CN1926783A - 用于无线通信的极化状态技术 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种通信系统，其包括发射器，在状态时间期间调制从两个不同地极化的天线发射的无线信号，在该状态时间内，无线信号的波状态传送信息，并且是基于从包括至少三个极化状态的极化状态星座中选择的一或多个极化状态。通信系统包括接收器，其在状态时间期间通过两个不同地极化的天线截获无线信号，并解调该信号。极化状态可标识用户设备，或者可量化意欲送往用户设备的信息的一部分。

Description

用于无线通信的极化状态技术

交叉引用

本申请关于Emami等的、序列号10/331,696、提交于2002年12月30日、题为“An Enhanced OFDM by use of Alternating PolarizationStates”、律师案号CML00383L的联合未决的美国专利申请。

技术领域

一般地，本发明涉及复用与调制领域。更具体地，在特定实施例中，本发明涉及用于极化状态技术的方案，其在无线通信中特别有用。

背景技术

对受限资源(特别是受限于分配的带宽与受限于便携电池时间的电力)的限制之下日益增长的信道容量与数据速率的需要已导致各种技术的进展。已取得这样的进展的一种技术是使用基于相位、幅度与频率的域的调制与信道化的技术。这样的先进调制技术的一个示例是正交频分复用(OFDM)，其已在诸如802.11a与HiperLAN/2等无线局域网(WLAN)应用中得到成功应用。在OFDM中，在相等间隔的载波频率上同时发送数据，使用傅立叶变换技术进行调制与解调。通过适当地选择傅立叶变换转换中的频率，OFDM可将多个调制的载波压缩到指定的带宽中，同时充分保持正交性，以消除载波间干扰。产生的OFDM传输可对于多径鲁棒，同时在变化的信道状况下仍提供高数据速率。

提议的增强信道容量的另一领域是使用多输入多输出(MIMO)天线结构。在空分复用中，将输入数据流划分为若干平行的流并同时发射。尽管有其优点，由于其固有的复杂性以及需要多个天线结构，MIMO系统尚未普及。

最后，已经以特定方式使用极化域，其中使用两个正交极化天线来生成两个相应的正交极化状态，其用于改善数据吞吐量。其一个示例是卫星通信，其中使用一个天线(与极化状态)发射第一组数据，而使用一正交极化天线发射第二组数据，从而令数据吞吐量加倍，而不增加带宽。

