CN109450063A - 基于带宽的电动汽车复合电源功率分配控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于带宽的电动汽车复合电源功率分配控制方法，包括：S10根据电动汽车的复合电源及负载组建功率分配控制系统；S20实时获取电动汽车运行时的负载电压及电枢电流，得到负载需求功率；S30功率分配控制器基于带宽调节的频率解耦技术得到的负载需求功率进行分配，得到蓄电池功率和超级电容器功率；S40功率分配控制器根据蓄电池功率和超级电容器功率分别控制第一控制开关、第二控制开关、第三控制开关及第四控制开关的通断，对蓄电池一侧及超级电容器一侧输出功率的控制，实现了蓄电池和超级电容器之间功率的合理分配，充分发挥了蓄电池能量密度大和超级电容器功率密度大的优势。

Description

基于带宽的电动汽车复合电源功率分配控制方法

技术领域

本发明涉及电池技术领域，尤其涉及一种基于带宽的电动汽车复合电源功率分配控制方法。

背景技术

随着运输产业高度依赖的化石燃料资源的枯竭，人们对内燃机替代品的需求日益增加。蓄电池因其高能量密度和实用性能在电动汽车储能系统中得到了广泛应用，从长远来看，蓄电池驱动的电动汽车可以取代以内燃机为基础的汽车，但是在频繁的充放电循环下，会出现电化学结构遭到破坏、循环寿命短等问题。

目前常用的解决方案是增加辅助电源，如超级电容器。与蓄电池不同的是，在功率存储机制上，超级电容器可以快速充电和放电，在短时间内满足高功率需求，具有高功率密度和更长的使用寿命。以此，增加辅助超级电容器后的复合电源结合了高功率和高能量的特性，减少了蓄电池的内部损耗、降低了蓄电池的端电压，从而提高了系统效率和蓄电池循环寿命。但是，如何在复合电源中整合两种电源的优势，对蓄电池和超级电容器的功率进行合理的分配是一个较大的技术难题。

发明内容

针对上述现有技术的不足，本发明提供了一种基于带宽的电动汽车复合电源功率分配控制方法，有效解决了现有技术中蓄电池和超级电容器之间的功率不能合理分配的技术问题。

为了实现上述目的，本发明通过以下技术方案实现：

一种基于带宽的电动汽车复合电源功率分配控制方法，包括：

S10根据电动汽车的复合电源及负载组建功率分配控制系统；

其中，所述复合电源包括，用于提供能量的蓄电池及用于提供功率的超级电容器；负载为直流永磁电机；所述功率分配控制系统中包括，与蓄电池串联连接的单向升压变换器、与超级电容器串联连接的双向升降压变换器及功率分配控制器，所述功率分配控制器分别与所述直流永磁电机、单向升压变换器及双向升降压变换器连接；所述单向升压变换器中包括用于控制功率输出的第一控制开关和第二控制开关，所述双向升降压变换器中包括用于控制工作模式的第三控制开关和第四控制开关，所述工作模式包括升压模式和降压模式，当双向升降压变换器的功率由超级电容器的低压侧流向高侧压时为升压模式，当负载功率向超级电容器测流动时为降压模式；

S20实时获取电动汽车运行时的负载电压及电枢电流，得到负载需求功率；

S30功率分配控制器基于带宽调节的频率解耦技术将得到的负载需求功率进行分配，得到蓄电池功率和超级电容器功率；

S40功率分配控制器根据蓄电池功率和超级电容器功率分别控制第一控制开关、第二控制开关、第三控制开关及第四控制开关的通断，实现对蓄电池一侧及超级电容器一侧输出功率的控制。

在本发明提供的基于带宽的电动汽车复合电源功率分配控制方法中，有益效果在于：

在本发明中，复合电源采用并联多功率变换器结构设计，即蓄电池与单向升压变换器串联后连接至负载，保持负载端的电压恒定；超级电容器与双向升降压变换器串联后连接至负载，在升压模式下在提供功率和在降压模式下吸收功率(再生制动状态)。基于此，利用频率解耦技术在功率分配控制器中设置低通滤波器，基于带宽调节的频率解耦技术得到蓄电池需要提供的功率(在低频区域提供功率，即平均功率)和超级电容器需要提供的功率(在高频区域提供功率，即瞬时和峰值负载)，并以此对蓄电池、超级电容器、蓄电池端升压变换器以及超级电容器端升降压变换器进行建模与设计，实现蓄电池和超级电容器之间功率的合理分配，充分发挥了蓄电池能量密度大和超级电容器功率密度大的优势，有效防止了蓄电池的快速循环充放电，提高其使用寿命，同时超级电容器在满足瞬时峰值功率需求的前提下，能够进一步回收汽车的再生制动能量。

