CN208971371U - 控制电路 - Google Patents

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Abstract

一种用于控制开关模式电源(SMPS)的控制电路，所述控制电路包括电流传导持续时间确定电路、积分器电路、反馈电路、锯齿波发生器电路和门控制电路。所述电流传导持续时间确定电路根据所述SMPS的电流的持续时间来产生持续时间信号；所述积分器电路产生与所述电流的幅值随时间的积分相对应的积分器输出；所述反馈电路根据所述SMPS的输出电压来产生比较电压；所述锯齿波发生器电路使用所述比较电压和所述持续时间信号来产生锯齿波信号，例如通过将所述比较电压除以所述持续时间信号来产生所述锯齿波信号。所述门控制电路根据所述锯齿波信号和所述积分器输出的比较，来产生用于控制所述SMPS的电源开关的门信号。所述SMPS可以是功率因数校正电路。

Description

控制电路
相关申请的交叉引用
本申请要求2017年8月2日提交的美国临时申请No.62/540175的权益，该项申请通过参引全部合并到本文中。
技术领域
本实用新型大体上涉及控制电路，并且更具体地涉及诸如可以用于为负载提供功率因数校正(PFC)的开关模式电源(SMPS)之类的电子电路。
背景技术
当交流(AC)电源上的负载不是线性负载(即，所述负载是非线性负载)时，从所述AC电源获取的电流可能与所述AC电源的电压相位不同。纯阻性负载是线性负载。具有能量存储部件(例如电感或电容)的负载可能是非线性负载。在所述AC电源的周期过程中不定期地获取电力的负载，例如整流器或开关模式电源(SMPS)，可能是非线性负载。
当非线性负载从AC电源获取的电流与该AC电源的电压相位不同时，从AC电源获取的电流平均起来高于电流和电压同相时的电流。这可能导致电力浪费并且在所述AC电源中出现损坏。
负载从所述AC电源获取的电流与所述AC电源的电压同相位的程度可以表示为所述负载的功率因数(PF)。理想线性负载的PF为1，以及非线性负载的PF小于1。
可以在AC电源和负载之间设置PFC电路。所述PFC电路通过将从所述AC电源获取的电流的相位保持为接近于所述AC电源的电压的相位，来向所述AC电源提供接近1(例如，0.98)的PF，即使所述负载获取的电流的相位是不同相或是不规则的。
理想的是PFC电路使线电流失真最小化，电流失真即为线电流偏离与线电压的比例。理想的是PFC电路尽可能简单并且仍然满足其设计目标。
实用新型内容
本实用新型涉及电子电路，并且更具体地涉及诸如功率因数校正(PFC)电路的开关模式电源(SMPS)。可以使用单周期平均电流模式控制来控制所述SMPS。
实施例包括控制电路，所述控制电路包括：持续时间确定电路，所述持续时间确定电路用于接收过零检测信号并使用所述过零检测信号产生持续时间信号；积分器电路，所述积分器电路用于接收电流感测信号并产生对应于所述电流感测信号的测量周期内的积分的积分器输出；反馈电路，所述反馈电路用于接收反馈信号并产生与所述反馈信号和参考电压之间的差值对应的比较信号；除法器电路，所述除法器电路用于产生对应于将所述比较信号除以所述持续时间信号的结果的锯齿波控制信号；振荡器电路，所述振荡器电路用于根据所述比较信号和所述锯齿波控制信号产生锯齿波信号；以及门控制电路，所述门控制电路通过响应于所述积分器输出的值大于或等于所述锯齿波信号的值而将复位信号置为有效，来产生所述复位信号，并且通过响应于所述复位信号置为有效而将门信号置为无效，来产生所述门信号。
在实施例中，所述控制电路用于控制功率因数校正(PFC)电路。所述PFC电路根据流过电感器的电流产生所述过零检测信号和所述电流感测信号，使用所述门信号控制流过电感器的所述电流，并根据所述PFC电路的输出电压产生所述反馈信号。
在实施例中，所述积分器电路包括：电容器，所述电容器具有耦接到地的第一端子和耦接到所述积分器输出的第二端子；开关，所述开关耦接在所述电容器两端并且被配置为响应于将所述复位信号置为有效，使所述电容器放电；以及电压到电流转换器，所述电压到电流转换器耦接到所述电容器的第二端子，以根据所述电流感测信号的值向所述电容器提供电流。
在实施例中，所述积分器电路还包括耦接在所述电容器的第二端子和所述积分器输出之间的电阻器。
在实施例中，所述持续时间确定电路包括：斜坡发生器电路，所述斜坡发生器电路响应所述门信号被置为有效的指示将斜坡电压复位，并且此后以预定速率增大所述斜坡电压；以及采样和保持电路，所述采样和保持电路在所述过零检测信号指示有电流流动时，对所述斜坡电压进行采样，并且当所述过零检测信号指示没有电流流动时，保持并输出所述斜坡电压的预先采样值。
在实施例中，所述持续时间确定电路包括：零电流检测电路，所述零电流检测电路接收零电流检测信号和零电流参考电压，并且通过在所述零电流检测信号小于所述零电流参考电压时将所述零电流信号置为有效，来产生所述零电流信号；边沿触发的触发器电路，所述边沿触发的触发器电路通过以下方式来生成充电-放电信号：当所述门信号被置为有效时，将所述充电-放电信号置为有效，并且响应于将所述零电流信号置为有效，将所述充电-放电信号置为无效；以及低通滤波器，所述低通滤波器通过平均所述充电-放电信号的值来生成所述持续时间信号。
在实施例中，所述低通滤波器包括耦接在所述充电-放电信号和所述持续时间信号之间的电阻器，以及耦接在所述持续时间信号和地之间的电容器。
在实施例中，所述振荡器电路包括：开关电路，所述开关电路响应于将置位信号置为有效，将所述锯齿波信号耦接到所述比较信号；电容器，所述电容器具有耦接到所述锯齿波信号的第一端子和耦接到地的第二端子；电压到电流转换器，所述电压到电流转换器耦接在所述电容器两端以产生电流，以用于以对应于所述锯齿波控制信号的值的速率使所述电容器放电。将所述置位信号置为有效对应于将所述门信号置为有效。
