TWI822088B - 功因修正轉換器、功因修正控制器及功因修正轉換器之控制方法 - Google Patents

功因修正轉換器、功因修正控制器及功因修正轉換器之控制方法 Download PDF

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Abstract

一種功因修正轉換器包括功率級電路、電流感測電路及零電流預測電路。功率級電路用以轉換整流電源而產生輸出電源，其中功率級電路操作於邊界導通模式以修正整流電源之功率因數。電流感測電路用以感測電感器之電流而產生電流感測訊號。零電流預測電路用以根據以下步驟控制至少一開關：根據電流感測訊號之位準通過第一閾值與第二閾值之間的第一時段而產生第二時段；以及於第二時段之結束時點切換至少一開關之狀態，其中第二時段之結束時點對應電感器之電流值為到達零時之零電流時點。

Description

功因修正轉換器、功因修正控制器及功因修正轉換器 之控制方法
本發明係有關一種轉換器，特別是指一種功因修正轉換器。本發明也有關一種適於功因修正轉換器的功因修正控制器及功因修正轉換器之控制方法。
請參照圖1，圖1是先前技術之功因修正轉換器100的電路示意圖。如圖1所示，一種常見的功因修正轉換器為操作於邊界導通模式(BCM)的升壓型切換轉換器，用以將一整流電源轉換為一輸出電源，以提高電源系統的功率因數。其中整流電源具有整流電壓Vi，輸出電源具有輸出電壓Vo。
請進一步參照圖2A及圖2B，圖2A及圖2B是先前技術之功因修正轉換器100以固定導通時間ton操作於邊界導通模式時的波形圖。圖2A及圖2B之先前技術中，如圖2A所示，波形W1是電感器L之電流IL。當電感器L之電流IL下降為零時，控制訊號G1會自低電位狀態轉換為高電位狀態，此時功因修正轉換器100之電晶體Q1會以固定導通時間ton控制為導通狀態，如此週期性切換，使得電感器之平均電流IL,avg受調節與整流電壓Vi為同 相，以提高交流輸入電源之功率因數，其中交流輸入電源具有交流輸入電壓Vac。
如圖2B所示，波形W2是二極體D5之電流ID，波形W2’是電晶體Q1之電流I1(虛線)，當電晶體Q1處於導通狀態時，電感器L之電流IL會流經電晶體Q1而不會流經二極體D5，此時二極體D5之電流ID為零，且電晶體Q1之電流I1即為電感器L之電流IL；當電晶體Q1處於不導通狀態時，電感器L之電流IL會流經二極體D5而不會流經電晶體Q1，此時二極體D5之電流ID即為電感器L之電流IL，且電晶體Q1之電流I1為0。
為了實現邊界導通模式之功能，零電流感測電路成了功因修正轉換器中的必要元件。如圖1所示，先前技術之功因修正轉換器100包含一零電流感測電路101，其中零電流感測電路101用以感測電感器L之電流IL轉換為零之時點(以下稱電感器L之零電流時點)。
先前技術之零電流感測電路101可以透過一固定閾值來產生一固定延遲時間，進而感測電感器L之零電流時點。然而，這種感測方式之準確度其實並不理想。請參照圖3，圖3是先前技術之功因修正轉換器100中之操作波形比較圖。如圖3所示，波形W3及波形W4(點虛線)為電感器L於不同整流電壓Vi時之電流IL。由於整流電壓Vi會隨著時間而改變，電感器L之電流IL之斜率亦會隨著時間改變，因此以固定之閾值偵測零電流時，所需之延遲時間亦不相同。以圖3為例，當所述固定閾值為4毫伏特(mV)時，波形W3中電感器L之電流值自4毫伏特起，需經過延遲時間Td1方轉換為零；而波形W4中電感器L之電流值自4毫伏特起，需經過延遲時間Td2方轉換為零，其中延遲時間Td1之值小於延遲時間Td2之值。由此可知，若零電流感測電路101僅使用一固定閾值及一固定延遲時間來感測電感器L之零電流時點， 其會產生誤差而導致功因修正轉換器100接收到錯誤的零電流時點，進而使功因修正轉換器100無法穩定地操作於邊界導通模式。
有鑑於此，本發明即針對上述先前技術之不足，提出一種適於功因修正轉換器的功因修正控制器及零電流預測電路，使得功因修正轉換器可以準確地感測電感器之零電流時點，進而使功因修正轉換器可以穩定地操作於邊界導通模式。
就其中一個觀點言，本發明提供了一種功因修正轉換器，包含：一功率級電路，包括至少一開關，用以切換一電感與一整流電源及一輸出電源之間的耦接關係，以將該整流電源轉換為該輸出電源，其中該功率級電路用以操作於一邊界導通模式以修正該整流電源之功率因數；一電流感測電路，用以感測該電感器之電流而產生一電流感測訊號；以及一零電流預測電路，用以控制該至少一開關；其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關：根據該電流感測訊號之位準通過一第一閾值與一第二閾值之間的一第一時段而產生一第二時段；以及於該第二時段之結束時點切換該至少一開關之狀態，其中該第二時段之結束時點對應該電感器之電流值到達0時之一零電流時點。
就另一個觀點言，本發明也提供了一種功因修正控制器，適於一功因修正轉換器，包含：一零電流預測電路，用以控制一功率級電路之至少一開關，以切換一電感器與一整流電源及一輸出電源之間的耦接關係，進而將該整流電源轉換為該輸出電源，其中該功率級電路用以操作於一邊界導通模式以修正該整流電源之功率因數；其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關：根據一電流感測電路所產生之一電流感測訊 號之位準通過一第一閾值與一第二閾值之間的一第一時段而產生一第二時段，其中該第二時段之長度相關於該第一時段之長度；以及於該第二時段之結束時點切換該至少一開關之狀態，其中該第二時段之結束時點對應該電感器之電流值到達0時之一零電流時點；一誤差放大器，用以根據一參考電壓及一回授電壓之間的差值而產生一誤差放大訊號；以及一脈衝寬度調變電路，用以根據該誤差放大訊號及該零電流時點之訊號而產生一控制訊號，其中該控制訊號用以控制該至少一開關之切換。
在一些實施例中，上述功因修正轉換器，更包含：一回授電路，用以根據該輸出電源而產生一回授電壓；一誤差放大器，用以根據一參考電壓及該回授電壓之間的差值而產生一誤差放大訊號；以及一脈衝寬度調變電路，用以根據該誤差放大訊號及相關於該零電流時點之訊號而產生一控制訊號，其中該控制訊號用以控制該至少一開關之切換。
在一些實施例中，上述第一時段之時間長度等於該第二時段之時間長度。
在一些實施例中，上述第一閾值與該第二閾值之間的差值絕對值小於該電流感測訊號之峰對峰值。
在一些實施例中，上述該第一閾值與該第二閾值之間的差值絕對值小於該電流感測訊號之峰對峰值的1/2。
在一些實施例中，上述零電流預測電路包括一第一比較器以及一第二比較器，該第一比較器用以根據該電流感測訊號之位準及該第一閾值而產生一第一比較訊號，該第二比較器用以根據該電流感測訊號之位準及該第二閾值而產生一第二比較訊號，該零電流預測電路根據該第一比較訊號與該第二比較訊號而產生該第一時段。
在一些實施例中，上述零電流預測電路更包括一計時電路，用以根據該第一比較訊號與該第二比較訊號，計時該電流感測訊號之位準通過該第一閾值與該第二閾值之間的該第一時段，而產生一計時訊號，並根據該計時訊號，計時該第二時段，其中該第二時段與該第一時段間具有一時段比例。
在一些實施例中，上述計時電路包括至少一積分電容器以及至少一電流源；其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關：當該電流感測訊號之位準於一第一時點通過該第二閾值時，該至少一電流源開始對該至少一積分電容器自一初始電位進行一第一次積分；當該電流感測訊號之位準於一第二時點通過該第一閾值時，該至少一電流源停止對該至少一積分電容器進行該第一次積分，其中該至少一積分電容器於該第二時點產生一第一積分電壓；於該第二時點起，該電流源開始對該至少一積分電容器進行一第二次積分，其中該第一時點與該第二時點之間的時間差為該第一時段；以及於該第二次積分期間，根據該至少一積分電容器的電壓及該第一積分電壓而決定一第三時點，其中該第二時點與該第三時點之間的時間差為該第二時段，且該第三時點對應該零電流時點。