存在对这样的技术的需要，其将进一步增加具有受限资源的系统之内的数据吞吐量。

附图说明

在所附绘图中通过示例而非限制的方式阐释本发明，其中相似的引用指示相似的组件，其中：

图1是极化椭圆的绘图，其显示场幅度与角度；

图2是用于映射极化状态的庞加莱(Poincaré)球的绘图；

图3是庞加莱球的一部分的绘图，其显示庞加莱球上极化状态的映射；

图4是发射器设备的框图，其遵照本发明的优选实施例；

图5是图4中显示的发射器设备的一部分的框图，其遵照本发明的优选实施例；

图6是接收器设备的一部分的框图，其遵照本发明的优选实施例；

图7是示例性发射器的框图，其采用极化状态映射以增加多载波正交频分复用(OFDM)系统中的数据速率，其遵照本发明的实施例；

图8是接收器的框图，其从参照图7描述的发射器接收信号，其遵照本发明的实施例；

图9阐释遵照本发明的特定实施例的通信系统中到庞加莱球的极化状态映射；

图10是具有极化损失因子的积累分布函数的仿真曲线图；

图11是具有载波干扰比改善的仿真曲线图；

图12阐释遵照本发明的特定实施例的通信系统中到庞加莱球的极化状态映射；

图13与14是对时分帧结构的阐释，其用于导频结构的两个示例，其可用于多载波通信系统的发射帧之内；

图15是描绘MU与AP之间的通信的示例性协议的流程图，其方式遵照本发明的特定实施例；

图16是阐释帧结构与争用时隙的定时图，其适宜于用在本发明的特定实施例中；

图17是阐释示例性伪噪声极化状态跳变(PN-PSH)发射器的框图，其遵照本发明的特定实施例；

图18是阐释示例性PN-PSH接收器的框图，其与参照图17描述的PN-PSH发射器相一致；

图19是阐释示例性直接序列极化状态跳变(DS-PSH)发射器框图的框图，其遵照本发明的特定实施例；

图20是阐释示例性DS-PSH接收器的框图，其遵照本发明的特定实施例；

图21是阐释示例性混合DS/PSH发射器的框图，其遵照本发明的特定实施例；

图22是阐释示例性混合DS/PSH接收器的框图，其遵照本发明的特定实施例；

图23是极化状态对时间的曲线，其阐释示例性FH/PSH混合MA比特序列，其遵照本发明的特定实施例；和

图24是极化状态对时间的曲线，其阐释示例性TH/PSH混合MA比特序列，其遵照本发明的特定实施例。

本领域技术人员将意识到，绘图中的组件为了简单和清晰而绘制，不一定按比例画出。例如，绘图中的一些组件的尺寸相对于其它组件而言可能被夸大，以帮助促进对本发明的实施例的理解。

具体实施方式

尽管本发明易于以多种不同的形式实施，绘图中显示了特定实施例，并且将在这里详细描述这些特定实施例，需要理解的是，本公开应被视为本发明的原则的示例，而无意将本发明限制到显示和描述的特定实施例。在下面的描述中，使用相似的引用号来描述绘图的多个视图中相同、相似或对应的组件。

在特定实施例中，本发明使用极化状态作为无线通信中的独特机制来改善信道容量和/或在同一信道上复用多个用户。这样，可使用极化状态的使用以在无线通信中提供额外的自由度。

空间中信号波形的特征在于至少以下参数：幅度、时间、频率、相位、与极化。在无线通信中可使用这些参数中的每一个来为数据传输实现独特的信号特征。尽管前四个已经为电子通信得到充分研究和全面开发，对极化的兴趣主要在雷达与光学应用中。我们这里应考虑以独特的方式将极化应用到无线通信。

最简单地说，波的极化是对空间中的固定点上瞬时电场矢量的尖端关于时间的运动的描述。这意味着我们实际上取出波在空间中的传播的切片并观察场在该空间中的振荡。比如说，考虑线性极化波：其电场矢量尖端关于时间在直线上运动(参见，比如说，W.L.Stutzman，Polarization in Electromagnetic Systems，Boston，MA：Artech House，1993)。

从天线极化的角度来理解极化的工程应用。天线的表面电流产生平行电场；源电流的振荡特性产生振荡场，其导致球面波从天线结构传播开。在天线的远处，电场变得完全垂直于传播方向，导致平面波。包含平面波的电场矢量(与磁场矢量)的平面称为极化平面。

正如发射天线的表面电流产生电场，电场在接收天线上感应出表面电流。如果两天线是同极化的(即，它们具有相同的极化)，则存在电场从发射器到接收器的完全耦合。如果天线是交叉极化的(即，它们的极化是正交的)，没有电流在接收天线上感应出来。这对于任何极化(即，线性、圆形、等等)都是正确的。因此，可将极化视为信号水平修饰符，其取决于天线相对于发射的或接收的传播波的方向。

考虑极化的数学描述。对于在-z方向上传播的平面波，瞬时场可写为

$E_z(z;t)={\hat{a}}_x{E}_c\cos ({\mathrm{\ω}}_c+k\·z+{\mathrm{\φ}}_x)+{\hat{a}}_y{E}_y\cos ({\mathrm{\ω}}_{c}t+k\·z+{\mathrm{\φ}}_y)---\left(1\right)$

其中k＝2π/λ，而E_x与E_y分别是x与y分量的最大幅度。通过幅度调制，(本领域技术人员)将意识到，E_x与E_y可随时间变化，但在符号周期期间恒定。为本描述的目的起见，不失一般性，令z＝0，使得(1)现在变为

${\stackrel{\→}{E}}_z(0;t)={\stackrel{\→}{E}}_z\left(t\right)={\hat{a}}_x{E}_x\cos ({\mathrm{\ω}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_x)+{\hat{a}}_y{E}_y\cos ({\mathrm{\ω}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_y)---\left(2\right)$

特别令人感兴趣的是相位φ_x与φ_y，以及幅度比，其可用于生成想要的极化。下面给出一些示例：

Δφ_lp＝φ_y-φ_x＝nπ  n＝0，1，2，...                  (3)

|E_xcp|＝|E_ycp|                                         (5)