附图说明

结合附图，并通过参考下面的详细描述，将会更容易地对本发明有更完整的理解并且更容易地理解其伴随的优点和特征，其中：

图1为本发明中基于带宽的电动汽车复合电源功率分配控制方法的流程示意图；

图2为本发明中功率分配控制系统结构示意图；

图3为本发明中单向升压变换器电路图；

图4为本发明中双向升降压变换器电路图；

图5为本发明中蓄电池模型示意图；

图6为本发明中超级电容器模型示意图；

图7为本发明中基于带宽的复合电源功率分配控制策略图。

具体实施方式

为使本发明的内容更加清楚易懂，以下结合说明书附图，对本发明的内容作进一步说明。当然本发明并不局限于该具体实施例，本领域内的技术人员所熟知的一般替换也涵盖在本发明的保护范围内。

如图1所述为本发明提供的基于带宽的电动汽车复合电源功率分配控制方法的流程示意图，从图中可以看出，在该功率分配控制方法中包括：

S10根据电动汽车的复合电源及负载组建功率分配控制系统；

S20实时获取电动汽车运行时的负载电压及电枢电流，得到负载需求功率；

S30功率分配控制器基于带宽调节的频率解耦技术将得到的负载需求功率进行分配，得到蓄电池功率和超级电容器功率；

S40功率分配控制器根据蓄电池功率和超级电容器功率分别控制第一控制开关、第二控制开关、第三控制开关及第四控制开关的通断，实现对蓄电池一侧及超级电容器一侧输出功率的控制。

复合电源采用并联多功率变换器结构实现，使电动汽车的动力系统具有可靠性高、应力小、方法简单等优点，具体表现为蓄电池与单向升压变换器串联后连接至负载，控制负载端保持电压恒定；超级电容器与双向升降压变换器串联后连接至负载，在升压模式下(功率由超级电容器的低压侧流向负载的高压侧)在提供功率和在降压模式下(功率由负载的高压侧流向超级电容器的低压侧)吸收功率(再生制动状态)，负载为直流永磁电机。在工作过程中，为避免平衡问题，蓄电池和超级电容器的电压低于直流母线电压。且在再生制动状态下，直流永磁电机的端子电压根据速度增加而增大，此时切断蓄电池的供电，负载功率向超级电容器测流动，给超级电容器充电。

如图2所示，在该功率分配控制系统中包括，与蓄电池串联连接的单向升压变换器、与超级电容器串联连接的双向升降压变换器及功率分配控制器，功率分配控制器分别与直流永磁电机、单向升压变换器及双向升降压变换器连接；单向升压变换器中包括用于控制功率输出的第一控制开关和第二控制开关，双向升降压变换器中包括用于控制工作模式的第三控制开关和第四控制开关，功率分配控制器根据功率分配的结果分别发送控制信号至单向升压变换器和双向升降压变换器中，控制第一控制开关、第二控制开关、第三控制开关和第四控制开关的通断。

如图3所示，单向升压变换器中包括第一滤波电感L₁、第二滤波电感L₂、第一控制开关S₁、第二控制开关S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃(三个二极管，实现单向升压变换器中电流的单向流动，避免电流从负载端流入蓄电池)及输出电容C₀，其中，第一滤波电感L₁的第一端与蓄电池的阳极连接、第二端与第一二极管D₁的正极连接，第一二极管D₁的负极与第三二极管D₃的正极连接；第二滤波电感L₂的第一端与蓄电池的阳极连接、第二端与第二二极管D₂的正极连接，第二二极管D₂的负极与第三二极管D₃的正极连接；第一控制开关S₁的集电极与第二滤波电感L₂的第二端连接、发射极接地、基极为通断控制端；第二控制开关S₂的集电极与第一滤波电感L₁的第二端连接、发射极接地、基极为通断控制端，输出电容C₀的一端与第三二极管D₃的负极连接作为单向升压变换器的输出端、另一端接地。