在一些實施例中，上述第一閾值與該第二閾值之差值絕對值等於該第一閾值與該電流感測訊號於該第三時點之位準之差值絕對值。
在一些實施例中，上述至少一積分電容器包括一第一積分電容器及一第二積分電容器，該至少一電流源包括一第一電流源及一第二電流源，該計時電路更包括一第三比較器，該第三比較器用以比較該第一積分電壓與該第二積分電容器的電壓而產生一第三比較訊號；其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關：於該第一時點時，該第一積分電容器之電壓被重置為該初始電位，該第一電流源開始對該第一積分電容 器自該初始電位進行該第一次積分；於該第二時點時，該第一電流源停止對該第一積分電容器進行該第一次積分，該第一積分電容器產生該第一積分電壓，且該第二積分電容器之電壓被重置為該初始電位，該第二電流源開始對該第二積分電容器自該初始電位進行該第二次積分；以及於該第二次積分期間，根據該第三比較訊號，當該第二積分電容器之電壓到達該第一積分電壓之時點，決定為該第三時點；其中，該第一時段與該第二時段之間的該時段比例相關於該第一電流源與該第二電流源之間的一電流源比例及該第一積分電容器之電容值與該第二積分電容器之電容值之間的一電容值比例。
在一些實施例中，上述計時電路更包括：一取樣維持電路，用以取樣維持該第一積分電壓而產生一取樣維持電壓；以及一第三比較器，用以比較該取樣維持電壓與該至少一積分電容器之電壓而產生一第三比較訊號；其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關：於該第一時點時，該至少一積分電容器之電壓被重置為該初始電位，該至少一電流源開始對該至少一積分電容器自該初始電位進行該第一次積分；於該第二時點時，該至少一電流源停止對該至少一積分電容器進行該第一次積分，該至少一積分電容器產生該第一積分電壓，且該取樣維持電路取樣維持該第一積分電壓而產生該取樣維持電壓，接著該至少一積分電容器之電壓被重置為該初始電位，該至少一電流源開始對該至少一積分電容器自該初始電位進行該第二次積分；於該第二次積分期間，當該第三比較訊號示意該至少一積分電容器之電壓到達該取樣維持電壓之時點決定為該第三時點。
在一些實施例中，上述至少一電流源包括一第一電流源及一第二電流源，該計時電路更包括一第三比較器，該第三比較器用以比較該至少一積分電容器之電壓與一預設電位而產生一第三比較訊號；其中，該零電 流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關：於該第一時點時，該至少一積分電容器之電壓被重置為該初始電位，該第一電流源開始對該至少一積分電容器自該初始電位進行該第一次積分；於該第二時點時，該第一電流源停止對該至少一積分電容器進行該第一次積分，該至少一積分電容器產生該第一積分電壓，接著該第二電流源開始對該至少一積分電容器自該第一積分電壓進行該第二次積分；以及於該第二次積分期間，當該第三比較訊號示意該至少一積分電容器之電壓到達該預設電位之時點，決定為該第三時點；其中，該第一時段與該第二時段之間的該時段比例相關於該第一電流源與該第二電流源之間的一電流源比例。
就另一個觀點言，本發明也提供了一種功因修正轉換器之控制方法，包含：控制一開關以切換一電感器與一整流電源及一輸出電源之間的耦接關係，進而將該整流電源轉換為該輸出電源，其中該電感器用以操作於一邊界導通模式以修正該整流電源之功率因數；感測該電感器之電流而產生一電流感測訊號；根據該電流感測訊號之位準通過一第一閾值與一第二閾值之間的一第一時段而產生一第二時段，其中該第二時段之長度相關於該第一時段之長度；以及於該第二時段之結束時點切換至少一開關之狀態；其中，該第二時段之結束時點對應該電感器之電流值到達0時之一零電流時點。
在一些實施例中，上述產生該第二時段之步驟包括：當該電流感測訊號之位準於一第一時點通過該第二閾值時，開始計時該第一時段；當該電流感測訊號之位準於一第二時點通過該第一閾值時，結束計時該第一時段；以及自該第二時點起，根據該第一時段之長度而計時以產生該第二時段。
以下將藉由具體實施例詳加說明，以更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。
100:功因修正轉換器
101:零電流感測電路
200:功因修正轉換器
210:功率級電路
220:電流感測電路
220A:功因修正轉換器
220B:功因修正轉換器
230:零電流預測電路
230A:零電流預測電路
230B:零電流預測電路
230C:零電流預測電路
231A:第一比較器
231B:第二比較器
231C:第三比較器
232:下降緣感測器
232A:下降緣感測器
232B:下降緣感測器
232C:下降緣感測器
233A:閂鎖電路
233B:閂鎖電路
235:計時電路
235A:計時電路
235B:計時電路
235C:計時電路
240:回授電路
250:整流器
260:誤差放大器
270:脈衝寬度調變電路
400:功因修正轉換器
410:功率級電路
420:功因修正控制器
421:零電流預測電路
422:誤差放大器
423:脈衝寬度調變電路
430:電流感測電路
440:回授電路
AND:及閘
BUF:緩衝器
C1-C2:電容器
Cramp1:第一積分電容器
Cramp2:第二積分電容器
CMPC:第三比較訊號
CMP_Vth1:第一比較訊號
CMP_Vth1_nedge:第一比較訊號之下降緣
CMP_Vth2:第二比較訊號
CMP_Vth2_nedge:第一比較訊號之下降緣
D1-D5:二極體
Ddst:第二閂鎖訊號
Delay:延遲電路
Din:輸入訊號
Dout:輸出訊號
Dsrc:第一閂鎖訊號
G1:控制訊號
GNDin:輸入側接地
GNDout:輸出側接地
Iramp1:第一電流源
Iramp2:第二電流源
ID:二極體之電流
IL:電感器之電流
IL,avg:電感器之平均電流
INV:反相器
L:電感器
OR:或閘
Q1:電晶體
R1:虛線方框
Rcs:電流感測電阻
Rfb1:電阻器
Rfb2:電阻器
Ro:輸出電組
S1:開關
S2:開關
SH:取樣維持電路
t1:第一時點
t2:第二時點
t3:第三時點
toff:不導通時間
ton:導通時間
Td1:延遲時間
Td2:延遲時間
Tdst:第二時段
Tsrc:第一時段
Vac:交流輸入電壓
Vc1:電壓
Vc2:電壓
Vdst:第二積分電壓
Vfb:回授電壓
Vi:整流電壓
Vo:輸出電壓
Vpre:預設電位
Vref:參考電壓
Vsrc:第一積分電壓
Vsrc_sh:取樣維持電壓
VCS:電流感測訊號
VEOA:誤差放大訊號
W1-W6:波形
ZC:零電流時點訊號
圖1是先前技術之功因修正轉換器的電路示意圖。
圖2A是先前技術之功因修正轉換器操作於邊界導通模式時的波形圖(一)。
圖2B是先前技術之功因修正轉換器操作於邊界導通模式時的波形圖(二)。
圖3是先前技術之功因修正轉換器中，於不同整流電壓之電感器之電流的波形比較圖。
圖4A是本發明之一實施例中，功因修正轉換器的電路示意圖。
圖4B是本發明之一實施例中，功因修正轉換器的模組方塊圖。
圖5A是本發明之一實施例中，電流感測電路的電路示意圖。
圖5B是本發明之另一實施例中，電流感測電路的電路示意圖。