其中下标lp与cp分别表示线性与圆形极化波。这些关系对于后面的推导而言是重要的。我们可通过令φ_x＝0并令δ为电场的y分量领先x分量的相位，进一步简化(2)，从而：

${\stackrel{\→}{E}}_z\left(t\right)={\hat{a}}_x{E}_x\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)+{\hat{a}}_y{E}_y\cos ({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\δ})---\left(6\right)$

通过三角关系可看到，固定位置(例如，z＝0)处E_z(t)矢量的尖端的运动在本质上是椭圆，如图1中所示的那样。可以用轴向比R来描述极化度，其定义为

$R=\frac{E_{\max }}{E_{\min }}=\frac{\mathrm{OA}}{\mathrm{OB}}\≥1---\left(7\right)$

其为极化椭圆的主轴50对副轴54的比。椭圆角56传统地定义为

ε＝cot^-1(-R)，-45°≤ε≤45°                   (8)

其中R的符号＝+表示右手极化，而R＝-表示左手极化。传统上使用斜角τ(图1中的58)来描述椭圆的方向；其为主轴50相对于x轴的角度，如图2中所示的那样，并由下式给出

$\mathrm{\τ}={\tan }^{-1}\left(\frac{E_2}{E_1}\right),$ 0°≤τ≤180°                   (19)

其中E₂为主轴的x轴分量40，而E₁为主轴的y轴分量42。对(ε，τ)是一对独立值，其完全定义极化椭圆的形状。完全定义极化椭圆的形状的另一对独立值是(γ，δ)。角度δ已被描述为电场的y分量领先x分量的相位，为简单起见，这里称之为极化相位差。角度γ(图1中的60)给出x与y轴幅度分量的关系，在下面定义。存在其它刻画电场的极化的特征的传统方法，例如使用Stokes参数或复极化比。这些可作为对下面的描述中使用的参数的替代，这是因为可将它们关联到已描述的参数对。

线性极化与圆形极化(信号幅度相等，但具有90°的极化相位差)是椭圆极化的特殊(极限)情形。在量化信号的“极化状态”时，极化椭圆的重要性变得显而易见，其参考刻画状态时间(例如符号时间或码片时间)期间电场的极化的特征的独立变量的值，该期间内变量保持恒定。上面描述的幅度关系与角度唯一地确定波形的极化状态。当将多个极化状态映射到庞加莱(Poincaré)球时，可有效地可视化它们的关系。图2中显示了庞加莱球，其中球的“赤道”捕获了所有的线性极化，而“极点”捕获了圆形极化。依照惯例，“北”半球包括所有左手椭圆极化；南半球用于右手椭圆极化。球的表面上直接相对的点表示正交的极化状态。在此图形中，LP＝线性极化，VP＝垂直极化，HP＝水平极化，LHCP＝左旋极化，而RHCP＝右旋极化。线性极化(LP)的标志意欲指示关于庞加莱球的赤道平面的45度角。

依照函数论中的正交性的众所周知的原则，将意识到，可以以正交状态的线性组合表示任何极化状态。因此，为达到给定的极化状态，可适当地加权正交状态，使得其叠加产生想要的状态。总之，生成任何极化状态仅需要两个正交状态。

考虑以某想要的斜角τ生成线性极化波。仅使用幅度相等但相位关系为δ′(注意，方程(4)中的相位角__x无需相等)的左旋极化(LHCP)与右旋极化(RHCP)，产生的线性极化波具有斜角τ＝δ′/2。椭圆极化状态的生成要求圆形与线性极化状态的线性组合，但由于后者系由圆形极化导出，可用于生成椭圆极化状态的两个正交极化状态为两个正交圆形状态。可从LHCP与RHCP波的线性组合产生任何极化状态。