如图4所示，双向升降压变换器中包括第三滤波电感L_UC、第三控制开关S₃及第四控制开关S₄，其中，第三滤波电感L_UC的第一端与超级电容器的正极连接、第二端与第四控制开关S₄的发射极连接，第四控制开关S₄的基极为通断控制端、集电极为双向升降压变换器的输出端；第三控制开关S₃的集电极与第三滤波电感L_UC的第二端连接、发射极接地、基极为通断控制端。

对于特定的负载需求功率P_req，设蓄电池功率为P_bat，超级电容器功率为P_UC，并且满足如式(1)的条件：

P_req＝P_bat+P_UC (1)

或，更精确地表示为式(2)：

P_req＝η_bat×P_bat+η_UC×P_UC (2)

其中，η_bat为与蓄电池相连的升压变换器的效率，_ηUC为与超级电容器相连的双向升降压变换器的效率。

直流永磁电机的建模基于其反电动势E_b和电磁转矩T_e，如式(3)和(4)：

E_b＝K_e×w_m (3)

T_e＝K_t×I_a (4)

其中，w_m为直流永磁电机磁场中的能量密度，I_a为电枢电流，K_e为电压常数，K_t为转矩常数，且K_e＝K_t。

考虑直流永磁电机的通用模型，采用两端连接方式，即A+和A-，同时考虑输入转矩T_L为直流永磁电机馈电。在未知负载的情况下，电磁转矩T_L正比于电枢电流I_a，因此负载需求功率可表示为式(5)：

P_req＝V_o×I_a (5)

其中，V_o为负载电压，即直流永磁电机的输入电压，I_a为电枢电流。

基于此，在构建功率分配控制系统的过程中，首先分别针对蓄电池和超级电容器建立工作模型：

如图5所示，蓄电池的模型可等效为理想电压源V_s与其等效内阻串联R_b的结构，其电流I_b可如式(6)表示：

如图6所示，超级电容器采用RC结构进行建模，其中，R_UC为超级电容器等效串联内阻，C_UC为等效理想电容器，V_UC为超级电容器电压，其电流I_UC可如式(7)表示：

建立了蓄电池和超级电容器的工作模型之后，根据电动汽车的负载，分别对单向升压变换器和双向升降压变换器的参数进行配置，包括单向升压变换器的占空比d₁、第一滤波电感L₁和第二滤波电感L₂的电感量、输出电容C₀的容量、双向升降压变换器的占空比d₂及第三滤波电感L_UC的电感量，以此组件得到最终的功率分配控制系统。

如图3所示，单向升压变换器采用交错结构设计，通过相位相差180°的两个控制信号实现第一控制开关S₁和第二控制开关S₂的交错控制，由第一控制开关S₁和第二控制开关S₂分别与第一滤波电感L₁、第二滤波电感L₂串联连接，以此可以消除输入/输出电流的纹波，大大减小输出滤波器的尺寸，提高效率。单向升压变换器中具体设计参数如下：

占空比d₁如式(8)和(9)：

其中，V_s为蓄电池两端的电压，V₀为负载电压。

第一滤波电感L₁电感量如式(10)：

第二滤波电感L₂电感量如式(11)：

其中，f₁为第一控制开关S₁的开关频率，f₂为第二控制开关S₂的开关频率，且f₁＝f₂＝f；Δi₁为第一滤波电感L₁电流的纹波，Δi₂为第二滤波电感L₂电流的纹波；

输出电容C₀的容量如式(12)：

其中，ΔV_o为负载电压V₀的电压纹波，I₀为负载电流。

在实际应用中，即可基于以上对单向升压变换器中各参数的计算完成对单向升压变换器中各器件的选型，且功率分配控制器根据蓄电池功率根据占空比d₁控制第一控制开关S₁和第二控制开关S₂通断，实现对蓄电池一侧输出功率的控制。

在图4中，双向升降压变换器由第三滤波电感L_UC、第三控制开关S₃及第四控制开关S₄组成，为负载提供脉冲电流。具体，功率分配控制系统中还包括用于对双向升降压变换器输出电流进行控制的闭环控制器(包括比较器、PI(Proportional Integral，比例积分)调节器及PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)产生器)，在工作过程中，比较器将双向升降压变换器中第三滤波电感L_UC的电流实际值与其参考值进行比较得到差值(误差信号)之后，依次经过PI调节器和PWM产生器产生控制第三控制开关S₃及第四控制开关S₄通断的控制信号，实现对双向升降压变换器输出电流的控制，进而控制超级电容器一侧输出的功率，其中，PWM控制器根据超级电容器的占空比d₂生成控制信号。