圖5C是本發明之不同實施例中，電流感測訊號與電感器之電流的波形圖。
圖6是本發明之一實施例中，零電流預測電路的模組方塊圖。
圖7是本發明之一實施例中，零電流預測電路的電路示意圖。
圖8是本發明之一實施例中，零電流預測電路中複數訊號的波形圖。
圖9A是本發明之一實施例中，下降緣感測器的電路示意圖。
圖9B是本發明之一實施例中，下降緣感測器之輸入端電壓與下降緣感測器之輸出端電壓的波形圖。
圖10是本發明之另一實施例中，計時電路的電路示意圖(一)。
圖11是本發明之另一實施例中，零電流預測電路中複數訊號的波形圖。
圖12是本發明之另一實施例中，計時電路的電路示意圖(二)。
圖13是本發明之一實施例中，功因修正轉換器之控制方法的流程圖。
圖14是本發明之一實施例中，功因修正控制器的模組方塊圖。
本發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各電路間之耦接關係，以及各訊號波形之間之關係，至於電路、訊號波形與頻率則並未依照比例繪製。為明確說明起見，許多實務上的細節將在以下敘述中一併說明，但這並不旨在限制本發明的申請專利範圍。
請參照圖4A，圖4A是本發明之一實施例中，功因修正轉換器200的電路示意圖。如圖4A所示，功因修正轉換器200包含功率級電路210、電流感測電路220、零電流預測電路230、回授電路240以及整流器250。其中功率級電路210耦接電流感測電路220，電流感測電路220耦接零電流預測電路230。功率級電路210包括開關Q1、電感器L、二極體D5、以及電容器C2。在本實施例中，功率級電路210例如為如圖4A所示之升壓型(boost)功率級電路，切換電感器L與整流電源(其具有整流電壓Vi)及輸出電源(包含輸出電壓Vo)之間的耦接關係，以將整流電源轉換為輸出電源。在本實施例中，功率 級電路210用以操作於邊界導通模式(Boundary Conduction Mode，BCM)以修正整流電源(其具有整流電壓Vi)之功率因數(Power Factor，PF)。電流感測電路220用以感測電感器L之電流IL而產生電流感測訊號VCS。零電流預測電路230用以產生控制訊號G1以控制開關Q1。零電流預測電路230係根據以下步驟控制開關Q1：1.根據電流感測訊號VCS之位準通過第一閾值與第二閾值之間的第一時段而產生第二時段；以及2.於第二時段之結束時點切換開關Q1之狀態，其中第二時段之結束時點對應電感器L之電流值到達0時之零電流時點。
請參照圖4B，圖4B是本發明之一實施例中，功因修正轉換器200的模組方塊圖。如圖4B所示，在一些實施例中，功因修正轉換器200包含功率級電路210、電流感測電路220、零電流預測電路230、回授電路240、整流器250、誤差放大器260以及脈衝寬度調變電路270。其中回授電路240耦接功率級電路210，整流器250耦接功率級電路210，誤差放大器260耦接回授電路240，脈衝寬度調變電路270耦接零電流預測電路230以及誤差放大器260。以下將詳細解釋功率級電路210、電流感測電路220、零電流預測電路230、回授電路240、整流器250、誤差放大器260以及脈衝寬度調變電路270各自的結構與功能，並說明彼此間的運作方式。
在一些實施例中，功率級電路210包括至少一開關，其中所述至少一開關可以是雙極性電晶體(BJT)或金氧半電晶體(MOSFET)。如圖4A所示，功率級電路210例如為一種升壓型(boost)功率級電路，例如包括電感器L、二極體D5、電晶體Q1以及電容器C2。在一些實施例中，功率級電路210係用以切換電感器L與整流電源及輸出電源之間的耦接關係，以將整流電源轉換為輸出電源。其中功率級電路210之運作係由控制訊號G1所控制。 在本發明的應用中，輸出電壓Vo高於整流電壓Vi，其中當控制訊號G1處於高電位狀態時，電晶體Q1係被控制而處於導通狀態且二極體D5處於非導通狀態，此時電感器L之跨壓為正，使得電感器L之電流IL上升；當控制訊號G1處於低電位狀態時，電晶體Q1係被控制而處於所述非導通狀態且二極體D5處於所述導通狀態，此時電感器L之跨壓為負，使得電感器L之電流IL下降，同時電感器L之電流IL仍為正值，並對電容器C2充電以產生輸出電源，以使輸出電壓Vo高於整流電壓Vi。
在一些實施例中，電流感測電路220係用以感測電感器L之電流IL而產生電流感測訊號VCS。請同時參照圖5A、圖5B及圖5C，圖5A及圖5B是根據本發明之功因修正轉換器200的不同實施例中，包括不同的電流感測電路220(電流感測電路220A與電流感測電路220B)的電路示意圖。在圖5A及圖5B中，電流感測電路220A與電流感測電路220B各自包括電流感測電阻Rcs。電流感測電阻Rcs之一端耦接電晶體Q1，電流感測電阻Rcs之另一端耦接輸入側接地GNDin。圖5C是本發明如圖5A及圖5B所示之不同實施例中，電流感測訊號(VCS,VCS’)與電感器L之電流IL的波形圖。如圖5A及圖5C之波形W5所示，在圖5A所示的實施例中，功因修正轉換器200之參考接地電位為輸入側接地GNDin，由於電流感測電阻Rcs之一端被感測且電流感測電阻Rcs之參考接地電位為輸入側接地GNDin，因此電流感測訊號VCS相對於電感器L之電流IL為同相。另一方面，如圖5B及圖5C之波形W6所示，在圖5B所示實施例中，功因修正轉換器200之參考接地電位為輸出側接地GNDout，由於電流感測電阻Rcs之另一端被感測且電流感測電阻Rcs之參考接地電位為輸出側接地GNDout，因此電流感測訊號VCS’相對於電感器L之電流IL為反相。
在一些實施例中，零電流預測電路230係用以根據電感器L之之電流IL並以時段重製的方式，精準預測零電流時點，進而控制功率級電路210之至少一開關。以圖4A所示之功因修正轉換器200為例，功率級電路210包括升壓型功率級電路，當開關Q1自導通狀態切換為關斷狀態，電感器L之電流IL線性下降，零電流預測電路230根據電流IL下降時經過兩個時間點的位準，而估計電流IL下降的速度，進而判斷電流IL下降為零電流的時點。
請參照圖6，是本發明之一實施例中，零電流預測電路230A的模組方塊圖。如圖6所示，零電流預測電路230A包括第一比較器231A、第二比較器231B以及計時電路235。在本實施例中，第一比較器231A比較電流感測訊號VCS之位準及第一閾值Vth1而產生第一比較訊號CMP_Vth1。第二比較器231B比較電流感測訊號VCS之位準及第二閾值Vth2而產生第二比較訊號CMP_Vth2。零電流預測電路230A根據第一比較訊號CMP_Vth1與第二比較訊號CMP_Vth2而產生第一時段。計時電路235用以根據第一比較訊號CMP_Vth1與第二比較訊號CMP_Vth2，計時電流感測訊號VCS之位準通過第一閾值Vth1與第二閾值Vth2之間的第一時段，而產生計時訊號，並根據該計時訊號，計時第二時段，而產生零電流時點訊號ZC，其中第二時段與第一時段間具有時段比例。
在一些實施例中，計時電路235包括至少一積分電容器以及至少一電流源，其中零電流預測電路230係根據以下步驟控制功率級電路210之至少一開關(請參閱圖5C)：當電流感測訊號VCS之位準於第一時點t1通過第二閾值Vth2時，所述至少一電流源開始對所述至少一積分電容器自一初始電位進行第一次積分；當電流感測訊號VCS之位準於第二時點t2通過第一閾值Vth1時，所述至少一電流源停止對所述至少一積分電容器進行第一次積分，並開始對所述至少一積分電容器進行一第二次積分，其中所述至 少一積分電容器於第二時點t2產生第一積分電壓Vsrc，第一時點t1與第二時點t2之間的時間差為第一時段Tsrc；以及於第二次積分期間，根據至少一積分電容器的電壓及第一積分電壓Vsrc而決定第三時點t3，其中第二時點t2與第三時點t3之間的時間差為第二時段Tdst，且該第三時點對應該零電流時點。在上述說明中，根據第一積分電壓Vsrc而產生一第三時點t3，例如當電流感測訊號VCS之位準通過第三時點t3時，所述至少一電流源停止對所述至少一積分電容器進行第二次積分。