在实施例中，所述振荡器电路的开关电路包括放大器和开关装置，所述放大器具有耦接到所述比较信号的输入，所述开关装置将所述锯齿波信号耦接到所述放大器的输出。
在实施例中，所述振荡器电路还包括耦接在所述电容器两端的二极管。
附图说明
在附图中，相同的附图标记在所有单个附图指代相同的元件或功能上相似的元件，附图与下面的详细描述一起被并入说明书中并形成说明书的一部分，以进一步阐明包括所要求保护的实用新型的概念的实施例，并解释那些实施例的各种原理和优点。
图1示出了包括有根据一个实施例的功率因数校正(PFC)电路的电气系统。
图2A示出了根据一个实施例的PFC电路。
图2B包括示出了图2A的PFC电路的操作的波形。
图3A示出了根据一个实施例的逐周期积分器电路。
图3B包括示出了图3A的逐周期积分器电路的操作的波形。
图4A示出了根据一个实施例的过零持续时间解调器电路。
图4B包括示出了图4A的过零持续时间解调器电路的操作的波形。
图5A示出了根据另一个实施例的过零持续时间解调器电路。
图5B包括示出了图5A的过零持续时间解调器电路的操作的波形。
图6A示出了根据一个实施例的振荡器电路。
图6B包括示出了图6A的振荡器电路的操作的波形。
图7示出了根据一个实施例的除法器电路。
图8示出了根据一个实施例用于控制功率因数校正电路的过程。
本实用新型的所属领域的普通技术人员能够理解，附图中的元件是为了简单和清楚而示出的，并且不一定按比例绘制。例如，图中一些元件的尺寸可能相对于其他元件被夸大，以帮助提高对所述实施例的理解。
在适当时通过所述附图中的常规符号表示了设备和方法部件，仅示出了与理解所述实施例有关的那些具体细节。这避免了使用受益于本实用新型内容的本领域普通技术人员容易明白的细节来模糊本实用新型。除非另有说明，否则可以不示出实施所述实施例所必需的并且为本领域技术人员所公知的公知元件、结构或过程的细节，并且应当假定其存在。
具体实施方式
实施例涉及电子设备，并且更具体地涉及一种开关模式电源(SMPS)，例如功率因数校正(PFC)电路。
在以下详细描述中，已经示出和描述了某些说明性实施例。如本领域技术人员将认识到的，在不脱离本实用新型的范围的情况下，可以以各种不同方式修改这些实施例。因此，所述附图和描述本质上被认为是说明性的而非限制性的。相同的附图标记标示所述说明书中的相同元件。
在实施例中，控制电路包括电流传导持续时间确定电路(这里可以称为持续时间确定电路)、积分器电路、反馈电路、除法器电路、振荡器电路和门控制电路。所述电流传导持续时间确定电路接收过零检测信号，并使用所述过零检测信号产生持续时间信号。所述积分器电路接收电流感测信号并产生对应于所述电流感测信号的测量周期上的积分的积分器输出。所述反馈电路接收反馈信号并产生对应于所述反馈信号和参考电压之间差值的比较信号。所述除法器电路产生锯齿波控制信号，所述锯齿波控制信号对应于将所述比较信号除以所述电流持续时间信号的结果。所述振荡器电路根据所述比较信号和所述锯齿波控制信号产生锯齿波信号。所述门控制电路通过响应于所述积分器输出的值大于或等于所述锯齿波信号的值而将复位信号置为有效，来产生所述复位信号，并且通过响应于将所述复位信号置为有效而将门信号置为无效，来产生所述门信号。
实施例减少了由SMPS(例如平均电流模式控制的PFC电路)引起的线电流失真，否则SMPS由于电流反馈回路的有限带宽而可能遭受这种失真，该有限带宽在现有技术的典型PFC电路中，可以仅是所述PFC电路的开关频率的1/6至1/10。实施例还通过不要求两个或更多个复杂数学部件(例如乘法器和除法器)来降低这种PFC电路的复杂性。
SMPS(例如，PFC电路)可以通过对电感器充电和使电容器放电的反复循环来操作。每个操作周期包括充电期和放电期，在所述充电期期间，所述电感器中的电流将能量从电源传递到所述电感器；在所述放电期期间，所述电感器中的电流将能量从所述电感器传递到负载。
当所述操作周期的充电期和放电期构成整个操作周期时，所述PFC电路以连续传导模式(CCM)或边界传导模式(BCM)操作。在CCM和BCM中，紧接着每个周期的充电期的是该周期的放电期，并且紧接着所述操作周期的放电期的是下一个操作周期的充电期。
CCM和BCM是可以区分的，因为在CCM中，所述电感器中的电流在操作周期期间从不降至零，而在BCM中，所述电流在每个操作周期的放电期结束时降至零，然后在随后的操作周期的充电期开始时立即恢复。可以说BCM是在CCM和不连续传导模式(DCM)之间的边界处操作的。
当所述操作周期可包括很长时段(substantial period)时，不连续传导模式(DCM)会发生，在该很长时段期间，所述电感器既未充电也未放电，在该很长时段期间，净电感器电流(不包括所述电感器与电路的其他电抗元件之间的相互作用引起的铃流)为零。因此，在以DCM操作的PFC电路中，每个操作周期包括充电期、放电期和零电流期。
图1示出了包括有根据一个实施例的功率因数校正(PFC)电路102的电气设备100。所述电气设备100还包括AC电源104、线路滤波器106(也称为电磁干扰(EMI)滤波器)、调节器108和负载110。
所述AC电源104通过所述线路滤波器106向所述PFC电路102提供电流。所述电流是交流电(AC)。在说明性实施例中，所述AC电源具有介于90伏特到240伏特之间的均方根(RMS)电压。
所述线路滤波器106可以是低通滤波器，该低通滤波器操作以抑制高频信号(例如，高于9KHz的频率)从所述PFC电路102到所述AC电源104的传播。所述线路滤波器106可以包括一个或多个电感器、扼流器和电容器。所述线路滤波器106输出第一AC电压VAC1和第二AC电压和VAC2。