考虑双向升降压变换器的系统参数为直流母线电压V_dc和电枢电流I_a，其状态变量可表示为式(13)和式(14)：

其中，V_UC为超级电容器电压，i_a为电枢电流I_a的瞬时值，i_UC为超级电容器电流I_UC的瞬时值，V_dc为直流母线电压，且V_dc＝V_o。

根据式(13)和(14)计算得到超级电容器的占空比d₂之后，进一步根据式(15)计算得到第三滤波电感L_UC的电感量：

其中，f₃为第三控制开关S₃或第四控制开关S₄的开关频率，且f₁＝f₂＝f₃＝f即四个控制开关的开关频率相同，Δi₃为第三滤波电感L_UC电流的纹波。

对状态变量方程进行拉普拉斯变换，得到闭环控制的传递函数式(15)：

简化后得到式(16)：

其中，i_UC(s)为超级电容器电流I_UC的频域值，D(s)＝1-d₂，L_UC为双向升降压变换器的电感，k_p为PI调节器的比例常数，k_i为微分常数，w_n为自然频率，ξ为阻尼比，τ是闭环控制传递函数的零时间常数，以此得到PI控制器中各参数，完成对双向升降压变换器及其闭环控制器的设计。

在功率分配控制器中，如图7所示，采用基于带宽调节的频率解耦技术实现功率的分配控制，具体，在功率分配控制器中设置一个低通滤波器，如Butterworth二阶低通滤波器，传递函数如式(17)：

其中，j为虚部，w＝2πf，f为开关频率，n表示滤波阶数，ε为最大通带增益，w_p为滤波器的截止频率，取值800mHz(兆赫)。

以此，在组建完成功率分配控制系统、实时采集电动汽车运行时的负载电压V₀及电枢电流I_a得到负载需求功率P_req之后，将得到的负载需求功率P_req通过低通滤波器进行滤波，即可得到低频区域的蓄电池功率P_bat；最后根据负载需求功率P_req及蓄电池功率P_bat得到超级电容器功率P_UC并生成相应的控制信号，分别控制第一控制开关S₁、第二控制开关S₂、第三控制开关S₃及第四控制开关S₄的通断，实现对蓄电池一侧及超级电容器一侧输出功率的控制。

Claims (8)

1.一种基于带宽的电动汽车复合电源功率分配控制方法，其特征在于，包括：

S10根据电动汽车的复合电源及负载组建功率分配控制系统；

其中，所述复合电源包括，用于提供能量的蓄电池及用于提供功率的超级电容器；负载为直流永磁电机；所述功率分配控制系统中包括，与蓄电池串联连接的单向升压变换器、与超级电容器串联连接的双向升降压变换器及功率分配控制器，所述功率分配控制器分别与所述直流永磁电机、单向升压变换器及双向升降压变换器连接；所述单向升压变换器中包括用于控制功率输出的第一控制开关和第二控制开关，所述双向升降压变换器中包括用于控制工作模式的第三控制开关和第四控制开关，所述工作模式包括升压模式和降压模式，当双向升降压变换器的功率由超级电容器的低压侧流向高侧压时为升压模式，当负载功率向超级电容器测流动时为降压模式；

S20实时获取电动汽车运行时的负载电压及电枢电流，得到负载需求功率；

S30功率分配控制器基于带宽调节的频率解耦技术将得到的负载需求功率进行分配，得到蓄电池功率和超级电容器功率；

S40功率分配控制器根据蓄电池功率和超级电容器功率分别控制第一控制开关、第二控制开关、第三控制开关及第四控制开关的通断，实现对蓄电池一侧及超级电容器一侧输出功率的控制。

