CN205356149U - 一种dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种DC-DC变换器，包括依次连接的一级升压部、中间电容和二级升压部；一级升压部包括第一输入电感，与输入电源连接；第一二极管，与所述第一输入电感连接；第一功率开关管，其集电极连接于所述第一输入电感的负极，发射极连接输入电源的负极；二级升压部包括第二输入电感，与第一二极管的负极连接；第二二极管，与第二输入电感连接；第二功率开关管，其集电极连接于第二输入电感的负极，发射极连接输入电源的负极；中间电容，其正极与第一输入电感的负极连接，其负极与第二二极管的负极连接。由上，二级放大可达到高达十倍到十五倍的电压变比，由于中间电容的加入，使得二级放大的占空比减小，从而增大电压变比，减小损耗。

Description

一种DC-DC变换器

技术领域

本实用新型涉及一种DC-DC变换器。

背景技术

燃料电池车动力系统中常需要一个大功率DC-DC变换器将燃料电池与动力驱动系统及能量存储系统连接以实现功率调节。所述DC-DC变换器是指在直流电路中将一个电压值的电能变为另一个电压值的电能的装置。综合分析现有DC-DC变换器结构，非隔离升压变换器(Boost变换器，后文统一称为Boost变换器)结构简洁、效率较高、输入电流连续，非常适用于燃料电池车功率调节。

BOOST变换器的占空比越小，效率越高。所以为了获得更高的效率和减小因为损耗而带来的温升过大，BOOST变换器的占空比不宜过大，传统的BOOST变换器工程应用中极限占空比要小于0.9，而当占空比达到0.8以上时损耗会特别大，一般也很少会达到这个值。因此，BOOST变换器的升压比是十分有限的，而一般车载燃料电池的升压电路一般要求有大变比，例如要求输入电压50V-120V之间，输出额定电压为550V，额定功率30kW，电压变比最高可达11，如果采用BOOST变换器，其占空比理论需要达到0.91，而实际中可能还略高于0.91，这对于BOOST变换器而言，已经超过了工程应用极限。

实用新型内容

本申请提供一种DC-DC变换器，包括依次连接的一级升压部、中间电容和二级升压部；

所述一级升压部包括：

第一输入电感，与输入电源连接；

第一二极管，与所述第一输入电感连接；

第一功率开关管，其集电极连接于所述第一输入电感的负极，发射极连接输入电源的负极，基极连接于外部控制器；

二级升压部包括：

第二输入电感，与所述第一二极管的负极连接；

第二二极管，与所述第二输入电感连接；

第二功率开关管，其集电极连接于第二输入电感的负极，发射极连接输入电源的负极，基极连接于外部控制器；

中间电容，其正极与所述第一输入电感的负极连接，其负极与所述第二二极管的负极连接。

由上，过二级放大可达到高达十倍到十五倍的电压变比，由于中间电容的加入，使得二级放大的占空比减小，电容和两级升压部同时给输出提供电流，这样就增大了电压变比，减小了损耗。

可选的，所述一级升压部还包括滤波电容，一端与所述第一二极管的负极连接，另一端连接电端的负极。

可选的，其特征在于，还包括滤波部，对中间电容和二级升压部的输出进行滤波处理。

可选的，所述滤波部包括：

第三二极管，与所述第二二极管的负极连接；

第一电容，其正极与所述第三二极管的负极连接，负极连接输入电源的负极；

第三电感，与所述第三二极管的负极连接；

第二电容，其正极与所述第三电感的负极连接，负极连接输入电源的负极。

由上，第一电容采用大的稳压电容，第三电感电感和电容采用小电感值和小电容值，只要保证截止频率足够小，可以滤除高频纹波。

附图说明

图1为DC-DC变换器的电路原理图；

图2中(A)～(D)为DC-DC变换器在一个工作周期内的工作原理示意图；

图3为外部控制器对于DC-DC变换器的控制流程图。

具体实施方式

下面结合附图详细说明本实用新型提供的DC-DC变换器，包括一级升压部、二级升压部，以及连接在两级升压部之间的中间电容组成。通过二级放大可达到高达十倍到十五倍的电压变比，由于电容的加入，使得二级放大的占空比减小，电容和两级升压部同时给输出提供电流，这样就增大了电压变比，减小了损耗。另外，采用较少功率器件实现DC-DC的变换，随着功率器件损耗的减少，散热和温升的压力也会减小，这就意味着散热片和体积可以进一步减小。