然而，LHCP与RHCP在天线结构中不常使用。双极化天线典型地构造为线性水平与线性垂直极化组件，这是因为它们固有的简单性。在本文本中显示和描述两个天线的地方，双极化天线在功能上是等价的。换言之，为本讨论的目的起见，一对天线(其中一个天线垂直极化，一个天线水平极化)可等价地、无差别地称为正交天线或双极化天线。基于波之间的相位差，双极化天线也可产生圆形极化波形。根据上面进行的讨论，有可能从线性水平与线性垂直极化产生任何极化状态。事实上，可使用任何两个正交的极化状态来产生任何其它极化状态。这为生成极化状态提供了灵活性，甚至在已有的天线安装中也是如此。当使用非正交的两个天线时，这里将它们中的一个称为参考天线，而将另一个称为关联天线。在这样的情形中，当天线足够接近正交(例如，在某角度之内)时，典型地，下面给出的公式将是精确的，无需修改。在两个天线并非足够地正交的情形中，这样的非正交极化天线必须发射或接收的信号的值可通过使用从这里描述的极化方程导出的关系，从这里描述的为正交天线确定的信号值确定，并且可能不能以足够的幅度生成所有极化状态。在这样的情形中，可能需要第三天线，或者将天线重新排列得更接近正交可能更为实际。这样，正交天线是优选的但并非必须的。一般地，在下面对本发明的实施例的描述中将使用正交天线。

到目前为止，我们一直使用椭圆与斜角，这是因为它们对于表示椭圆与庞加莱球上的极化而言是方便的。另一角度对直接涉及我们先前讨论的信号参数，即：信号幅度(其比例用于确定大圆角γ)与δ，极化相位差。γ与δ的值优选地由系统的发射器(与接收器)用来建立想要的极化状态，尽管，如上面提到的那样，作为可供选择的其它替代方案，可以使用其它组独立参数。大圆角定义为

$\mathrm{\γ}={\tan }^{-1}\left(\frac{E_{2\max }}{E_{1\max }}\right),$ 0≤γ≤90°                    (10)

其中E_2max是电场的最大x轴值44(图1)，而E_1max是电场的最大y轴值46。大圆角γ与极化相位差δ可通过(下面的公式)关系到椭圆与斜角：

2ε＝sin^-1[sin(2γ)sin(δ)]                          (11)

$2\mathrm{\τ}={\tan }^{-1}\left[\frac{\sin \left(2\mathrm{\γ}\right)\cos \left(\mathrm{\δ}\right)}{\cos \left(2\mathrm{\γ}\right)}\right]---\left(12\right)$

参照图3，庞加莱球的一部分的绘图显示极化状态P(γ，δ)在庞加莱球的表面上的映射。作为可供选择的另一替代方案，该极化状态的特征可刻画为极化状态P(ε，τ)。球面角ε、τ、γ、与δ在图3中标识，其中角COE为小于90度的角。球面角2ε与2τ分别为P(ε，τ)的纬度与经度，而球面角2γ与δ分别为从水平极化点到P(γ，δ)的大圆距离以及该大圆的平面关于赤道平面的角度。

如上面陈述的那样，庞加莱球通常对于查看极化状态以及测量极化状态之间的“距离”是有效的。进一步地，运动或环境变化对极化的影响可通过使用庞加莱球简洁地捕获。为了将本发明的独特性与极化状态在庞加莱球上的表示关系起来，首先考虑一个数据流在水平极化天线上、而另一数据流在垂直极化天线上的传输，其对于传统系统而言是典型的实践。从这些正交极化状态的传输产生的平面波的电场的极化可由庞加莱球上的HP与VP处的极化状态表示。(在此点上不考虑采用的调制的规格，也不考虑正在建模的是单载波还是多载波系统。本发明的特定实施例可以以这些情形中的任一个实现。)在理论上，如果接收器采用水平与垂直极化天线并可解析信号，传输的数据速率可翻番。其实现基本上不使用额外的带宽。该增加的吞吐量不是“免费的”，因为每一信号的范围由发射信号的功率决定，而在资源受限的世界中，获取更多吞吐量的能力可能是非常有价值的。可以说，使用一组两个正交极化状态来取得此改善。然而，遵照本发明，使用一组超过两个极化状态的设备与方法被用于进一步增加系统吞吐量，其实现仅使用两个正交极化天线。