所述PFC电路102将通过所述第一AC信号VAC1和第二AC信号VAC2接收的电力转换为直流(DC)电力，并通过正PFC输出信号PFCP和负PFC输出信号PFCN递送所述电力。在说明性实施例中，所述正PFC输出信号PFCP和所述负PFC输出信号PFCN之间的电压差值基本上大于所述AC电源的峰值电压。例如，当所述PFC电路102被设计为以范围从90伏特到240伏特的AC电源操作时，所述正PFC输出信号PFCP和负PFC输出信号PFCN之间的电压差值(即所述PFC电路102的输出电压VO)可以是400伏特。
所述调节器108使用从所述PFC电路102递送的电力产生正电源电压PSP和负电源电压PSN。示例性的调节器108可以是将所述PFC电路提供的400V电力转换为12伏特的开关模式电源(SMPS)。所述调节器108通过正电源电压PSP和负电源电压PSN向所述负载110递送电力。
图2A示出了根据一个实施例的PFC电路202。所述PFC电路202适用于图1的PFC电路102。所述PFC电路202通过第一AC电源信号VAC1和第二AC电源信号VAC2接收AC电力，并在正PFC输出信号PFCP和负PFC输出信号PFCN上提供DC电力。
所述PFC电路202使用单周期平均电流模式控制。“单周期平均电流模式控制”指的是控制所述PFC电路的工作周期，使得感测电流在所述PFC电路的一个转换期或切换周期期间的平均值等于控制参考，例如，当所述平均电流等于所述控制参考时，通过结束切换周期的充电期来控制所述PFC电路的工作周期。在实施例中，所述控制参考可以取决于提供给所述PFC电路的电源电压的当前幅值。可以通过在等于一个切换周期的时间段上对所述感测电流进行积分来确定所述平均电流。
采用DCM补偿(即，针对不连续电流对所述平均电流的影响所进行的补偿)的受单周期平均电流模式控制的PFC电路的基本公式为：
其中，<iL>是流过电感器的平均电流，RCS是电流感测电阻器的电阻，D1是充电工作周期(即，当图2A的电源开关218接通时的周期部分)。D3是零电流工作周期(所述零电流工作周期在CCM和BCM中为0，在DCM中为0到1之间)，VO是输出电压，VT是目标输出电压，k是电压反馈回路的增益。充电工作周期D1，零电流工作周期D3和放电工作周期D2(即，当图2A的所述二极管222导通时的周期部分)在图2B中示出。
对于使用分压器反馈所述输出电压VO的图2A中所示的实施例，公式1变为：
其中R206是第一分压电阻器206的电阻，R208是第二分压电阻器208的电阻，并且所述参考电压VREF对应于VT·R208/(R208+R206)。
因为1-D3等于D1+D2，并且图2A中的比较电压VCOMP对应于((VO-VT)×k)，公式1或公式1B可以重述为：
在图2A的实施例中，所述目标输出电压VT对应于参考电压VREF乘以由第一电阻器206和第二电阻器208形成的分压器的分压系数，并且所述电压反馈回路增益k可以对应于所述误差放大器240的增益。
所述PFC电路202包括用于产生锯齿波信号Vc的电路，所述锯齿信号Vc用作在所述电源开关218对所述电感器214充电期间的每个时间点处所述感测积分电流应为多少的参考，以便实现目标平均电流。在所述电源开关218接通的时间期间，所述锯齿波信号Vc的值等于：
其中，C是用于确定所述锯齿波信号Vc的电容器的电容，ISAW是通过将比较电压VCOMP按电流在电感器中流动期间的周期部分的倒数缩放来确定的电流(ISAW＝VCOMP/(D1+D2))，并且Δt是自所述电源开关218上一次接通以来的总时间。如果在所述锯齿波信号Vc等于流过电感器的电流在自上次所述电源开关218被断开以来的时间上的积分(即，等于所述积分器输出INTG_OUT)时，所述电源开关218被断开，则当前周期的所述积分电流将等于对应于所述比较电压VCOMP的值的参考目标值。例如，在一个实施例中，每个周期中的所述积分电流可以等于使用所述比较电压VCOMP与所述电流导通时间D1+D2的比率所计算的锯齿波信号Vc的值。
所述PFC电路202作为升压转换器操作，所述升压转换器可以产生输出电压VO，所述输出电压VO为DC电压并且所述输出电压VO的幅值大于所述PFC电路202接收的所述AC电源的峰值电压。例如，在一个实施例中，所述PFC电路202操作成接收RMS为90伏特至240伏特范围内(峰值电压在125伏特至340伏特范围内)的AC电力，并且由所述AC电力产生400V的DC电力。然而，实施例不限于升压转换器。
所述PFC电路202包括电源部分和控制部分。所述PFC电路202的电源部分包括全波桥式整流器212、电感器214、感测线圈216、过零感测电阻器204、电流感测电阻器217、电源开关218、二极管222、输出电容器224、以及包括第一分压器电阻器206和第二分压器电阻器208的分压器。在所示的说明性实施例中，所述电源开关218是晶体管，例如，n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(nMOSFET)。
所述PFC电路202的控制部分包括过零持续时间(ZCD)解调器电路226、振荡器电路228、逐周期积分器电路230(以下称为，积分器230)、比较器232、除法器电路236、电容器238、误差放大器240和开关控制置位-复位触发器242(以下称为，SRFF 242)。
在所述电源部分中，所述桥式整流器212对所述AC电力进行整流以提供脉动DC电压。在所示的实施例中，所述桥式整流器212的正输出被耦接到所述电感器214的第一端子，并且所述桥式整流器212的负端子通过所述电流感测电阻器217被耦接到地和负PFC输出信号PFCN。