如图1所示，一级升压部包括：

第一输入电感Lf1，与输入电源Uin连接；

第一二极管D1，与所述第一输入电感Lf1连接；

第一输出滤波电容C1，一端与所述第一二极管D1的负极连接，另一端连接电端Uin的负极；

第一功率开关管IGBT1，其集电极连接于所述第一输入电感的负极，发射极连接输入电源Uin的负极，基极连接于外部控制器(未图示)。所述第一功率开关管IGBT1的上桥臂连接续流二极管。所述第一功率开关管IGBT1用于依据外部控制器的控制指令调节占空比，从而控制一级升压部的输出电压。

二级升压部包括：

第二输入电感Lf2，与所述第一二极管D1的负极连接；

第二二极管D2，与所述第二输入电感Lf2连接；

第二功率开关管IGBT2，其集电极连接于第二输入电感Lf2的负极，发射极连接输入电源Uin的负极，基极连接于所述外部控制器。所述第二功率开关管IGBT2的上桥臂连接续流二极管。所述第二功率开关管IGBT2用于依据外部控制器的控制指令调节占空比，从而控制二级升压部的输出电压。

中间电容C2，其正极与所述第一输入电感Lf1的负极连接，其负极与所述第二二极管D2的负极连接。

较佳的，还包括滤波部，用于对一级、二级升压部以及电容的输出进行滤波。所述滤波部包括：

第三二极管D3，与所述第二二极管D2的负极连接；

第一电容C3，其正极与所述第三二极管D3的负极连接，负极连接输入电源Uin的负极；

第三电感Lf3，与所述第三二极管D3的负极连接；

第二电容C4，其正极与所述第三电感Lf3的负极连接，负极连接输入电源Uin的负极。

电路中的输出负载为R。

如图2所示，本实用新型所述DC-DC变换器的工作原理示意图，外部控制器对于第一功率开关管IGBT1和第二功率开关管IGBT2的控制方式采用PI控制，分两级单独控制，由于第一功率开关管IGBT1和第二功率开关管IGBT2的占空比的时序决定了整个电路的工作状态，因此在一个开关周期内采用第一、第二功率开关管同时开通，第二功率开关管先关断，第一功率开关管再关断，最后二者都处于关断状态的工作流程。图中“箭头”表示电流流向，“X”表示断路。

如图2(A)所示为第一功率开关管IGBT1和第二功率开关管IGBT2均开启的状态下的工作原理。此时输入电源Uin给第一输入电感Lf1补充能量，中间电容C2给第二输入电感Lf2补充能量。负载R的供能由第一电容C3和第二电容C4提供，第一、第二输入电感的电流增加，第一、第二功率开关管的电流增加，中间电容C2上面没有电流流过。

如图2(B)所示为第一功率开关管IGBT1开启、第二功率开关管IGBT2关断的状态下的工作原理。此时输入电源Uin给第一输入电感Lf1补充能量，第二输入电感Lf2的能量通过中间电容C2和第一功率开关管IGBT1提供。第一功率开关管IGBT1的电流为第一输入电感Lf1电流和第二输入电感Lf2给中间电容C2充电的电流之和。第二输入电感Lf2上的能量减小，中间电容C2充电储能，负载R供能仍然由第一电容C3和第二电容C4提供。

如图2(C)所示为第一、第二功率开关管均关断的情况，此时，输入电源Uin、第一输入电感Lf1、中间电容C2和第二输入电感Lf2同时给输出至第一电容C3和第二电容C4充电，以及给负载R供能。

图2(D)所示为第一、第二功率开关管均关断，且中间电容C2放电完成的情况。此时，由第一输入电感Lf1给第一输出滤波电容C1充电，第二输入电感Lf2给第一电容C3和第二电容C4充电，以及给负载R供能，中间电容C2上面没有电流流过。