請同時參照圖7及圖8，圖7是本發明之一實施例中，零電流預測電路230A的電路示意圖，圖8是本發明之一實施例中，零電流預測電路230A中複數訊號的波形圖，本實施例中，電流感測訊號VCS相對於電感器L之電流IL為同相。在一些實施例中，零電流預測電路230A包括第一比較器231A、第二比較器231B以及計時電路235A，其中第一比較器231A以及一第二比較器231B為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所習知的比較器(Comparator)，故不贅述。在一些實施例中，第一比較器231A用以比較電流感測訊號VCS之位準及第一閾值Vth1而產生第一比較訊號CMP_Vth1，第二比較器231B比較電流感測訊號VCS之位準及第二閾值Vth2而產生一第二比較訊號CMP_Vth2，其中零電流預測電路230A係根據第一比較訊號CMP_Vth1與第二比較訊號CMP_Vth2而產生第一時段Tsrc。以下將以三種實施例來說明零電流預測電路230的結構，並詳細解釋零電流預測電路230控制功率級電路210之至少一開關的所有步驟。
如圖7所示，在本實施例中，零電流預測電路230A包括第一比較器231A、第二比較器231B以及計時電路235A。其中，計時電路235A包括第一積分電容器Cramp1、第二積分電容器Cramp2、第一電流源Iramp1、第二電流源Iramp2、第三比較器231C、下降緣感測器232A、232B、232C以 及閂鎖電路233A、233B，其中第三比較器231C係用以比較第一積分電壓Vsrc與第二積分電容器Cramp2之電壓Vc2而產生一第三比較訊號CMPC。
如圖7所示，在一些實施例中，當電流感測訊號VCS之位準於第一時點t1下降通過第二閾值Vth2時，第一積分電容器Cramp1會先受第二比較訊號之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge重置為一初始電位，接著第一電流源Iramp1會開始對第一積分電容器Cramp1進行第一次積分而產生第一積分電容器Cramp1之電壓Vc1，且第一積分電容器Cramp1之電壓Vc1之位準係逐漸上升，其中所述初始電位例如為零電位。接著，當電流感測訊號VCS之位準於第二時點t2下降通過第一閾值Vth1時，第一電流源Iramp1會停止對第一積分電容器Cramp1進行第一次積分，此時第一積分電容器Cramp1之電壓Vc1為第一積分電壓Vsrc，同時第二積分電容器Cramp2會受第一比較訊號之下降緣脈波CMP_Vth1_nedge重置為所述初始電位，此時第二電流源Iramp2會開始對第二積分電容器Cramp2進行第二次積分，使得第二積分電容器Cramp2之電壓Vc2之位準逐漸上升。隨後，當第二積分電容器Cramp2之電壓Vc2之位準例如到達第一積分電壓Vsrc之位準，即第二積分電壓Vdst時，第二電流源Iramp2例如可以停止對第二積分電容器Cramp2進行第二次積分，且第三比較訊號CMPC會示意此時為第三時點t3，其中第三時點t3示意電感器L之零電流時點。最後，計時電路235A於第三時點t3會透過下降緣感測器232C輸出零電流時點訊號ZC，進而控制功率級電路210之至少一開關(例如為圖4A中的電晶體Q1)切換狀態，例如再次導通，以達成邊界導通模式。在本實施例中，第一時段Tsrc與第二時段Tdst之間的一時段比例相關於第一電流源Iramp1與第二電流源Iramp2之間的電流源比例及第一積分電容器Cramp1之電容值與第二積分電容器Cramp2之電容值之間的電容值比例。在一種較佳的實施例中，第一時段Tsrc與第二時段Tdst之間的時段比例為 1：1(第一時段Tsrc之時間長度等於第二時段Tdst之時間長度)，且第一閾值Vth1與第二閾值Vth2之間的差值絕對值等於第一閾值Vth1與零電位的差值絕對值，而達成伏秒平衡，且在穩態時，電感L導通起點為零電流，並且，直接複製第一時段Tsrc為第二時段Tdst即可預測零電流時點。在另一種實施例中，第一閾值Vth1與第二閾值Vth2之間的差值絕對值小於電流感測訊號VCS之峰對峰值。在另一種實施例中，第一閾值Vth1與第二閾值Vth2之間的差值絕對值小於電流感測訊號VCS之峰對峰值的1/2。
在一些實施例中，由於電流感測訊號VCS會隨著時間變化而改變，因此電流感測訊號VCS之位準在一個週期中，會有二個時點通過第一閾值Vth1及第二閾值Vth2，其中之一為電流感測訊號VCS上升時，另一為電流感測訊號VCS下降時。本發明旨在感測電感器L之零電流時點，因此本發明所感測之第一時點t1及第二時點t2皆為電感器L之電流IL下降時，電流感測訊號VCS之位準分別通過第二閾值Vth2及第一閾值Vth1之時點(例如為圖8之第一時點t1及第二時點t2所示)。在一些實施例中，計時電路235A係透過下降緣感測器232A、232B以分別感測第二比較訊號CMP_Vth2之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge及第一比較訊號CMP_Vth1之下降緣脈波CMP_Vth1_nedge，進而感測第一時點t1及第二時點t2而產生第一時段Tsrc，其中第二比較訊號之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge對應第一時點t1，第一比較訊號之下降緣脈波CMP_Vth1_nedge對應第二時點t2。
請同時參照圖9A及9B，圖9A是本發明之一實施例中，下降緣感測器232的電路示意圖，其中下降緣感測器232包括如前所述之下降緣感測器232A、232B、232C。圖9B是本發明之一實施例中，下降緣感測器232之輸入端電壓與下降緣感測器232之輸出端電壓的波形圖。如圖9A及圖9B所示，在一些實施例中，下降緣感測器232包括一反相器INV、複數緩衝器BUF 所組成的延遲電路DLY以及一及閘AND，其中下降緣感測器232係可感測輸入訊號Din之下降緣而產生脈波形式的一輸出訊號Dout，其中輸出訊號Dout即對應輸入訊號Din之下降緣，輸出訊號Dout之脈波寬度相關於延遲電路DLY之延遲時間。
在一些實施例中，第一比較訊號CMP_Vth1之下降緣脈波CMP_Vth1_nedge及第二比較訊號CMP_Vth2之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge更用以分別控制第二積分電容器Cramp2及第一積分電容器Cramp1被重置為所述初始電位。如圖8所示，於第一時點t1時，第二比較訊號CMP_Vth2之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge會控制開關S1為導通狀態，使得第一積分電容器Cramp1接地而被重置為低電位之初始電位；於第二時點t2時，第一比較訊號之下降緣脈波CMP_Vth1_nedge會控制開關S2為導通狀態，使得第二積分電容器Cramp2接地而被重置為低電位之初始電位。