所述电感器214用作能量存储器件。所述电感器214被感应地耦接到所述电流感测线圈216，使得在所述电感器214中流动的电流在所述感测线圈216中产生相应的感测电流。在说明性实施例中，所述电感器214具有200微亨(μH)的电感并且包括缠绕在铁氧体磁芯上的30至40匝绕线，并且所述感测线圈216包括缠绕在同一铁氧体磁芯上的3至5匝绕线。
所述电源开关218被耦接在所述电感器214的第二端子与地之间，并由门信号G控制。所述电源开关218控制所述电感器214的充电和放电。
当所述电源开关218接通时，电流可以从所述桥式整流器212的正端子流过所述电感器214、所述电源开关218和所述电流感测电阻器217并返回到所述桥式整流器212的负端子，从而对所述电感器214进行充电。当所述电源开关218断开时，流过所述电感器214的电流可以通过所述二极管222进入所述输出电容器224，从而使所述电感器214放电并执行以下各项中的一项或两项：对所述输出电容器224充电，以及向连接在正PFC输出信号PFCP和负PFC输出信号PFCN之间的负载提供电流。在所述电流感测电阻器217的端子处产生的电流感测信号CS具有与流过所述电感器214的电流成比例的电压值。
所述二极管222操作成使得所述电感器214能够对所述输出电容器224充电并防止电流从所述输出电容器224向所述电感器214反向流动。所述输出电容器224存储用于经由正PFC输出信号PFCP和负PFC输出信号PFCN将所述输出电压VO提供给负载的能量。
所述电流感测线圈216的第一端子被耦接到地。所述电流感测线圈216的第二端子通过所述过零检测电阻器204向所述控制部分的ZCD电路226提供过零检测电压VZCD。在一个实施例中，所述过零感测电阻器204操作成通过限制来自所述电流感测线圈216的电流来限制过零检测电压VZCD的电压。
第一分压电阻器206和第二分压电阻器208产生与所述输出电压VO成比例的反馈电压VFB。所述反馈电压VFB的值等于VO×R208/(R206+R208)，其中R206是所述第一分压器电阻器206的电阻，R208是所述第二分压器电阻器208的电阻。
所述控制部分根据从所述电源部分接收的所述ZCD电压VZCD、所述电流感测信号CS和所述反馈电压VFB产生所述门信号G。在实施例中，所述控制部分体现在集成电路中。在一个实施例中，包括所述控制部分的集成电路还包括所述电源部分的部件，例如所述电源开关218。
所述误差放大器240产生与参考电压Vref和所述反馈电压VFB之间的差值成比例的比较电压VCOMP。所述滤波电容器238操作成对所述比较电压VCOMP进行低通滤波，以防止所述输出电压VO中的纹波在所述控制部分中产生不稳定性。所述ZCD解调器电路226是持续时间确定电路，所述ZCD解调器电路226使用所述过零检测电压VZCD来产生电流持续时间电压VBDCM，所述电流持续时间电压VBDCM指示在所述PFC电路202的一个周期时间内在所述电感器214中流动的电流的持续时间(即，VBDCM的值对应于T1+T2，如下图4B所示)。
所述除法器电路236使用所述比较电压VCOMP和所述电流持续时间电压VBDCM产生锯齿波控制信号VSAW，所述锯齿波控制信号VSAW对应于将所述比较电压VCOMP的值除以所述电流持续时间电压VBDCM的值的结果。所述振荡器228使用所述锯齿波控制信号VSAW来确定锯齿波信号SAW的斜率。
所述振荡器228产生置位信号SET和所述锯齿波信号Vc。将所述置位信号SET置为有效使所述SRFF 242将门信号G置为有效，从而指示所述电源开关218要被接通。
当所述置位信号SET被置为有效时，所述锯齿波信号Vc具有根据所述比较电压VCOMP确定的值。在一个实施例中，当所述门信号G被置为无效时，所述锯齿波信号Vc可以被设置为该值。
在另一实施例中，响应于所述SET信号被置为有效，可以将所述锯齿波信号Vc设置为根据所述比较电压VCOMP确定的值。
在另一实施例中，响应于所述门信号被置为有效，可以将所述锯齿波信号Vc设置为根据所述比较电压VCOMP确定的值。例如，当通过将所述门信号驱动为高来将所述门信号置为有效时，响应于所述门信号的上升沿，可以将所述锯齿波信号Vc设置为根据所述比较电压VCOMP确定的值。
在所述门信号G被置为有效的时间段期间，所述锯齿波信号Vc以根据所述锯齿波控制信号VSAW的值所确定的速率减小。
所述比较器232将所述锯齿波信号VSAW与积分器输出INTG_OUT进行比较，以产生复位信号RST。当所述积分器输出INTG_OUT的值大于所述锯齿波信号VSAW的值时，所述复位信号被置为有效，以指示所述电源开关218将被断开并且所述积分器输出INTG_OUT将被复位为0。
所述积分器230根据所述复位信号RST和所述电流感测信号CS产生所述积分器输出INTG_OUT。当所述复位信号RST被置为有效时，所述积分器230将所述积分器输出INTG_OUT复位为重置值，例如0。当所述复位信号RST未被置为有效时，所述积分器230输出所述积分器输出INTG_OUT的值，所述积分器输出INTG_OUT的值对应于所述电流感测信号CS的值在自所述复位信号RST被置为无效以来的时间间隔中对时间的积分。
图2B包括示出了图2A的PFC电路202的操作的波形。图2B示出了所述置位信号SET、所述门信号G、所述复位信号RST、通过所述电感器214的电感器电流iL、所述锯齿波信号Vc、所述积分器输出INTG_OUT，所述比较电压VCOMP的值、以及测量周期时间TM。