一般地，该独特的技术可通过首先建立极化状态的星座(或集合)来实现，其包括至少一个非正交极化状态对。因为仅在庞加莱球直径相对的状态彼此正交，该要求也通过使用庞加莱球参数建立包括至少三个不同的极化状态的星座来满足。极化状态的星座(P)，或极化星座(P)，典型地在系统设计时建立(作为值的表或者产生值的方程)，尽管在某些应用中，可从系统设计时建立的多个极化星座(P)_n中选择极化星座，或者等价地，可在系统操作期间选择星座的子集(P1)(子星座(P1))。

星座(P)的极化状态优选地设计为最大化星座的距离度量。优选地，该度量是基于使用庞加莱球确定的距离，更具体地，使用标识相邻镶嵌区的极化状态对之间的大圆角或距离。例如，星座可设计为使这样的对的距离大致相等。例如，当使用大圆距离测量相邻状态的距离时，内接于庞加莱球的立方体的顶点处的8个极化状态将具有相等间隔的极化状态。然而，其它度量是可能的。比如说，一组已知极化参数为正则化的Stokes参数s₁、s₂、s₃，可将其作为庞加莱球状态到三维(x，y，z)直角坐标系统的投影，使得另一距离测量可以是此“Stoke”空间中相邻镶嵌区之间的笛卡尔距离。当寻找最接近(距离最小)给定状态的状态时，这样的距离度量也用于测量两个极化状态之间的距离。

在传输信息期间，从极化状态的星座选择一个(P_j)或多个(P_j1，P_j2，...)极化状态，其将用于在状态时间期间调制发射的信号，并且可选地，将其与正交非极化调制状态组合，以形成组合调制状态(波状态)，其标识与用户设备相关联(即，送往用户设备或由用户设备发射)的一组数据。每一组合调制状态的两个分量用于调制两个信号；一个信号自具有参考极化(即水平极化)的第一天线(参考天线)发射，而另一信号自具有不同于参考极化的极化(即垂直极化)的第二天线(关联天线)发射。组合调制状态除极化状态之外可包括正交非极化调制状态；其示例为幅度调制状态、绝对相位调制状态、频率调制状态、或这些调制状态的组合。下面给出以这种方式操作的系统的示例，但首先描述用于发射具有基于一或多个极化状态确定的波状态的信号的设备与方法。

参照图4，显示了用于通信系统中的发射器设备400的框图，其遵照本发明的优选实施例。发射器设备400包括数据与用户设备标识功能405，其准备与向或从一或多个用户设备的一部分信息的传送相关联的数据，并将数据作为一系列数据集连结到映射器410，其在这里也描述为极化映射器，每一数据集用于在状态时间期间生成波状态(WS)。一个数据集中的数据可以与超过一个用户设备相关联。数据可表示任何形式的信息，例如文本、话音、图像、视频、或混合媒体。数据与用户设备标识功能405确定与数据集相关联的用户设备，或者，当数据集与超过一个用户设备相关联的，数据与用户设备标识功能405确定数据集的子集与相关联的意欲接收每一子集的用户设备。映射器410使用数据与相关联的用户设备标识来产生一系列参考极化映射器输出分量(RP(s))与对应的一系列关联极化映射器输出分量(AP(s))。作为可供选择的另一替代方案，分量RP(s)与AP(s)称为参考波状态调制信号与关联波状态调制信号。这些是上面描述的波状态的分量。基于由映射器410自包括至少两个非正交极化状态的极化状态(P_{j，j＝1 to J})的星座(P)选择的极化状态(P_j)，一对参考与关联映射器输出分量的每一组合定义波状态(WS)。发射器设备400进一步包括参考极化(RP)调制器420，其产生调制的RP信号(RP(t))，其为来自分量(RP(s))的窄带信号，还包括关联极化(AP)调制器425，其产生调制的AP信号(AP(t))，其为来自分量(AP(s))的窄带信号。调制的RP信号(RP(t))连接到参考信号(R)发射器430，其放大调制的RP信号，产生连接到第一极化天线440的参考发射信号。调制的AP信号(AP(t))连接到关联信号(O)发射器435，其放大调制的AP信号，产生连接到第二极化天线445的关联发射信号，第二极化天线445的极化与第一极化天线440不同。优选地，两个天线440、445的极化是正交的。来自两个天线440、445的无线信号在远场组合，变成基本上窄带平面波射频信号，其按照由映射器410确定的组合调制状态极化。