在一些實施例中，計時電路235A係透過閂鎖電路233A、233B所產生之第一閂鎖訊號Dsrc及第二閂鎖訊號Ddst以分別控制第一電流源Iramp1及第二電流源Iramp2，其中當第一閂鎖訊號Dsrc處於高電位狀態時，第一電流源Iramp1係對第一積分電容器Cramp1進行第一次積分；當第二閂鎖訊號Ddst處於高電位狀態時，第二電流源Iramp2係對第二積分電容器Cramp2進行第二次積分。閂鎖電路233A、233B為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所習知的閂鎖電路，故不贅述。
請同時參照圖10及圖11，圖10是本發明之另一實施例中，計時電路235B的電路示意圖。圖11是本發明之另一實施例中，零電流預測電路230B中複數訊號的波形圖，其中電流感測訊號VCS相對於電感器L之電流IL為同相。如圖10所示，在本實施例中，計時電路235B包括樣維持電路SH、第一積分電容器Cramp1、第一電流源Iramp1、第三比較器231C、下降緣感 測器232A、232B、232C以及閂鎖電路233A、233B，其中取樣維持電路SH係用以取樣維持第一積分電壓Vsrc而產生取樣維持電壓Vsrc_sh，第三比較器231C係用以比較取樣維持電壓Vsrc_sh與第一積分電容器Cramp1之電壓Vc1而產生第三比較訊號CMPC。在一些實施例中，零電流預測電路230B更包括第一比較器231A以及第二比較器231B，其中第一比較器231A以及第二比較器231B之功能如前所示，故不贅述。
如圖11所示，在一些實施例中，當電流感測訊號VCS之位準通過第二閾值Vth2之第一時點t1時，第一積分電容器Cramp1會先被重置為一初始電位，此時第一電流源Iramp1會開始對第一積分電容器Cramp1進行第一次積分而產生電壓Vc1，且電壓Vc1之位準係逐漸上升，其中所述初始電位例如為零電位。接著，當電流感測訊號VCS之位準通過第一閾值Vth1之第二時點t2時，第一積分電容器Cramp1之電壓Vc1達到第一積分電壓Vsrc，取樣維持電路SH會取樣維持第一積分電壓Vsrc而產生一取樣維持電壓Vsrc_sh，且第一電流源Iramp1會停止對第一積分電容器Cramp1進行第一次積分。在同一時間點(第二時點t2)，第一積分電容器Cramp1會再次被重置為所述初始電位，此時第一電流源Iramp1會開始對第一積分電容器Cramp1進行第二次積分，而產生電壓Vc2。隨後，當電壓Vc2之位準到達取樣維持電壓Vsrc_sh之位準時，此時第三比較訊號CMPC會示意此時為第三時點t3，其中第三時點t3即為電感器L之零電流時點，此時第一電流源Iramp1可停止對第一積分電容器Cramp1進行第二次積分。最後，計時電路235B於第三時點t3會透過下降緣感測器232C輸出零電流時點訊號ZC，進而控制功率級電路210之至少一開關(例如為圖4A中的電晶體Q1)的切換狀態，例如再次導通，以達成邊界導通模式。
在一些實施例中，計時電路235B係透過下降緣感測器232A、232B以分別感測第二比較訊號CMP_Vth2之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge及第一比較訊號CMP_Vth1之下降緣脈波CMP_Vth1_nedge，進而感測第一時點t1及第二時點t2而產生第一時段Tsrc，其中第二比較訊號CMP_Vth2之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge對應第一時點t1，第一比較訊號CMP_Vth1之下降緣脈波CMP_Vth1_nedge對應第二時點t2。
在一些實施例中，第一比較訊號CMP_Vth1之下降緣脈波CMP_Vth1_nedge及第二比較訊號CMP_Vth2之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge更用以控制第一積分電容器Cramp1被重置為所述初始電位。如圖10所示，由於第一比較訊號CMP_Vth1之下降緣脈波CMP_Vth1_nedge及第二比較訊號CMP_Vth2之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge係透過或閘OR控制開關S1，因此當第一比較訊號CMP_Vth1之下降緣脈波CMP_Vth1_nedge或第二比較訊號CMP_Vth2之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge中任一者轉換為高電位狀態時，即可控制開關S1為導通狀態。如圖11所示，於第一時點t1時，第二比較訊號之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge會控制開關S1為導通狀態，使得第一積分電容器Cramp1接地而被重置為低電位之初始電位；於第二時點t2時，第一比較訊號CMP_Vth1之下降緣脈波CMP_Vth1_nedge會控制開關S1為導通狀態，使得第一積分電容器Cramp1再次接地而被重置為低電位之初始電位。
在一些實施例中，計時電路235B係透過閂鎖電路233A、233B所產生之第一閂鎖訊號Dsrc及第二閂鎖訊號Ddst以控制第一電流源Iramp1，其中當第一閂鎖訊號Dsrc處於高電位狀態時，第一電流源Iramp1係對第一積分電容器Cramp1進行第一次積分；當第二閂鎖訊號Ddst處於高電位狀態時，第一電流源Iramp1係對第一積分電容器Cramp1進行第二次積分。
請參照圖12，圖12是本發明之一實施例中，計時電路235C的電路示意圖。如圖12所示，在本實施例中，計時電路235C包括第一積分電容器Cramp1、第一電流源Iramp1、第二電流源Iramp2、第三比較器231C、下降緣感測器232A、232B、232C以及閂鎖電路233A、233B，其中第三比較器231C係用以比較第一積分電容器Cramp1之電壓Vc1/Vc2與預設電位Vpre而產生第三比較訊號CMPC，其中第一積分電容器Cramp1之電壓為電壓Vc1或電壓Vc2。在一些實施例中，零電流預測電路230C更包括第一比較器231A以及第二比較器231B，其中第一比較器231A以及第二比較器231B之功能如前所示，故不贅述。
在一些實施例中，當電流感測訊號VCS之位準通過第二閾值Vth2之第一時點t1時，第一積分電容器Cramp1會先被重置為一初始電位，此時第一電流源Iramp1會開始對第一積分電容器Cramp1進行第一次積分而產生電壓Vc1，且電壓Vc1之位準係逐漸上升，其中所述初始電位例如為零電位(例如圖12所示之接地電位)。接著，當電流感測訊號VCS之位準通過第一閾值Vth1之第二時點t2時，第一電流源Iramp1會停止對第一積分電容器Cramp1進行第一次積分，此時之電壓Vc1達到第一積分電壓Vsrc，同時(第二時點t2)第二電流源Iramp2會開始對第一積分電容器Cramp1進行第二次積分，使得第一積分電容器Cramp1之電壓Vc2之位準逐漸下降。隨後，當第二積分電壓Vdst之位準到達預設電位Vpre之位準時，且第三比較訊號CMPC會示意此時為第三時點t3，其中第三時點t3即為電感器L之零電流時點，預設電位Vpre例如為零電位，或為其他非0之電位，此時第二電流源Iramp2可停止對第一積分電容器Cramp1進行第二次積分。在一種實施例中，預設電位Vpre與初始電位為同一電位。最後，計時電路235C於第三時點t3會透過下降緣感測器232C輸出零電流時點訊號ZC，進而控制功率級電路210之至少一 開關(例如為圖4A中的電晶體Q1)的切換狀態，例如再次導通，以達成邊界導通模式。在本實施例中，第一時段Tsrc與第二時段Tdst之間的一時段比例相關於第一電流源Iramp1與第二電流源Iramp2之間的電流源比例。在一種較佳的實施例中，電流源比例為1：1。