在图2A的实施例中，在第一时间t1，所述积分器输出INTG_OUT变得大于或等于(正在减小的)所述锯齿波信号Vc。作为响应，所述比较器232将所述复位信号RST置为有效。将所述复位信号RST置为有效标志着所述电感器214的充电期的结束，并使所述积分器230将所述积分器输出INTG_OUT复位为零。因此，所述积分器输出INTG_OUT对应于从所述电感器214流出的电流从前一充电期结束(即，最近的放电期的开始)时开始的积分。
所述锯齿波信号Vc以由所述锯齿波控制信号VSAW所确定的速率减小，并且在D1期间的任何时间点对应于来自所述电感器的积分电流，所述积分电流在所述电感器的最后的充电期结束时开始，所述积分电流对应于测量周期中通过所述电感器214的目标平均电流。随着自上一充电期结束以来的时间增加，所述锯齿波信号Vc的值减小。
当所述积分器输出INTG_OUT等于所述锯齿波信号SAW在第一时间t1的当前值时，所述通过电感器214的平均电流已达到目标平均电流，并且针对当前测量的测量周期，可以停止对所述电感器214的充电。因此，SRFF 242将门信号置为无效，使所述电感器214的电流充电期结束并开始下一个放电期，并且所述积分器230复位为0以准备针对下一个测量周期对电流进行积分。
在第二时间t2，所述振荡器228将所述置位信号SET置为有效，从而开始新的充电期。注意，所述平均电流是测量周期时间TM内的平均值，所述测量周期时间TM从所述电感器214的放电期的开始到所述电感器214的下一个放电周期的开始。因此，所述电感器214的、由将所述置位信号SET置为有效所启动的各个充电期在测量周期结束时发生。
在第三时间t3，在第一时间t1描述的过程再次开始。
因此，所述PFC电路202操作成使得被积分的电感器电流(其在上一放电期的开始时开始被积分)越高，所述电源开关218断开得越快。
图3A示出了根据一个实施例的积分器330，其适用于图2A的所述积分器230。所述积分器330产生对应于电流感测信号CS的值随时间的积分的积分器输出INTG_OUT，并且所述积分器330包括电压到电流转换器电路(I2VC)332、开关334、电阻器336和电容器338。
响应于复位信号RST被置为有效，所述开关334接通并使所述电容器338放电。当所述复位信号被置为无效时，所述I2VC 332以与所述电流感测信号CS的值成比例的速率对所述电容器充电，所述电流感测信号CS的值可对应于通过电感器(例如图2A中的电感器214)的电流。所述电阻器336用于限制通过所述电容器338的电流。
图3B包括示出了所述积分器330的操作的波形。所述复位信号RST置为有效对应于所述电感器的充电期D1的结束和所述电感器的放电期D2的开始。所述积分器输出INTG_OUT在所述放电期D2开始时被复位为0，然后在整个所述放电期D2、零电流期D3和随后的充电期D1'中，以与所述通过电感器的电流的值(如所述电流感测信号CS所示)成比例的速率增加。在所述随后的充电期D1'结束时，所述复位信号RST再次被置为有效，并且所述积分器输出INTG_OUT再次被复位为0。
图4A示出了根据一个实施例的过零持续时间(ZCD)解调器电路426，其适用于图2A中的所述ZCD解调器电路226。所述ZCD解调器电路426包括控制逻辑446、斜坡发生器电路444和采样和保持(S/H)电路446。
所述控制逻辑446使用过零检测电压VZCD和所述置位信号SET或门信号G产生斜坡复位信号R_RST、采样信号SP和保持信号HD。当所述门信号G被置为有效时，或者当所述置位信号SET指示门信号G要被置为有效时，所述控制逻辑446将所述采样信号SP置为有效并且将所述保持信号HD置为无效。当所述过零检测电压VZCD指示所述电感器214中没有电流流动时(例如通过小于预定的零电流检测阈值)，所述控制逻辑446将所述采样信号SP置为无效并且将所述保持信号HD置为有效。
当所述采样信号SP被置为有效时，所述S/H电路446跟踪内部节点上的斜坡电压VRAMP的值。当所述采样信号SP被置为无效时，所述S/H电路446停止跟踪所述斜坡电压VRAMP并将最后跟踪的值保留在所述内部节点上。响应于所述保持信号HD被置为有效，所述S/H电路446将所述电流持续时间电压VBDCM设置为保留在内部节点上的值，并将所述电流持续时间电压VBDCM保持在该值，直到所述保持信号HD被下一次置为有效为止。
响应于将所述采样信号SP置为有效或者在将所述采样信号SP置为有效的同时，所述控制逻辑446在所述斜坡复位信号R_RST上输出脉冲，这使所述斜坡发生器电路444将所述斜坡电压VRAMP的值复位为0。在所述复位之后，所述斜坡电压VRAMP的值以预定速率上升。
图4B包括示出了图4A的过零持续时间解调器电路426的操作的波形，该波形包括所述电感器电流IL、所述斜坡电压VRAMP、所述采样信号SP和所述保持信号HD。切换周期时间TS对应于切换周期的持续时间，第一部分时间T1对应于图2A的所述电源开关218被接通(对应于图2B中的D1)的持续时间，第二部分时间T2对应于图2A的所述二极管222的二极管导通时间(对应于图2B中的D2)，第二部分时间T3对应于图2A的所述电感器214的零电流时间(对应于图2B中的D3)。
因此，所述过零持续时间解调器电路426产生所述电流持续时间电压VBDCM，所述电流持续时间电压VBDCM具有与第一部分时间T1和第二部分时间T2的和成比例的值，即，与每个周期内电流在所述电感器214中流动的持续时间成比例。
图5A示出了根据另一个实施例的ZCD解调器电路526，其适用于图2A中的所述ZCD解调器电路226。所述ZCD解调器电路526包括比较器550、D型触发器(DFF)552、反相器554、电阻器556和电容器558，并根据过零检测电压VZCD、预定的零电流参考电压Vzref和门信号G产生电流持续时间电压VBDCM.
