CN1954490A - 自适应预失真方法和装置 - Google Patents

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Abstract

一种自适应预失真装置包括：用于将基带信号(S1)上变频成具有频率混叠的中频信号(S12)的装置(26，40，42，44，46)；以及用于将射频信号(S4)下变频成具有与所述上变频的基带信号相同的频谱混叠的中频信号(S7)的装置(18，20，220，24，26)。适配器(34)使得预失真参数自适应以保持所述上变频的基带信号等于所述下变频的射频信号。

Description

自适应预失真方法和装置
技术领域
本发明涉及在基带信号被变频成待发送的射频信号的系统中的预失真，所述系统例如是射频功率放大器系统。
背景技术
在许多技术系统中，输出信号不得不精确地跟随给定的输入信号。一种特殊的实例是射频(RF)功率放大器(PA)，尽管在本文件中所公开的原理和解决方案是普遍有效的。
对于射频功率放大器而言，重要的是，在非常严格的近似内，(复值)输出信号包络与输入信号包络成比例。这被称为线性功率放大器。偏离这种理想情况被称为非线性。在大多数情况下，产生和运行具有足够小的非线性的理想功率放大器是不经济和不实际的。通常更加有利的是使用线性化功率放大器(LPA)，该线性化功率放大器(LPA)由实际功率放大器和补偿该功率放大器的非线性的其他部件一起构成。
为此而经常使用的方法是预失真线性化。在此，以补偿实际功率放大器的非线性这样的方式使功率放大器的输入失真。所以，线性化功率放大器的输出与预失真器的输入成比例。预失真线性化的问题在于，为获得该结果而对预失真器的调节是非常关键的。特别是，由于温度变化、老化、湿度等等，功率放大器的特性通常“漂移”。这意味着不得不连续地调节预失真器以说明这些变化的特性。
该调节问题的一般可接受的解决方案是使用自适应预失真线性化。通过观察接收机来测量功率放大器的输出，并且将其与线性化功率放大器的输入进行比较。适配器调节预失真器，以使输出信号真正与输入信号成比例。该解决方案的问题在于，观察接收机由于对所涉及部件的高带宽要求而相当复杂和昂贵。
发明内容
本发明的目的是一种比现有技术更简单并且因此更少费用的自适应预失真方法和装置。
根据所附权利要求来实现该目的。
简单地说，本发明通过在下变频中允许频率混叠来解决该问题。然而，该混叠是在输入信号和输出信号中引入的，并且在自适应过程中被消除。这减少了对所涉及部件的带宽要求，从而简化了设计和成本。
附图说明
通过参考以下结合附图进行的描述可以最好地理解本发明及其进一步的目的和优点，在附图中：
图1是现有技术的线性化功率放大器的框图；
图2说明图1的功率放大器的各种信号的频谱；
图3是具备根据本发明的自适应预失真装置的第一典型实施例的线性化功率放大器的框图；
图4说明在不存在频率混叠时图3的功率放大器的各种信号的频谱；
图5说明在数字中频FDIF被减小以产生频率混叠时图3的功率放大器的各种信号的频谱；
图6说明在数字中频FDIF以及采样率Fs被减小以产生频率混叠时图3的功率放大器的各种信号的频谱；
图7是具备根据本发明的自适应预失真装置的第二典型实施例的线性化功率放大器的框图；
图8是具备根据本发明的自适应预失真装置的第三典型实施例的线性化功率放大器的框图；以及
图9是说明根据本发明的方法的典型实施例的简单流程图。
具体实施方式
在以下的描述中，相同的附图标记将被用于具有相同或相似功能的元件。
图1是[1]中所述的现有技术的线性化功率放大器的框图。图2说明图1的功率放大器的各种信号的频谱。复基带信号S1被转发到预失真器10，该预失真器对所述信号进行预失真以抵消由数/模转换器和上变频器块12以及射频功率放大器14所产生的失真。预失真器10的输出信号S2从基带被上升到载波频率fC，并且通过上变频器成为实值，从而产生射频信号S3，该射频信号S3被放大成射频信号S4。应该注意，图2中的曲线仅是功率谱的草图。它们不是按比例绘制的，并且不包括预失真器10、上变频器块12或功率放大器14的可能的非线性。