在一些實施例中，計時電路235C係透過下降緣感測器232A、232B以分別感測第二比較訊號CMP_Vth2之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge及第一比較訊號CMP_Vth1之下降緣脈波CMP_Vth1_nedge，進而感測第一時點t1及第二時點t2而產生第一時段Tsrc，其中第二比較訊號CMP_Vth2之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge對應第一時點t1，第一比較訊號CMP_Vth1之下降緣脈波CMP_Vth1_nedge對應第二時點t2。
在一些實施例中，第二比較訊號CMP_Vth2之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge更用以控制第一積分電容器Cramp1被重置為所述初始電位，其中當電流感測訊號VCS之位準通過第二閾值Vth2之第一時點t1時，第二比較訊號CMP_Vth2之下降緣脈波CMP_Vth2_nedge會控制開關S1為導通狀態，使得第一積分電容器Cramp1接地而被重置為低電位之初始電位。
在一些實施例中，計時電路235C係透過閂鎖電路233A、233B所產生之第一閂鎖訊號Dsrc及第二閂鎖訊號Ddst以控制第一電流源Iramp1，其中當第一閂鎖訊號Dsrc處於高電位狀態時，第一電流源Iramp1係對第一積分電容器Cramp1進行第一次積分；當第二閂鎖訊號Ddst處於高電位狀態時，第二電流源Iramp2係對第一積分電容器Cramp1進行第二次積分。
請回閱圖4A及圖4B，在一些實施例中，回授電路240係用以根據輸出電源而產生回授電壓Vfb，其中輸出電源之輸出電壓Vo與回授電壓Vfb之間具有一比例關係。在一些實施例中，回授電路240包括複數電阻器所形成的分壓電路，其中各該電阻器之值會影響所述比例關係之值。如圖4A 所示，在本實施例中，回授電路240包括二個電阻器Rfb1、Rfb2，其中電阻器Rfb1之值與電阻器Rfb2之值係決定輸出電壓Vo與回授電壓Vfb之間的比例關係。舉例來說，當電阻器Rfb1之值為4千歐姆(kΩ)且電阻器Rfb2之值為1千歐姆時，輸出電壓Vo與回授電壓Vfb之間的比例關係為5比1，也就是說輸出電壓Vo之位準為回授電壓Vfb之位準的5倍。
在一些實施例中，整流器250係用以將一交流輸入電源整流為一整流電源，其中整流電源之整流電壓Vi係為一半波訊號(half-wave signal)或一全波訊號(full-wave signal)。當整流電壓Vi係為所述半波訊號時，代表整流器250消除了交流輸入電源之交流輸入電壓Vac中的負電壓，進而將其整流為具有半波整流形式之整流電壓Vi；當整流電壓Vi係為所述全波訊號時，代表整流器250將交流輸入電壓Vac中的負電壓轉換為正電壓，進而將其整流為具有全波整流形式之整流電壓Vi。整流器250之結構與功能係為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所習知，故不贅述。
如圖4B所示，在一些實施例中，誤差放大器260係用以根據回授電壓Vfb與一參考電壓Vref之間的差值而產生一誤差放大訊號VEOA。在一些實施例中，誤差放大器260具有一正相輸入端、一反相輸入端以及一輸出端，其中所述正相輸入端用以接收參考電壓Vref，所述反相輸入端用以接收回授電壓Vfb，所述輸出端用以輸出誤差放大訊號VEOA。誤差放大器260之結構與功能係為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所習知，故不贅述。
在一些實施例中，脈衝寬度調變電路270係用以根據誤差放大訊號VEOA以對零電流時點訊號ZC進行脈衝寬度調變(pulse-width modulation)，進而產生一控制訊號G1。在一些實施例中，脈衝寬度調變電路270根據誤差放大訊號VEOA而以例如但不限於固定導通模式進行脈衝寬度 調變。脈衝寬度調變技術係為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所習知，故不贅述。
請參照圖13，圖13是本發明之一實施例中，功因修正轉換器200之控制方法的流程圖。當功因修正轉換器200開始操作於一邊界導通模式時，功因修正轉換器200之功率級電路210係接收一整流電源而產生一電感器L之電流IL，其中所述整流電源係透過一整流器250轉換一交流輸入電源而產生。如圖13所示，首先，控制一開關Q1以切換一電感L與一整流電源及一輸出電源之間的耦接關係，進而將該整流電源轉換為該輸出電源，其中該電感器L用以操作於一邊界導通模式以修正該整流電源之功率因數(步驟S100)。接著，功因修正轉換器200之電流感測電路220係感測電感器L之電流IL而產生一電流感測訊號VCS，其中電流感測電路220感測電感器L之電流IL的方式如前所示，故不贅述(步驟S200)。隨後，功因修正轉換器200之零電流預測電路230係根據電流感測訊號VCS之位準通過一第一閾值Vth1與一第二閾值Vth2之間的一第一時段Tsrc而產生一第二時段Tdst(步驟S300)，其中零電流預測電路230產生第二時段Tdst之方式如前所示，故不贅述。最後，零電流預測電路230係於第二時段Tdst之結束時點(即電感器L之電流值轉換為零之零電流時點)切換功率級電路210中至少一開關之狀態，以轉換整流電源而產生一輸出電源(步驟S400)，其中零電流預測電路230控制所述至少一開關之方式如前所示，故不贅述。
請參照圖14，圖14是本發明之一實施例中，功因修正控制器420的模組方塊圖，其中功因修正控制器420適於一功因修正轉換器400。如圖14所示，在一些實施例中，功因修正轉換器400包含一功率級電路410、一功因修正控制器420、一電流感測電路430以及一回授電路440，其中功因修正控制器420包括一零電流預測電路421。在一些實施例中，功因修正控制器 420更包括一誤差放大器422以及一脈衝寬度調變電路423。在一些實施例中，功因修正轉換器400係對應圖4A中的功因修正轉換器200，功率級電路410、一電流感測電路430以及一回授電路440係分別對應圖4A中的功率級電路210、一電流感測電路220以及一回授電路240，功因修正控制器420之零電流預測電路421係對應圖4A中的零電流預測電路230，誤差放大器422以及脈衝寬度調變電路423係對應圖4B中的誤差放大器260以及脈衝寬度調變電路270。
綜上所述，相較於先前技術，本發明之功因修正轉換器200中設置有零電流預測電路230，使得本發明之功因修正轉換器200可以更準確地預測電感器L之零電流時點，進而使本發明之功因修正轉換器200可以穩定地操作於邊界導通模式。
需說明的是，本發明所稱「第二時段之結束時點對應電感器之電流值到達0時之零電流時點」，並不表示必須絕對無誤差地恰好在電感器之電流值到達0時之一零電流時點，而應視為可容許有微幅的偏離。其它如「其中第一時段之時間長度等於第二時段之時間長度」，也並不表示必須絕對無誤差地恰好第一時段之時間長度等於第二時段之時間長度，而應視為可容許有微幅的偏離。其它關於時點、時間長度、大小等單位也應視為可容許有微幅的誤差範圍，在此不予贅述。