所述电阻器556和所述电容器558形成低通电阻器-电容器(RC)滤波器，所述低通RC滤波器用作平均电路。低通RC滤波器的时间常数(例如，所述电阻器556的电阻和所述电容器558的电容的乘积)大体上大于所述门信号G的切换周期时间TS。例如，在所述切换周期时间TS在5微秒到15微秒之间的实施例中，所述低通RC滤波器的时间常数可以是300微秒或更长。
图5B包括示出了图5A的ZCD解调器电路526的操作的波形，包括所述电感器电流IL、零电流信号ZC、所述门信号G和充电-放电(CD)信号CD。时间TS、T1、T2和T3如上图4B所述。
在所述第一时段T1期间，所述门信号G被置为有效并且对图2A中的所述电感器214进行充电。所述门信号G复位所述DFF 552，使所述DFF 552的Q输出被置为无效，这使得所述反相器554将所述CD信号CD置为有效。所述CD信号CD被置为有效使所述电容器558通过所述电阻器556充电，从而增大所述电流持续时间电压VBDCM的值。
在所述第二时段T2期间，所述门信号G被置为无效并且图2A中的所述电感器214进行放电。所述DFF 552的Q输出保持被置为无效，使所述反相器554继续将所述CD信号CD置为有效。所述CD信号CD被置为有效使所述电容器558通过所述电阻器556充电，从而进一步增大所述电流持续时间电压VBDCM的值。
在第一时段T1和第二时段T2期间，对应于所述线圈电流IL的所述过零检测电压VZCD大于所述过零参考电压Vzref，并且作为结果，所述比较器550将所述零电流信号ZC置为无效。在第二时段T2结束时，所述电感器214完全放电，所述过零检测电压VZCD下降到低于所述零电流参考电压Vzref，并且所述比较器550将所述零电流信号ZC置为有效。
响应于所述零电流信号ZC被置为有效，所述DFF 552将其Q输出置为有效，这使得所述反相器554将所述CD信号CD置为无效。所述CD信号CD被置为无效使所述电容器558通过所述电阻器556放电，从而降低所述电流持续时间电压VBDCM的值。所述CD信号CD保持被置为无效，直到所述门信号G下一次被置为有效为止。
因此，所述电流持续时间电压VBDCM的平均值对应于切换周期时间TS的部分的持续时间，在该部分的持续时间期间，电流在所述电感器214中流动。
图6A示出了根据一个实施例的振荡器电路628，所述振荡器电路628适用于图2A的所述振荡器228并且根据所述比较电压VCOMP和所述锯齿波控制信号VSAW产生置位信号SET和锯齿波信号Vc。所述振荡器电路628包括放大器602、开关604、周期振荡器608、电压到电流(V2I)转换器612、二极管614和电容器618。
图6B包括示出了图6A的振荡器电路628的操作的波形，并且包括所述置位信号SET和所述锯齿波信号Vc。图6B还示出了所述切换周期时间TS和与所述比较电压VCOMP的值乘以所述放大器602的增益g对应的值。
所述周期振荡器608以对应于所述PFC电路202的切换频率的频率(即，以对应于切换周期时间TS的间隔)将所述置位信号SET置为有效。可以通过在所述置位信号SET上产生脉冲来执行将所述置位信号SET置为有效。在一些实施例中，将所述置位信号SET置为有效的频率可以根据所述比较电压VCOMP而变化。在一些实施例中，将所述置位信号SET置为有效可以与所述过零检测电压VZCD上的指示同步，该指示为所述电感器214中没有电流流动，环电压的幅值低于预定阈值，或者为这两者。
所述放大器602产生一输出，该输出的电压值等于所述放大器602的增益g和所述比较电压VCOMP的值的乘积。当所述置位信号SET被置为有效时，通过所述开关604提供所述放大器602的输出。因此，当所述置位信号SET被置为有效时，所述电容器618被充电到值g×VCOMP。
当所述置位信号SET被置为无效时，所述V2I转换器612通过吸收根据所述锯齿波控制信号VSAW.的值所确定的电流来使所述电容器618放电。所述锯齿波控制信号VSAW的较高值对应于被吸收的较高电流，因此能够使所述电容器618较快的放电。所述二极管614用作负电压钳位，以将所述电容器618两端的电压限制为不低于所述二极管614的正向压降。
因此，所述振荡器608产生具有周期性脉冲的所述置位信号SET、以及产生所述锯齿波信号Vc，所述锯齿波信号Vc被所述置位信号SET上的脉冲复位为由所述比较电压VCOMP所确定的值，并且在这些脉冲之间的间隔中，以所述锯齿波控制信号VSAW所确定的速率从该值减小，如图6B所示。
图7示出了根据一个实施例的除法器电路736，其适用于图2A中的所述除法器236。所述除法器电路736包括模拟除法器子电路702和放大器704，并产生所述锯齿波控制信号VSAW，所述锯齿波控制信号VSAW具有对应于所述比较电压VCOMP的值除以所述电流持续时间电压VBDCM的值所得的值。
所述模拟除法器子电路702产生对应于所述比较电压VCOMP的值除以所述电流持续时间电压VBDCM的值所得的值，其范围从所述参考电压输入REF上的值到高限电压输入HLIM的值。在所示的实施例中，所述高限电压HLIM提供预定的高限电压VHLMT，并且所述参考电压输入REF接地。
所述放大器704缓冲所述模拟除法器子电路702的输出。用于实现所述模拟除法器子电路702和所述放大器704中的每一个的电路在现有技术中是已知的。
图8示出了根据一个实施例用于操作SMPS控制器电路(例如图2A中的所述PFC电路202的控制器部分)的流程800。所述流程800包括第一子流程SP850、第二子流程SP860和第三子流程SP870，每个子流程提供用于流程800或其另一子流程的信息(由虚线箭头指示)。
所述子流程SP850根据电感器电流的持续时间产生电流持续时间电压VBDCM。所述子流程SP850可以使用零电流检测信号来产生电流持续时间电压VBDCM。
所述子流程SP860根据输出电压与所述输出电压的目标电压之间的差值来产生比较电压VCOMP。
所述子流程SP870产生锯齿波控制信号VSAW，所述锯齿波控制信号VSAW用于控制锯齿波信号的减小速率(即锯齿波斜率)。所述子流程870可以根据所述比较电压VCOMP除以所述电流持续时间电压VBDCM(VCOMP÷VBDCM)来产生所述锯齿波控制信号VSAW。因此，所述锯齿波信号从所述比较电压VCOMP的值减小到零的时间可以与在每个周期中在所述电感器中流动的电流的持续时间成比例。
转到所述流程800，在S802，积分器电路将所述积分器输出重置为0，所述积分器电路被配置为产生积分器输出，所述积分器输出对应于测量值随时间的积分，所述测量值对应于在电感器中流动的电流的当前值。
在S804，所述积分器电路将对应于在电感器中流动的电流的当前值的值积分为所述积分器输出的值。
在S806，判定是否开始对所述电感器充电。可以通过本实用新型范围之外的过程来进行判定。在S806，响应于开始对所述电感器充电的判定，所述流程800进行到S808；否则，所述流程800进行到S804。
在S808，所述流程800将所述锯齿波信号设置为根据所述比较电压VCOMP的值。所述锯齿波信号可以被设置为所述比较电压VCOMP的值乘以预定常数。
在S810，所述流程800将门信号置为有效。所述门信号被置为有效导致所述电感器被充电。
在S812，所述流程800根据所述锯齿波控制信号VSAW指示的所述锯齿波斜率来减小所述锯齿波信号的值。