耦合器16将功率放大器14的一小部分射频信号S4带给观察接收机，该观察接收机基本上执行与上变频器块12相反的操作。信号S4被转发给混频器18，在混频器18中，所述信号与本地振荡器20的cos(2πfLOt)相乘以产生信号S5。在此，选择fLO以使FDIF＝fC-fLO，其中FDIF是中频。信号S5在低通滤波器22中进行滤波，并且所得到的中频信号S6以时钟26所提供的采样率FS在A/D转换器24中进行A/D转换。在混频器28中，使用振荡器30的复信号exp(-i2πFDIFt)来将数字信号S7下变频到复基带信号S8。在低通滤波器32中对所得到的信号S8进行滤波以形成下变频复基带信号S9。如果系统的所有部件都是理想的，那么信号S1和S9应该相同(一直到环路的比例因子和时间延迟。比例因子被假设为一并且将不再被考虑。必须通过信号S1从输入到适配器的相应时间延迟来补偿所述时间延迟。然而，因为所述时间延迟的处理是公知的，并且不被需要来解释本发明，所以它没有被包含在附图中。)。由于信号S9通常因在上变频和功率放大器14中所产生的失真而不等于信号S1，所以在适配器34中比较信号S9和输入信号S1，其目的是调节预失真器10的参数以使信号尽可能相等。
如[1]中所述，通常采样率FS与数字中频FDIF的关系为FS＝4FDIF。然而，也建议较低的采样率，参见[2]。[3]中也描述了降低采样率。然而，在该情况中，在基带上执行整个信号处理。
尽管信号S1和S9是适配器34唯一绝对需要的输入信号，但是有时候也通过使用预失真器的输出信号S2能够实现预失真器参数更快或更有效的自适应。
此现有技术的预失真器装置的问题在于，中频FDIF不得不至少为基带信号S1的带宽W的一半。否则，通过信号频谱的(原始)负和正频率图像的重叠而使信号失真，从而产生“折叠失真”或频率混叠。这意味着信号S5的正频率图像的最低频率分量的最低允许频率是零。所以，A/D转换器24所需的模拟带宽至少等于基带信号S1的带宽W。
放松对A/D转换器的要求将是所期望的。然而，由于通过调节适配器34以使信号S1、S9在其两个输入上相等来实现实际中功率放大器的线性化，所以观察接收机应当正好理想地消除上变频器的影响。放松对A/D转换器的频率要求也将引入“折叠失真”或频率混叠，这意味着，甚至对于预失真器和功率放大器级联的完全线性而言，适配器的两个输入也将不相等。所以，不能正确地使预失真器自适应。
解决方案是在从线性化功率放大器输入S1到相应适配器输入的路径中同样引入等价的“折叠失真”或频率混叠。于是适配器的两个输入信号的相等在也存在频率混叠的情况下实际上将等同于预失真器和功率放大器的级联的线性，因为对于两个适配器输入信号而言，该混叠是相同的。
图3是具备根据本发明的自适应预失真装置的第一典型实施例的线性化功率放大器的框图。元件18、20、22、24和26执行与图1的现有技术实施例中相同的功能。然而，根据本发明，现有技术实施例中到基带的最终下变频是不执行的。代替执行从中频到基带的最终下变频，本发明执行从基带信号S1到中频的上变频。这通过后面是下采样器46的包括复混频器40、复振荡器42和实值提取器44的IQ调制器来实现(可选择地，可以颠倒IQ调制器和下采样器46的顺序)。通过对A/D转换器24和下采样器46使用相同的速率FS，上变频信号S12将具有与下变频信号S7相同的频率(在IQ调制器的输出信号S11已经具有期望采样率的实施例中，可以除去下变频器46。)。这两个信号被转发给适配器34。
图4说明在不存在频率混叠时图3的功率放大器的各种信号的频谱。该图的左侧部分说明了基带信号S1的上变频，以及该图的右侧部分说明了射频信号S4的下变频。如能够在图4(d)中所看到的，信号S12和S7具有(与图2中假设为理想部件)相同的频谱。
图5说明在数字中频FDIF被减少以产生频谱混叠时图3的功率放大器的各种信号的频谱。在该情况中，如在频谱中间通过峰值所说明那样，信号S7将包括频率混叠。然而，信号S12将正好包括相同的混叠。由于以相同的方式通过混叠使两个信号失真，所以在适配器34中消除了混叠影响。这意味着可以选择低于现有技术的中频FDIF，在现有技术中必须避免该频率混叠。实际上，中频FDIF可以具有任意低的值。这意味着A/D转换器24所需的模拟带宽仅是现有技术中所需的一半(如果FDIF＝0，那么所需的模拟带宽仅为W/2，而如果FDIF＝W/2，正如在现有技术中那样，所需的模拟带宽是W。)。
对信号S6和S11执行欠采样也是可能的。再次，该欠采样产生频率混叠，但由于该混叠在信号S12和S7中是相同的，所以在适配器34中消除了混叠影响。通过图6中的频谱说明了这种情况。除了在频谱中间由于低频率FDIF的频谱混叠之外，此外在频谱边缘上存在由于以低采样率FS进行欠采样的频率混叠。该采样率可以任意地低。