以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之權利範圍。所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，舉例而言，兩個或以上之實施例可以組合運用，而一實施例中之部分組成亦可用以取代另一實施例中對應之組成部件。此外，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，舉例而言，本發明所稱「根 據某訊號進行處理或運算或產生某輸出結果」，不限於根據該訊號的本身，亦包含於必要時，將該訊號進行電壓電流轉換、電流電壓轉換、及/或比例轉換等，之後根據轉換後的訊號進行處理或運算產生某輸出結果。由此可知，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，其組合方式甚多，在此不一一列舉說明。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。
200:功因修正轉換器
210:功率級電路
220:電流感測電路
230:零電流預測電路
240:回授電路
250:整流器
C1-C2:電容器
D1-D5:二極體
G1:控制訊號
ID:二極體之電流
IL:電感器之電流
L:電感器
Q1:電晶體
Rfb1:電阻器
Rfb2:電阻器
Vac:交流輸入電壓
Vfb:回授電壓
Vi:整流電壓
Vo:輸出電壓
VCS:電流感測訊號

Claims (28)

  1. 一種功因修正轉換器，包含： 一功率級電路，包括至少一開關，用以切換一電感器與一整流電源及一輸出電源之間的耦接關係，以將該整流電源轉換為該輸出電源，其中該功率級電路用以操作於一邊界導通模式以修正該整流電源之功率因數； 一電流感測電路，用以感測該電感器之電流而產生一電流感測訊號；以及 一零電流預測電路，用以控制該至少一開關； 其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關： 根據該電流感測訊號之位準通過一第一閾值與一第二閾值之間的一第一時段而產生一第二時段；以及 於該第二時段之結束時點切換該至少一開關之狀態，其中該第二時段之結束時點對應該電感器之電流值到達0時之一零電流時點。
  2. 如請求項1所述之功因修正轉換器，更包含： 一回授電路，用以根據該輸出電源而產生一回授電壓； 一誤差放大器，用以根據一參考電壓及該回授電壓之間的差值而產生一誤差放大訊號；以及 一脈衝寬度調變電路，用以根據該誤差放大訊號及相關於該零電流時點之訊號而產生一控制訊號，其中該控制訊號用以控制該至少一開關之切換。
  3. 如請求項1所述之功因修正轉換器，其中該第一時段之時間長度等於該第二時段之時間長度。
  4. 如請求項1所述之功因修正轉換器，其中該第一閾值與該第二閾值之間的差值絕對值小於該電流感測訊號之峰對峰值。
  5. 如請求項1所述之功因修正轉換器，其中該第一閾值與該第二閾值之間的差值絕對值小於該電流感測訊號之峰對峰值的1/2。
  6. 如請求項1所述之功因修正轉換器，其中該零電流預測電路包括一第一比較器以及一第二比較器，該第一比較器用以根據該電流感測訊號之位準及該第一閾值而產生一第一比較訊號，該第二比較器用以根據該電流感測訊號之位準及該第二閾值而產生一第二比較訊號，該零電流預測電路根據該第一比較訊號與該第二比較訊號而產生該第一時段。
  7. 如請求項6所述之功因修正轉換器，其中該零電流預測電路更包括一計時電路，用以根據該第一比較訊號與該第二比較訊號，計時該電流感測訊號之位準通過該第一閾值與該第二閾值之間的該第一時段，而產生一計時訊號，並根據該計時訊號，計時該第二時段，其中該第二時段與該第一時段間具有一時段比例。
  8. 如請求項7所述之功因修正轉換器，其中該計時電路包括至少一積分電容器以及至少一電流源； 其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關： 當該電流感測訊號之位準於一第一時點通過該第二閾值時，該至少一電流源開始對該至少一積分電容器自一初始電位進行一第一次積分； 當該電流感測訊號之位準於一第二時點通過該第一閾值時，該至少一電流源停止對該至少一積分電容器進行該第一次積分，其中該至少一積分電容器於該第二時點產生一第一積分電壓； 於該第二時點起，該電流源開始對該至少一積分電容器進行一第二次積分，其中該第一時點與該第二時點之間的時間差為該第一時段；以及 於該第二次積分期間，根據該至少一積分電容器的電壓及該第一積分電壓而決定一第三時點，其中該第二時點與該第三時點之間的時間差為該第二時段，且該第三時點對應該零電流時點。
  9. 如請求項8所述之功因修正轉換器，其中該第一閾值與該第二閾值之差值絕對值等於該第一閾值與該電流感測訊號於該第三時點之位準之差值絕對值。
  10. 如請求項8所述之功因修正轉換器，其中該至少一積分電容器包括一第一積分電容器及一第二積分電容器，該至少一電流源包括一第一電流源及一第二電流源，該計時電路更包括一第三比較器，該第三比較器用以比較該第一積分電壓與該第二積分電容器的電壓而產生一第三比較訊號； 其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關： 於該第一時點時，該第一積分電容器之電壓被重置為該初始電位，該第一電流源開始對該第一積分電容器自該初始電位進行該第一次積分； 於該第二時點時，該第一電流源停止對該第一積分電容器進行該第一次積分，該第一積分電容器產生該第一積分電壓，且該第二積分電容器之電壓被重置為該初始電位，該第二電流源開始對該第二積分電容器自該初始電位進行該第二次積分； 以及 於該第二次積分期間，根據該第三比較訊號，當該第二積分電容器之電壓到達該第一積分電壓之時點，決定為該第三時點； 其中，該第一時段與該第二時段之間的該時段比例相關於該第一電流源與該第二電流源之間的一電流源比例及該第一積分電容器之電容值與該第二積分電容器之電容值之間的一電容值比例。
  11. 如請求項8所述之功因修正轉換器，其中該計時電路更包括： 一取樣維持電路，用以取樣維持該第一積分電壓而產生一取樣維持電壓；以及 一第三比較器，用以比較該取樣維持電壓與該至少一積分電容器之電壓而產生一第三比較訊號； 其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關： 於該第一時點時，該至少一積分電容器之電壓被重置為該初始電位，該至少一電流源開始對該至少一積分電容器自該初始電位進行該第一次積分； 於該第二時點時，該至少一電流源停止對該至少一積分電容器進行該第一次積分，該至少一積分電容器產生該第一積分電壓，且該取樣維持電路取樣維持該第一積分電壓而產生該取樣維持電壓，接著該至少一積分電容器之電壓被重置為該初始電位，該至少一電流源開始對該至少一積分電容器自該初始電位進行該第二次積分； 於該第二次積分期間，當該第三比較訊號示意該至少一積分電容器之電壓到達該取樣維持電壓之時點，決定為該第三時點。
  12. 如請求項8所述之功因修正轉換器，其中該至少一電流源包括一第一電流源及一第二電流源，該計時電路更包括一第三比較器，該第三比較器用以比較該至少一積分電容器之電壓與一預設電位而產生一第三比較訊號； 其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關： 於該第一時點時，該至少一積分電容器之電壓被重置為該初始電位，該第一電流源開始對該至少一積分電容器自該初始電位進行該第一次積分； 於該第二時點時，該第一電流源停止對該至少一積分電容器進行該第一次積分，該至少一積分電容器產生該第一積分電壓，接著該第二電流源開始對該至少一積分電容器自該第一積分電壓進行該第二次積分；以及 於該第二次積分期間，當該第三比較訊號示意該至少一積分電容器之電壓到達該預設電位之時點，決定為該第三時點； 其中，該第一時段與該第二時段之間的該時段比例相關於該第一電流源與該第二電流源之間的一電流源比例。