在S814，所述积分器电路将对应于在所述电感器中流动的电流的当前值的值积分为所述积分器输出的值。
在S816，所述流程800将所述锯齿波信号的值与所述积分器输出的值进行比较。
在S818，响应于所述锯齿波信号小于或等于所述积分器输出的值，所述流程800进行到S820；否则，所述流程800进行到S812。
在S820，所述流程800将所述门信号置为无效。所述门信号被置为无效结束对所述电感器的充电。响应于所述电感器充电的结束，所述电感器开始放电。然后，所述流程800进行到S802。
使用PFC控制器描述了本实用新型的实施例，但是实施例不限于此。实施例可以采用其他形式的开关模式电源(SMPS)，例如直流-直流转换器。
本实用新型的实施例包括被配置为执行本文描述的一个或多个操作的电子设备。然而，实施例不限于此。
在第七示例中，本实用新型的实施例包括用于控制开关模式电源(SMPS)的控制电路，所述控制电路包括：
电流传导持续时间确定电路，所述电流传导持续时间确定电路用于根据所述SMPS的电流的持续时间产生持续时间信号；
积分器电路，所述积分器电路用于产生对应于所述SMPS的所述电流的幅值随时间的积分的积分器输出；
反馈电路，所述反馈电路用于根据所述SMPS的输出电压产生比较电压；
锯齿波发生器电路，所述锯齿波发生器电路根据所述比较电压和所述持续时间信号产生锯齿波信号；以及
门控制电路，所述门控制电路用于根据所述锯齿波信号和所述积分器输出的比较，产生用于控制所述SMPS的电源开关的门信号。
在第八示例中，所述SMPS包括功率因数校正(PFC)电路。
在第九示例中，所述电流传导持续时间确定电路从所述SMPS接收过零检测信号并产生所述持续时间信号，所述持续时间信号的值对应于从将所述门信号置为有效到过零检测信号上出现零电流指示所经过的时间。
在第十示例中，响应于所述门信号被置为无效，所述积分器电路重置所述积分器输出。
在第十一示例中，响应于所述门信号被置为有效，所述锯齿波发生器电路根据所述比较信号将所述锯齿波设置为一个值，并且随后以对应于所述比较电压除以所述持续时间信号的结果的速率来减小所述锯齿波信号的幅值。
在第十二示例中，响应于所述积分器输出等于或大于所述锯齿波信号，所述门控制电路将所述门信号置为无效。
在第十三示例中，所述控制电路执行所述SMPS的单周期平均电流模式控制。
在第十四示例中，本实用新型的实施例包括用于控制开关模式电源(SMPS)的方法，所述方法包括：
通过积分器电路产生积分器输出，所述积分器输出对应于电流感测信号值的测量周期的持续时间的积分，所述电流感测信号指示所述SMPS电路的电流；
通过持续时间确定电路产生持续时间信号，所述持续时间信号对应于所述SMPS电路的电流持续时间；
根据所述持续时间信号，通过振荡器电路产生锯齿波信号，所述锯齿波信号在所述测量周期的时间段内的多个时间分别具有多个值，所述锯齿波信号的每个值对应于相应时间的目标积分电流值，所述目标积分电流值对应于所述测量周期的目标平均电流；
在所述测量周期的时间段期间，通过比较电路确定复位信号，所述复位信号指示所述积分器输出的值是否大于所述锯齿波信号；以及
使用所述复位信号产生门信号，所述门信号用于控制所述SMPS电路的电流。
在第十五示例中，所述方法，还包括：
使用误差电路产生比较信号，所述比较信号具有与所述SMPS电路的输出电压值和目标输出电压值之间的差值相对应的值；以及
根据所述比较信号和所述比较信号除以所述持续时间信号的结果，通过振荡器电路产生所述锯齿波信号。
在第十六示例中，所述方法，还包括：
响应于指示所述积分器输出大于所述锯齿波信号的所述复位信号，将所述门信号置为无效；
响应于所述门信号被置为有效，将所述锯齿波信号设置为根据所述比较信号的值；以及
当所述门信号被置为有效时，以根据所述比较信号除以所述持续时间信号的结果确定的速率减小所述锯齿波信号的值。
在第十七示例中，所述测量周期的时间段是所述SMPS电路中的装置的充电期，所述SMPS电路的电流流过所述SMPS电路中的所述装置。
在第十八示例中，所述方法，还包括：
响应于指示出所述积分器输出大于所述锯齿波信号的所述复位信号，通过所述积分器电路将所述积分器输出复位为零；
在第十九示例中，所述方法，还包括：
使用根据所述SMPS电路的电流产生的过零检测信号，通过持续时间确定电路来产生所述持续时间信号；
在第二十示例中，所述SMPS电路是功率因数校正(PFC)电路：
虽然已经公开了说明性实施例以帮助理解本实用新型，但是实施例不限于此，而是仅由所附权利要求的范围限制。实施例可包括在所附权利要求的范围内包括的各种修改和等同设置。实施例中描述的操作顺序是说明性的，并且可以重新排序，除非另有约束。此外，可以组合两个或更多个实施例的特征以形成新的实施例。

Claims (10)

1.一种控制电路，其特征在于，所述控制电路包括：
持续时间确定电路，所述持续时间确定电路接收过零检测信号，并使用所述过零检测信号来产生持续时间信号；
积分器电路，所述积分器电路用于接收电流感测信号，并产生与所述电流感测信号在测量周期上的积分相对应的积分器输出；
反馈电路，所述反馈电路接收反馈信号，并产生与所述反馈信号和参考电压之间的差值相对应的比较信号；
除法器电路，所述除法器电路产生与所述比较信号除以所述持续时间信号的结果相对应的锯齿波控制信号；
振荡器电路，所述振荡器电路根据所述比较信号和所述锯齿波控制信号来产生锯齿波信号；以及
门控制电路，所述门控制电路通过响应于所述积分器输出的值大于或等于所述锯齿波信号的值而将复位信号置为有效，来产生所述复位，并且通过响应于将所述复位信号置为有效而将门信号置为无效，来产生所述门信号。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述控制电路用于控制功率因数校正PFC电路，其中：
所述PFC电路根据流过电感器的电流来产生所述过零检测信号和所述电流感测信号；
所述PFC电路使用所述门信号来控制流过电感器的所述电流；以及
所述PFC电路根据所述PFC电路的输出电压来产生所述反馈信号。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述积分器电路包括：
电容器，所述电容器具有耦接到地的第一端子和耦接到所述积分器输出的第二端子；
开关，所述开关耦接在所述电容器两端并被配置成响应于将所述复位信号置为有效，使所述电容器放电；以及
电压到电流转换器，所述电压到电流转换器耦接到所述电容器的第二端子，以根据所述电流感测信号的值向所述电容器提供电流。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述积分器电路还包括耦接在所述电容器的第二端子和所述积分器输出之间的电阻器。
5.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述持续时间确定电路包括：
斜坡发生器电路，所述斜坡发生器电路响应于所述门信号被置为有效的指示将斜坡电压复位，并且此后以预定速率增大所述斜坡电压；以及
采样和保持电路，所述采样和保持电路在所述过零检测信号指示有电流流动时，对所述斜坡电压进行采样，并在所述过零检测信号指示没有电流流动时，保持并输出所述斜坡电压的先前采样值。
