC低通滤波器电路使比高频信号的基波高的频带衰减。由此，匹配电路能够在不使高频信号的基波衰减的情况下抑制截止频率以上的谐波从功率放大电路输出。
(12)本实用新型的一个方面的功率放大电路具备上述(1)至(11)中的任一个匹配电路。
在该结构中，功率放大电路能够抑制输出谐波。
(13)在上述(12)的功率放大电路中，可以是，多个所述差动放大器分别经由变压器进行多级连接。
在该结构中，能够进行功率放大电路的高输出化。
(14)在上述(12)或(13)的功率放大电路中，可以是，至少所述差动放大器以及所述匹配电路被安装在同一半导体芯片上。
在该结构中，能够进行功率放大电路的小型化或低成本化。
通过本公开，能够抑制从功率放大电路输出的谐波。

Claims (14)

1.一种匹配电路，是功率放大电路的匹配电路，所述功率放大电路从输入节点输入高频信号，通过差动放大器将所述高频信号的功率放大并输出到输出节点，所述匹配电路的特征在于，包含：
输入侧绕组，连接在所述差动放大器的差动输出间；
输出侧绕组，与所述输入侧绕组进行电磁场耦合，一端与基准电位连接；
第一LC串联谐振电路，串联连接有电容性元件和电感性元件，并与所述输入侧绕组并联连接；以及
第二LC串联谐振电路，串联连接有电容性元件和电感性元件，并与所述输出侧绕组并联连接。
2.根据权利要求1所述的匹配电路，其特征在于，
所述第一LC串联谐振电路的谐振频率设定在包含所述高频信号包含的多个谐波中的奇次谐波中的任一个的第一频带，
所述第二LC串联谐振电路的谐振频率设定在包含所述谐波中的任一个的第二频带。
3.根据权利要求1所述的匹配电路，其特征在于，
所述第一LC串联谐振电路的谐振频率设定在包含三次谐波的第一频带。
4.根据权利要求1所述的匹配电路，其特征在于，
所述第二LC串联谐振电路的谐振频率设定在包含二次谐波的第二频带。
5.根据权利要求1至4中的任一项所述的匹配电路，其特征在于，
还包含：LC并联谐振电路，在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间并联连接有电容性元件和电感性元件。
6.根据权利要求5所述的匹配电路，其特征在于，
所述LC并联谐振电路的谐振频率设定在包含所述高频信号包含的多个谐波中的任一个的第三频带。
7.根据权利要求6所述的匹配电路，其特征在于，
所述LC并联谐振电路的谐振频率设定在包含三次谐波的第三频带。
8.根据权利要求1至4中的任一项所述的匹配电路，其特征在于，
还包含：LC高通滤波器电路，在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间连接有电容性元件，在所述输出节点与基准电位之间连接有电感性元件。
9.根据权利要求8所述的匹配电路，其特征在于，
所述LC高通滤波器电路的截止频率设定在比所述高频信号的基波低的频带。
10.根据权利要求1至4中的任一项所述的匹配电路，其特征在于，
还包含：LC低通滤波器电路，在所述输出侧绕组的另一端与所述输出节点之间连接有电感性元件，在所述输出节点与基准电位之间连接有电容性元件。
11.根据权利要求10所述的匹配电路，其特征在于，
所述LC低通滤波器电路的截止频率设定在比所述高频信号的基波高的频带。
12.一种功率放大电路，其特征在于，
具备权利要求1至11中的任一项所述的匹配电路。
13.根据权利要求12所述的功率放大电路，其特征在于，
多个所述差动放大器分别经由变压器进行多级连接。
14.根据权利要求12或13所述的功率放大电路，其特征在于，
至少所述差动放大器以及所述匹配电路被安装在同一半导体芯片上。
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