对于每一状态时间，映射器410从优选地存储在极化状态表412中的极化状态集(或星座)选择至少一个极化状态。可存在超过一个极化表，或者作为对存储的替代，可在需要时计算极化状态。而且，对于每一状态时间，映射器410可选择正交非极化调制状态，其优选地存储在非极化状态表414中，但作为可供选择的另一替代方案，也可以计算它们。一个正交非极化调制的状态中的变化独立于任一其它的正交非极化或极化调制的状态中的变化，禁止自外部施加的关系。正交非极化调制包括幅度、绝对相位、频率、时间(如跳变跳时中那样)、或其互斥组合(即，幅度/绝对相位调制正交于频率与极化调制)，此后更简单地称之为非极化调制。非极化调制的状态这里称为非极化状态。非极化调制的一个示例是众所周知的16QAM(具有16个状态的四幅度调制)。当选择一个极化状态以及一或多个非极化状态时，由组合功能416将它们组合，以便为状态时间产生参考极化映射器输出分量(RP(s))与相应的关联极化映射器输出分量(AP(s))。组合功能416以这样的方式组合一个极化状态以及一或多个非极化状态以生成组合调制状态，其保持状态的正交本质。下面的关系为幅度/绝对相位阐释了这一点。此关系从方程(2)获得，其通过缩放幅度系数，使得其组合幅度为1，并通过使δ等于Φ_y与Φ_x的差。

${\stackrel{\→}{E}}_z\left(t\right)=\left|E\right|({\hat{a}}_x{e}_x\cos ({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\φ})+{\hat{a}}_y{e}_y\cos ({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\φ}+\mathrm{\δ}))---\left(13\right)$

其中 $\left|E\right|=\sqrt{E_x^2+E_y^2},$ e_x＝E_x/|E|，并且e_y＝E_y/|E|

在方程13中，Φ_x现在写为Φ，因为其对于电场的x与y分量是共同的。为清晰起见，这里将Φ称为电场的绝对相位，以将其从δ区别开，这里将δ称为极化相位，或极化相位差。方程(13)也可写为

${\stackrel{\→}{E}}_z\left(t\right)=\left|E\right|({\hat{a}}_x\cos \mathrm{\γ}\cos ({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\φ})+{\hat{a}}_y\sin \mathrm{\γ}\cos ({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\φ}+\mathrm{\δ}))---\left(14\right)$

或者以复数形式为

${\stackrel{\→}{E}}_z\left(t\right)=\mathrm{Re}\left[\right|E\left|({\hat{a}}_c\cos \mathrm{\γ}+{\hat{a}}_y{e}^{\mathrm{j\δ}}\sin \mathrm{\γ})e^{j(w_{1}t+\mathrm{\φ})}\right]---\left(15\right)$

根据方程14，其对于为窄带信号的频率信号而言是精确的，可看到|E|、Φ、与ω_c可随状态时间变化，而极化参数(γ与δ)的值可独立地确定；因此，幅度状态、绝对相位状态、与频率状态可独立于极化状态而变化。

参照图5，显示了发射器设备400的框图的一部分，其遵照本发明的优选实施例。在此发射器设备400实施例中，映射器410的输出实际上作为参考极化映射器输出分量(RP(s))的同相(RPI)与正交(RPQ)系数以及关联极化映射器输出分量(AP(s))的同相(API)与正交(APQ)系数产生。对于极化状态，映射器输出分量的正交与正交相位(波状态)系数可由方程(14)或(15)为正交极化天线确定为：

RPI(s)＝cosγ_s＝I_RP                            (16)

RPQ(s)＝0

API(s)＝sinγ_scosδ_s＝I_AP

APQ(s)＝sinγ_ssinδ_s＝Q_AP

其中I_RP、I_AP、与Q_AP为极化状态的复系数；I_RP为极化状态的参考极化分量的同相系数，而I_AP、与Q_AP为极化状态的关联极化分量的复系数。当极化状态(γ_s，δ_s)与幅度/绝对相位状态(|E_s|，Φ_s)组合时，组合调制(波状态)的同相与正交相位系数可由方程(14)或(15)为正交极化天线确定为：