6.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述持续时间确定电路包括：
零电流检测电路，所述零电流检测电路接收零电流检测信号和零电流参考电压，并通过在所述零电流检测信号小于所述零电流参考电压时将零电流信号置为有效，来产生所述零电流信号；
边沿触发的触发器电路，所述边沿触发的触发器电路通过以下方式来生成充电-放电信号：在所述门信号被置为有效时，将所述充电-放电信号置为有效，以及响应于将所述零电流信号置为有效，将所述充电-放电信号置为无效；以及
低通滤波器，所述低通滤波器通过对所述充电-放电信号的值求平均来生成所述持续时间信号。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其中，所述低通滤波器包括耦接在所述充电-放电信号和所述持续时间信号之间的电阻器，以及耦接在所述持续时间信号和地之间的电容器。
8.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述振荡器电路包括：
开关电路，所述开关电路响应于将置位信号置为有效，将所述锯齿波信号耦接到所述比较信号；
电容器，所述电容器具有耦接到所述锯齿波信号的第一端子和耦接到地的第二端子；以及
电压到电流转换器，所述电压到电流转换器耦接在所述电容器两端以产生电流，以用于以对应于所述锯齿波控制信号的值的速率使所述电容器放电，
其中，将所述置位信号置为有效对应于将所述门信号置为有效。
9.根据权利要求8所述的控制电路，其中，所述开关电路包括：
放大器，所述放大器具有耦接到所述比较信号的输入；以及
开关装置，所述开关装置用于将所述锯齿波信号耦接到所述放大器的输出。
10.根据权利要求8所述的控制电路，其中，所述振荡器电路还包括耦接在所述电容器两端的二极管。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110401261A (zh) * 2019-07-22 2019-11-01 武汉恒泰通技术有限公司 一种一体化电源提高转换效率的不断电供电系统
CN113746308A (zh) * 2021-09-18 2021-12-03 国网江苏省电力有限公司苏州供电分公司 用于高频无桥整流电路的开关管驱动信号电路及整流方法
CN113890393A (zh) * 2021-09-27 2022-01-04 成都芯源系统有限公司 开关电源电路及其控制电路和方法
WO2022104508A1 (en) * 2020-11-17 2022-05-27 Texas Instruments Incorporated Adaptive gain and bandwidth ramp generator

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7003733B2 (ja) * 2018-02-28 2022-01-21 横河電機株式会社 電流出力回路
CN109921625B (zh) * 2019-03-25 2023-09-08 西南交通大学 一种pfc变换器脉冲频率调制均值电流控制方法及装置
JP7056803B2 (ja) * 2019-06-21 2022-04-19 富士電機株式会社 集積回路、電源回路
US11063510B2 (en) * 2019-08-22 2021-07-13 Dialog Semiconductor Inc. Switching power converter with improved power factor correction via feedback signal averaging
CN110943607B (zh) * 2019-12-20 2021-04-06 武汉永力科技股份有限公司 一种单周期三相六开关功率因数校正pwm调制器
IT202000002911A1 (it) * 2020-02-13 2021-08-13 St Microelectronics Srl Circuito di controllo per un convertitore flyback, relativo circuito integrato, convertitore elettronico flyback e procedimento
TWI822088B (zh) * 2021-11-08 2023-11-11 立錡科技股份有限公司 功因修正轉換器、功因修正控制器及功因修正轉換器之控制方法
CN117155124B (zh) * 2023-11-01 2024-03-08 深圳市恒运昌真空技术股份有限公司 一种高阶变换器的开关电流型单周期控制方法及系统

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9231469B2 (en) * 2013-10-30 2016-01-05 Analog Devices, Inc. Auto-tuning current loop compensation for power factor correction controller
CN205283422U (zh) * 2015-02-25 2016-06-01 意法半导体股份有限公司 用于开关转换器的控制模块、开关转换器、照明系统和估计器级
US10103618B2 (en) * 2015-12-31 2018-10-16 Semiconductor Components Industries, Llc Power factor correction circuit with calculated duty compensation and driving method thereof

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110401261A (zh) * 2019-07-22 2019-11-01 武汉恒泰通技术有限公司 一种一体化电源提高转换效率的不断电供电系统
WO2022104508A1 (en) * 2020-11-17 2022-05-27 Texas Instruments Incorporated Adaptive gain and bandwidth ramp generator
US11695320B2 (en) 2020-11-17 2023-07-04 Texas Instruments Incorporated Adaptive gain and bandwidth ramp generator
CN113746308A (zh) * 2021-09-18 2021-12-03 国网江苏省电力有限公司苏州供电分公司 用于高频无桥整流电路的开关管驱动信号电路及整流方法
CN113746308B (zh) * 2021-09-18 2024-04-16 国网江苏省电力有限公司苏州供电分公司 用于高频无桥整流电路的开关管驱动信号电路及整流方法
CN113890393A (zh) * 2021-09-27 2022-01-04 成都芯源系统有限公司 开关电源电路及其控制电路和方法

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