由此，通过图2表述了电路在一个开关周期内的工作过程。

如图3所示为外部控制器对于第一、第二功率开关管的控制原理。

对于第一功率开关管IGBT1的控制只采用恒压，对于第二功率开关管IGBT2的控制采用先恒压再恒流，以实现切换过程的无缝连接。由于对第一功率开关管IGBT1的控制过程，只要保证有一个恒定的电压值来增大变比即可，而第一功率开关管IGBT1恒电压控制的输出值又关系到第一、第二功率开关管的占空比，功率开关管上的温升和损耗，因此前级的输出值的选择非常重要。从如图3所示的程序流程图上可以看出，控制部分是第一功率开关管IGBT1恒压控制先启动，到一级升压部的输出电压值接近设定值时，第二功率开关管IGBT2再启动，二级升压部的输出电压给定初值设置为当前二级升压部的输出电压值，然后斜坡给定电压值，使电压平稳上升，当二级升压部的输出电压值接近电池电压值时，切换到恒流模式，为了保证恒压切恒流的过程中没有突变，将当前电压环调节器的积分值和输出占空比赋给电压环的积分值和占空比，将当前的电流值赋给给定电流初值，然后斜坡启动电流，这样就能实现切换过程的平滑过渡。

这种单独控制的优点是，给电路的分析和硬件的设计带来了方便，提高了系统内部电路工作的可控性和可靠性。在单独控制中采用中间电容C2两端的电压恒压控制，最终的输出可以恒压、恒流或者恒功率控制，并且控制方式可以在线切换。如果输入电压是一个范围内变化的，那么中间电容C2的电压就不设定为固定值，按照占空比需要和电路参数，根据输入电压在线调整中间电容C2的电压给定值，这样可以两个功率开关管的占空比都在预期值附近，不至过大或过小而损坏功率开关管。另外，可以通过调节中间电容C2的电压值均衡一级、二级升压电路中电感、电容和功率开关管的热量，在温升测试时，可以适当修改中间级电压值以满足温升。

此外，中间电容C2的加入可以有效缓解二级升压的压力，减小开关管的占空比，提高效率，降低电感和功率开关管的温升，在占空比不大的情况下实现大电压变比。在不需要外加任何电路的情况下实现功率开关管的软开关，在功率开关管开通时，由于中间电容C2的电压不能突变，所以功率开关管两端的电压不能马上变为零(实际中近似零)，而是维持在原电压一段时间，此时电流不会马上流过功率开关管，而是流经中间电容C2，所以此时开通，属于高电压零电流开通，那么就是说，开通的时候，功率开关管满足零电流开通条件，则，开通损耗近似为零。在关断功率开关管的时候，因为开通过程中，功率开关管两端电压为零(实际上是2V到3V)，那么在关断瞬间，由于功率开关管两端有吸收电容或者自身的结电容，所以电压不能突变，因此在开通功率开关管瞬间的电压值从很小开始上升，可以近似成零电压关断，则，关断损耗近似为零。综上所述，两个功率开关管都满足零电流开通和零电压关断，实现了软开关的过程，进一步可以提高开关频率，减小电流纹波，也可以使设计电感使感值减小。

进一步的，滤波部采用的是π型输出滤波器，这与电路内部功率开关管开通与关断过程中的谐振有关，在每个功率开关管动作时，会通过中间级的电容直接影响到另外一个功率开关管的电压，而且这种电路耦合带来的影响是无法避免的，并且会在输出电压上得到体现，引起输出电压具有高频噪声或者高频纹波，直接影响了输出电压的质量，因此采用π型滤波可以很好的解决这个问题，第一电容采用大的稳压电容，第三电感和电容采用小电感值和小电容值，只要保证这种滤波器的截止频率足够小，可以滤除高频纹波即可。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，总之凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种DC-DC变换器，其特征在于，包括依次连接的一级升压部、中间电容和二级升压部；

所述一级升压部包括：

第一输入电感，与输入电源连接；

第一二极管，与所述第一输入电感连接；

第一功率开关管，其集电极连接于所述第一输入电感的负极，发射极连接输入电源的负极，基极连接于外部控制器；

二级升压部包括：

第二输入电感，与所述第一二极管的负极连接；

第二二极管，与所述第二输入电感连接；

第二功率开关管，其集电极连接于第二输入电感的负极，发射极连接输入电源的负极，基极连接于外部控制器；

中间电容，其正极与所述第一输入电感的负极连接，其负极与所述第二二极管的负极连接。

2.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述一级升压部还包括滤波电容，一端与所述第一二极管的负极连接，另一端连接电端的负极。

3.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，还包括滤波部，对中间电容和二级升压部的输出进行滤波处理。

4.根据权利要求3所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述滤波部包括：

第三二极管，与所述第二二极管的负极连接；

第一电容，其正极与所述第三二极管的负极连接，负极连接输入电源的负极；

第三电感，与所述第三二极管的负极连接；

第二电容，其正极与所述第三电感的负极连接，负极连接输入电源的负极。