RPI(s)＝|E_s|cosγ_scosφ_s＝I_RPI_Ψ                       (17)

RPQ(s)＝|E_s|cosγ_ssinφ_s＝I_RPQ_Ψ

API(s)＝|E_s|sinγ_scos(φ_s+δ_s)＝I_API_Ψ+Q_APQ_Ψ

APQ(s)＝|E_s|sinγ_ssin(φ_s+δ_s)＝I_APQ_Ψ-Q_API_Ψ

其中I_Ψ＝|E|cosΨ与Q_Ψ＝|E|sinΨ为幅度/绝对相位状态的复系数。这些系数连接到复调制器422、427，其优选地使用数字信号处理器实现，以组合同相与正交相位系数，以在状态时间期间生成离散波形。由复调制器生成的样本连接到传统的数模转换器/滤波器424、429，其生成RP(t)与AP(t)信号，这些信号由正交天线440、445放大和发射。可使用可供选择的其它技术，例如使用模拟复调制器或其它状态机复调制器。遵照本发明的第一实施例，映射器410具有极化表412，其为极化星座P中的每一状态存储参数值γ_j与δ_j，还具有非极化表414，其为幅度/绝对相位状态(Ψ_{m，m＝1 to M})的星座Ψ中的每一状态存储参数值|E_m|与Φ_m。其后，可使用方程(16)计算极化状态，或使用方程组(17)中的中央因子计算组合调制状态，以生成复I与Q波状态系数RPI、RPQ、API、与APQ。遵照本发明的另一实施例，映射器410具有极化表412，其为极化状态的星座P中的每一状态存储复系数I_RP、I_AP、与I_QP，还具有另一表414，其为幅度/绝对相位状态的星座Ψ中的每一状态存储系数I_Ψ与Q_Ψ，并使用方程组(17)中的右手因子将其组合，以生成I与Q波状态系数RPI、RPQ、API、与APQ。在某些实施例中，可能有多个极化表和/或非极化表，而为特定目的对极化状态的选择限制在一个表。例如，可由基站从分配给用户设备的极化星座或子星座选择这样的极化状态，其为移动单元编码数据符号。

可通过修改值ω_c来实现频率调制与跳频。可通过分配没有信号的时隙和存在具有组合的或单独的调制状态的信号的其它时隙来实现跳时。

在本发明的一个实施例中，基于由对应于用户设备的伪噪声(PN)发生器发生的伪随机数来选择极化状态(P_j)，并基于与用户设备相关联(发送给用户设备或自用户设备接收)的数据集的子集来选择幅度/绝对相位状态(Ψ_m)。

在本实施例的另一实现方式中，基于由对应于用户设备的伪噪声(PN)发生器发生的伪随机数来选择幅度/绝对相位状态(Ψ_m)，并基于与用户设备相关联的数据集的子集来选择极化状态(P_j)。

参照图6，显示了用在通信系统中的接收器设备600的框图，其遵照参照图4与5描述的优选实施例400。无线信号由两个不同地极化的天线450、455截获，这些天线可正交地极化，并连接到两个接收器前端：参考信号前端(R FE)460与关联信号前端(O FE)465，其按照必要的那样将信号下变频并将它们转换为基带信号，参考接收极化信号分量R’P(t)与关联接收极化信号分量A’P(t)。其后，在A/D功能470、475中将基带信号从模拟转换为数字。使用可包括接收导频信号在内的技术，获得与发射信号的频率与相位的同步，并确定接收与发射信号的相对幅度以及接收信号与发射信号之间的旋转角度。A/D功能470、475提供参考接收极化样本分量R’P(s)与关联接收极化样本分量A’P(s)的同相与正交相位抽样系数。将这些系数供应给极化处理器(或极化解映射器)480。极化处理器480包括极化滤波器485，其纠正信道缺陷(如下面更详细地描述的那样)，纠正不想要的信号(如下面更详细地描述的那样)，从而生成想要的信号的最佳估计，还包括状态解映射器486，其确定最可能的发射的状态。当接收器600被设计为仅接收意欲送往一个用户设备的信号时，则将最可能的状态连接到数据与用户设备ID功能490，其仅需将该状态作为意欲送往该用户设备的数据集的指示接受。当接收器600被设计为接收意欲由固定设备(即，基站控制器)处理的信号时，则将最可能的状态连接到数据与用户设备ID功能490，其可从该状态确定用户设备ID与数据集。优选地，可将状态从状态解映射器486传送到数据与用户设备ID功能，其中状态作为一组二进制索引，即状态号，或者作为可供选择的另一替代方案，以其它的方式，例如状态参数或数字同相与正交系数。例如，如果存在16个极化状态与16个QAM状态，可将接收的极化与幅度/绝对相位状态作为二进制状态号(例如，0110、0101)、或状态参数(例如，对于极化，转换为二进制值的以弧度为单位的γ与δ或ε与τ，对于幅度/绝对相位，+10、-11；或者对于极化，I_RP、I_AP、与Q_AP，对于幅度/绝对相位，I_Ψ、Q_Ψ，其均为二进制值)。同样的可供选择的替代方案可用于将此信息从数据与用户ID功能405传送到发射器400的极化处理器410。