本发明的第一实施例应该运行良好，至少不需要非常快和有效的自适应。第一实施例的潜在问题在于，对于适配器而言，可能难以预测对于预失真器参数给定的变化而言功率放大器的输出的输出方向。适配器当然能够通过为在预失真器参数空间中采用小“试验步骤”而开发的或多或少的策略来解决此问题，并且然后仅仅观察两个适配器输入信号之间的差中所产生的变化。尽管这将起作用，但是在大多数情况中，如果适配器能够先验地知道参数的特定变化将如何影响功率放大器的输出(以及因此的误差信号)，那么它将更好和更为有效。
图7示出了基于该思想的实施例。代替直接使预失真器的参数自适应，功率放大器模型48(实际上是功率放大器以及DAC和上变频器可能的非理想性的模型。所以在该实施例以及本发明的其他实施例中也将通过预失真器补偿上变频器的某些非理想性)适于尽可能精确地表示实际功率放大器14的信号处理。尽管实际的功率放大器14工作在模拟RF，但是在本发明的这个实施例中，模型48工作在等价的数字复基带上。功率放大器工作在例如RF的其他实施例也是可行的。与图3中的预失真器适配器34相比，图7中功率放大器的功率放大器模型适配器50具有更容易的任务。为此的原因是，图7中的功率放大器模型适配器50先验地知道什么功率放大器模型被实施。所以，它先验地知道功率放大器模型参数的给定变化将如何改变功率放大器模型信号输出。在数学上，这能够被表示为(例如)功率放大器模型适配器50具有功率放大器模型输出信号采样关于功率放大器模型参数的偏导数的先验知识。为了考虑该知识以执行有效的自适应，于是存在很多公知的数学技术。在本发明的第二实施例中，在功率放大器模型适配器50和预失真器10之间插入逆功率放大器模型52。
本发明第二实施例的潜在问题在于，预失真器是“开环”。即从未明确地观察误差信号“功率放大器的输出减去预失真器的输入”。这使第二实施例所得到的线性对功率放大器模型的品质敏感。如果这证明是个问题，那么可替代地使用图8所示的实施例。同样在该实施例中，使用功率放大器模型适配器50来使功率放大器模型48适合于所观察的数据。然而，不直接从功率放大器模型中获取预失真器10。而是，在预失真器适配器34中使得预失真器自适应“闭环”以最小化真正的误差信号，就如同在第一实施例中一样。但是使用合适的功率放大器模型48向预失真器提供一种合理的先验估计，即对于预失真器模型参数的给定变化而言，功率放大器输出信号将如何改变。能够以下列方式获得该先验估计：先验地已知预失真器信号输出关于预失真器参数值的偏导数(梯度)。从梯度计算器54中的功率放大器模型获得功率放大器输出信号关于功率放大器输入信号的偏导数的估计。然后根据导数链式法则计算功率放大器输出关于预失真器参数值的偏导数的估计。注意，在该实施例中，以相同的方式处理预失真器之前和之后的基带信号以补偿下变频器的频率混叠。
可以将所述预失真器装置实施为一种FPGA(现场可编程门阵列)或者ASIC(专用集成电路)。另一种可能性是使用微处理器或微/信号处理器组合和相应的软件。这些方法的组合也是可能的。
图9是说明根据本发明的方法的典型实施例的简单流程图。该实施例对应于图3中的框图。步骤90将复基带信号S1上变频为中频。步骤92获取上变频信号S10的实部。步骤94对信号S11进行下采样。步骤96将模拟射频信号S4下变频为中频。步骤98采样下变频信号S6。步骤100使用所得到的信号S7和S12使得预失真器的参数自适应。应该注意，尽管在该流程图中步骤序列96、98跟随在步骤序列90、92、94之后(由于流程图表示的限制)，但是在实际中是同时执行这些步骤序列的。
代替将所述过程和算法应用于预失真，相同的过程和算法根据已知输入信号而能够用于非线性测量设备的线性化。通过使用相同的算法对ADC(模数转换器)的数据进行后处理，为了增强信号测量目的而能够获得ADC的线性化响应。
本领域的技术人员将会理解，可以对本发明进行各种修改和改变而不脱离其范围，所述范围由所附权利要求书来限定。
参考文献
[1]T.L.Valena，″An Adaptive Predistorter for TDMA Transmitters Using aHeterodyne Architecture″，VTC′99 Conference Record(1999).