2.如权利要求1所述的功率分配控制方法，其特征在于，

所述功率分配控制器中包括一个低通滤波器；

在步骤S30，功率分配控制器将得到的负载需求功率进行分配，得到蓄电池功率和超级电容器功率，进一步包括：

S31功率分配控制器将得到的负载需求功率通过低通滤波器进行带宽调节和频率解耦，得到蓄电池功率；

S32根据负载需求功率及蓄电池功率得到超级电容器功率。

3.如权利要求1或2所述的功率分配控制方法，其特征在于，所述单向升压变换器中包括第一滤波电感L₁、第二滤波电感L₂、第一控制开关S₁、第二控制开关S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃及输出电容C₀，其中，第一滤波电感L₁的第一端与蓄电池的阳极连接、第二端与第一二极管D₁的正极连接，第一二极管D₁的负极与第三二极管D₃的正极连接；第二滤波电感L₂的第一端与蓄电池的阳极连接、第二端与第二二极管D₂的正极连接，第二二极管D₂的负极与第三二极管D₃的正极连接；第一控制开关S₁的集电极与第二滤波电感L₂的第二端连接、发射极接地、基极为通断控制端；第二控制开关S₂的集电极与第一滤波电感L₁的第二端连接、发射极接地、基极为通断控制端，输出电容C₀的一端与第三二极管D₃的负极连接作为单向升压变换器的输出端、另一端接地。

4.如权利要求3所述的功率分配控制方法，其特征在于，所述双向升降压变换器中包括第三滤波电感L_UC、第三控制开关S₃及第四控制开关S₄，其中，第三滤波电感L_UC的第一端与超级电容器的正极连接、第二端与第四控制开关S₄的发射极连接，第四控制开关S₄的基极为通断控制端、集电极为双向升降压变换器的输出端；第三控制开关S₃的集电极与第三滤波电感L_UC的第二端连接、发射极接地、基极为通断控制端。

5.如权利要求4所述的功率分配控制方法，其特征在于，步骤S10，根据电动汽车的复合电源及负载组建功率分配控制系统进一步包括：

S11分别对蓄电池和超级电容器建立工作模型；

S12根据蓄电池和超级电容器的工作模型及电动汽车的负载，分别对单向升压变换器和双向升降压变换器的参数进行配置，包括单向升压变换器的占空比d₁、第一滤波电感L₁和第二滤波电感L₂的电感量、输出电容C₀的容量、双向升降压变换器的占空比d₂及第三滤波电感L_UC的电感量；

S13根据电动汽车的复合电源、负载及配置的各项参数组建功率分配控制系统。

6.如权利要求5所述的功率分配控制方法，其特征在于，在步骤S12中，单向升压变换器的占空比d₁为：

其中，V_s为蓄电池两端的电压，V₀为负载电压；

第一滤波电感L₁电感量为：

第二滤波电感L₂电感量为：

其中，f₁为第一控制开关S₁的开关频率，f₂为第二控制开关S₂的开关频率，且f₁＝f₂＝f；Δi₁为第一滤波电感L₁电流的纹波，Δi₂为第二滤波电感L₂电流的纹波；

输出电容C₀的容量为：

其中，ΔV_o为负载电压V₀的电压纹波，I₀为负载电流；

在步骤S40中，功率分配控制器根据蓄电池功率根据占空比d₁控制第一控制开关S₁和第二控制开关S₂通断，实现对蓄电池一侧输出功率的控制。

7.如权利要求6所述的功率分配控制方法，其特征在于，功率分配控制系统中还包括用于对双向升降压变换器输出电流进行控制的闭环控制器，所述闭环控制器中包括比较器、PI调节器及PWM产生器，PI调节器分别与比较器和PWM产生器连接；

在步骤S40中，比较器将第三滤波电感L_UC的电流实际值与其参考值进行比较得到差值之后，依次经过PI调节器和PWM产生器生成控制第三控制开关S₃及第四控制开关S₄通断的控制信号，实现对双向升降压变换器输出电流的控制，进而控制超级电容器一侧输出的功率。

8.如权利要求7所述的功率分配控制方法，其特征在于，在双向升降压变换器中，状态变量方程为：

其中，V_UC为超级电容器电压，i_a为电枢电流I_a的瞬时值，i_UC为超级电容器电流I_UC的瞬时值，V_dc为直流母线电压，且V_dc＝V_o；

对所述状态变量方程进行拉普拉斯变换，得到闭环控制的传递函数：

简化后得到：

其中，i_UC(s)为超级电容器电流I_UC的频域值，D(s)＝1-d₂，L_UC为双向升降压变换器的电感，k_p为PI调节器的比例常数，k_i为微分常数，w_n为自然频率，ξ为阻尼比，τ是闭环控制传递函数的零时间常数，