  13. 一種功因修正控制器，適於一功因修正轉換器，包含： 一零電流預測電路，用以控制一功率級電路之至少一開關，以切換一電感器與一整流電源及一輸出電源之間的耦接關係，進而將該整流電源轉換為該輸出電源，其中該功率級電路用以操作於一邊界導通模式以修正該整流電源之功率因數； 其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關： 根據一電流感測電路所產生之一電流感測訊號之位準通過一第一閾值與一第二閾值之間的一第一時段而產生一第二時段，其中該第二時段之長度相關於該第一時段之長度；以及 於該第二時段之結束時點切換該至少一開關之狀態，其中該第二時段之結束時點對應該電感器之電流值到達0時之一零電流時點； 一誤差放大器，用以根據一參考電壓及一回授電壓之間的差值而產生一誤差放大訊號；以及 一脈衝寬度調變電路，用以根據該誤差放大訊號及該零電流時點之訊號而產生一控制訊號，其中該控制訊號用以控制該至少一開關之切換。
  14. 如請求項13所述之功因修正控制器，其中該第一時段之時間長度等於該第二時段之時間長度。
  15. 如請求項13所述之功因修正控制器，其中該第一閾值與該第二閾值之間的差值絕對值小於該電流感測訊號之峰對峰值。
  16. 如請求項13所述之功因修正控制器，其中該第一閾值與該第二閾值之間的差值絕對值小於該電流感測訊號之峰對峰值的1/2。
  17. 如請求項13所述之功因修正控制器，其中該零電流預測電路包括一第一比較器以及一第二比較器，該第一比較器用以根據該電流感測訊號之位準及該第一閾值而產生一第一比較訊號，該第二比較器用以根據該電流感測訊號之位準及該第二閾值而產生一第二比較訊號，該零電流預測電路根據該第一比較訊號與該第二比較訊號而產生該第一時段。
  18. 如請求項17所述之功因修正控制器，其中該零電流預測電路更包括一計時電路，用以根據該第一比較訊號與該第二比較訊號，計時該電流感測訊號之位準通過該第一閾值與該第二閾值之間的該第一時段，而產生一計時訊號，並根據該計時訊號，計時該第二時段，其中該第二時段與該第一時段間具有一時段比例。
  19. 如請求項18所述之功因修正控制器，其中該計時電路包括至少一積分電容器及至少一電流源； 其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關： 當該電流感測訊號之位準於一第一時點通過該第二閾值時，該至少一電流源開始對該至少一積分電容器自一初始電位進行一第一次積分； 當該電流感測訊號之位準於一第二時點通過該第一閾值時，該至少一電流源停止對該至少一積分電容器進行該第一次積分，其中該至少一積分電容器於該第二時點產生一第一積分電壓； 於該第二時點起，該電流源開始對該至少一積分電容器進行一第二次積分，其中該第一時點與該第二時點之間的時間差為該第一時段；以及 於該第二次積分期間，根據該至少一積分電容器的電壓及該第一積分電壓而決定一第三時點，其中該第二時點與該第三時點之間的時間差為該第二時段，該第三時點對應該零電流時點。
  20. 如請求項19所述之功因修正控制器，其中該第一閾值與該第二閾值之差值絕對值等於該第一閾值與該電流感測訊號於該第三時點之位準之差值絕對值。
  21. 如請求項19所述之功因修正控制器，其中該至少一積分電容器包括一第一積分電容器及一第二積分電容器，該至少一電流源包括一第一電流源及一第二電流源，該計時電路更包括一第三比較器，該第三比較器用以比較該第一積分電壓與該第二積分電容器的電壓而產生一第三比較訊號； 其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關： 於該第一時點時，該第一積分電容器之電壓被重置為一初始電位，該第一電流源開始對該至少一積分電容器進行該第一次積分； 於該第二時點時，該第一電流源停止對該第一積分電容器進行該第一次積分，該第一積分電容器產生該第一積分電壓，該第二積分電容器之電壓被重置為該初始電位，該第二電流源開始對該第二積分電容器自該初始電位進行該第二次積分；以及 於該第二次積分期間，根據該第三比較訊號，當該第二積分電容器之電壓到達該第一積分電壓之時點，決定為該第三時點； 其中，該第一時段與該第二時段之間的該時段比例相關於該第一電流源與該第二電流源之間的一電流源比例及該第一積分電容器之電容值與該第二積分電容器之電容值之間的一電容值比例。
  22. 如請求項19所述之功因修正控制器，其中該計時電路更包括： 一取樣維持電路，用以取樣維持該第一積分電壓而產生一取樣維持電壓；以及 一第三比較器，用以比較該取樣維持電壓與該至少一積分電容器之一電壓而產生一第三比較訊號； 其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關： 於該第一時點時，該至少一積分電容器之電壓被重置為該初始電位，該至少一電流源開始對該至少一積分電容器自該初始電位進行該第一次積分； 於該第二時點時，該至少一電流源停止對該至少一積分電容器進行該第一次積分，該至少一積分電容器產生該第一積分電壓，且該取樣維持電路取樣維持該第一積分電壓而產生該取樣維持電壓，接著該至少一積分電容器之電壓被重置為該初始電位，該至少一電流源開始對該至少一積分電容器自該初始電位進行該第二次積分； 於該第二次積分期間，當該第三比較訊號示意該至少一積分電容器之電壓到達該取樣維持電壓之時點，決定為該第三時點。
  23. 如請求項19所述之功因修正控制器，其中該至少一電流源包括一第一電流源及一第二電流源，該計時電路更包括一第三比較器，該第三比較器用以比較該至少一積分電容器之電壓與一預設電位而產生一第三比較訊號； 其中，該零電流預測電路係根據以下步驟控制該至少一開關： 於該第一時點時，該至少一積分電容器之電壓被重置為一初始電位，該第一電流源開始對該至少一積分電容器自該初始電位進行該第一次積分； 於該第二時點時，該第一電流源停止對該至少一積分電容器進行該第一次積分，該至少一積分電容器產生該第一積分電壓，接著該第二電流源開始對該至少一積分電容器自該第一積分電壓進行該第二次積分；以及 於該第二次積分期間，當該第三比較訊號示意該至少一積分電容器之電壓到達該預設電位之時點，決定為該第三時點； 其中，該第一時段與該第二時段之間的該時段比例相關於該第一電流源與該第二電流源之間的一電流源比例。
  24. 一種功因修正轉換器之控制方法，包含： 控制一開關以切換一電感與一整流電源及一輸出電源之間的耦接關係，進而將該整流電源轉換為該輸出電源，其中該電感器用以操作於一邊界導通模式以修正該整流電源之功率因數； 感測該電感器之電流而產生一電流感測訊號； 根據該電流感測訊號之位準通過一第一閾值與一第二閾值之間的一第一時段而產生一第二時段，其中該第二時段之長度相關於該第一時段之長度；以及 於該第二時段之結束時點切換至少一開關之狀態； 其中，該第二時段之結束時點對應該電感器之電流值到達0時之一零電流時點。
  25. 如請求項24所述之控制方法，其中產生該第二時段之步驟包括： 當該電流感測訊號之位準於一第一時點通過該第二閾值時，開始計時該第一時段； 當該電流感測訊號之位準於一第二時點通過該第一閾值時，結束計時該第一時段；以及 自該第二時點起，根據該第一時段之長度而計時以產生該第二時段。
  26. 如請求項24所述之控制方法，其中該第一時段之時間長度等於該第二時段之時間長度。
  27. 如請求項24所述之控制方法，其中該第一閾值與該第二閾值之間的差值絕對值小於該電流感測訊號之峰對峰值。
  28. 如請求項24所述之控制方法，其中該第一閾值與該第二閾值之間的差值絕對值小於該電流感測訊號之峰對峰值的1/2。
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