[2]US 2003/0156658 A1，L.Dartois.
[3]EP 1 199 797 A1，TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON

Claims (12)

1.一种自适应预失真方法，其中预失真的基带信号被变频成待发送的射频信号，其特征在于：
将所述基带信号(S1；S2)上变频成具有频率混叠的中频信号(S12)；
将所述射频信号(S4)下变频成具有与所述上变频的基带信号相同的频谱混叠的中频信号(S7)；以及
使得预失真参数自适应以保持所述上变频的基带信号等于所述下变频的射频信号。
2.权利要求1所述的方法，其特征在于：将模拟射频信号(S4)下变频成以预定采样率(Fs)采样的中频(FDIF)信号(S7)。
3.权利要求2所述的方法，其特征在于：将复数字基带信号(S1)上变频成以所述采样率(Fs)采样的实中频(FDIF)信号(S12)。
4.权利要求2所述的方法，其特征在于：
使得数字复基带信号(S1)通过预失真器(10)和功率放大器模型(48)以形成参考信号；
将所述参考信号上变频成以所述采样率(Fs)采样的实中频(FDIF)信号(S12)。
5.权利要求2所述的方法，其特征在于：选择所述中频(FDIF)以低于所述基带信号的带宽的一半。
6.权利要求3、4或5所述的方法，其特征在于：通过选择所述采样率(Fs)，对所述上变频和下变频的中频信号(S12，S7)进行欠采样以产生频率混叠。
7.一种自适应预失真装置，其中预失真的基带信号被变频成待发送的射频信号，其特征在于：
用于将所述基带信号(S1；S2)上变频成具有频率混叠的中频信号(S12)的装置(26，40，42，44，46)；
用于将所述射频信号(S4)下变频成具有与所述上变频的基带信号相同的频谱混叠的中频信号(S7)的装置(18，20，22，24，26)；以及
用于使得预失真参数自适应以保持所述上变频的基带信号等于所述下变频的射频信号的适配器(34)。
8.权利要求7所述的装置，其特征在于用于将模拟射频信号(S4)下变频成以预定采样率(Fs)采样的中频(FDIF)信号(S7)的装置(18，20，22，24，26)。
9.权利要求8所述的装置，其特征在于用于将复数字基带信号(S1)上变频成以所述采样率(Fs)采样的实中频(FDIF)信号(S12)的装置(26，40，42，44，46)。
10.权利要求8所述的装置，其特征在于：
用于使得数字复基带信号(S1)通过预失真器(10)和功率放大器模型(48)以形成参考信号的装置；
用于将所述参考信号上变频成以所述采样率(Fs)采样的实中频(FDIF)信号(S12)的装置(26，40，42，44，46)。
11.权利要求9、10或11所述的装置，其特征在于用于设置所述中频(FDIF)低于所述基带信号的带宽的一半的装置(20，42)。
12.权利要求9、10或11所述的装置，其特征在于装置(26)，用于通过设置所述采样率(Fs)，对所述上变频和下变频的中频信号(S12，S7)进行欠采样以产生频率混叠。
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