极化滤波器485包括极化矢量发生器484，其连接到点积功能482。当接收信号包括与超过一个用户设备相关联的同时的信息，并且用户设备由信号的极化状态标识时，极化矢量发生器484可确定不想要的信号的用户设备的极化状态，并将其连接到点积功能482。点积功能482对组合的不想要的极化矢量的同相与正交相位系数同由A/D功能470、475生成的系数进行点积，以生成想要的信号的最佳估计。这在下面更详细地解释。想要的信号连接到状态解映射器486，其中使用系数R’PI、R’PQ、A’PI、与A’PQ来确定极化与幅度/绝对相位状态的最佳估计。状态解映射器486优选地包括极化星座(P’)487与非极化星座(NP’)488(在此示例中，幅度/绝对相位状态星座(Ψ’))，其至少包含与接收器600相关联的各个状态(即，它们可以是固定网络设备中包括的较大星座的子集)。极化处理器480使用极化与幅度/绝对相位状态的最佳估计与星座(其可作为表来实施)，以使用这里在其它地方描述的距离度量，确定星座中最接近最佳估计的状态。这些是最可能的传送给数据与用户设备ID功能490的发射状态(P’_j)。

将意识到，在本独特发明的初步实现中，不使用非极化状态；使用至少三个极化状态；在每一状态时间期间使用一个，以确定一数据集。例如，使用16个极化状态来标识4比特集。可将包括发射器400与接收器600的通信系统描述为这样的通信系统，其中从两个不同地极化的天线发射无线信号，其在无线信号的波状态传送信息的状态时间期间得到调制，并基于自包括至少三个极化状态的极化状态星座中选择的一或多个极化状态。对一个实施例的总结是，从信息的一部分形成非极化调制状态，选择与用户设备相关联的极化状态，并将非极化调制状态与选择的极化状态组合，以形成用户可识别数据符号。其后，将不同用户设备的用户可识别数据符号组合，以确定波状态。可使用线性组合来组合用户可识别符号。

现在将描述极化调制的独特使用的其它示例。

参照图7，显示了示例性发射器700的框图，其采用极化状态映射以增加多载波正交频分复用(OFDM)系统中的数据速率，其遵照本发明的实施例。可将类似技术应用到单载波调制与其它多载波调制。

将输入数据提供给编码与交织框70，其操作以提供冗余，该冗余可纠正诸如衰减等信号路径退化。在72，将框70的输出从串行数据集转换为并行数据集。在此示例中，将4级正交幅度调制(QAM)与四极化状态调制组合，从而将每一OFDM子信道的数据速率从每状态时间两比特加倍到每状态时间四比特。在极化映射框74处，将QAM符号与极化状态映射到复波状态，使得对于参考与关联极化信道，该复数和所选QAM与极化状态关联。表1中显示了可由发射器700使用的组合4级调制QPSK状态与4极化状态的示例性映射。极化状态为水平(H)、垂直(V)、45°线性极化(LP@45)与135°线性极化(LP@135)。

为了减小由错误极化状态检测导致的错误的数目，可以以与标准调制技术类似的方式采用格雷编码。

QPSK状态(4)	极化状态(4)	波状态(16)
			I，Q系数	γ，δ	RPI，RPQ，API，APQ系数
1，1	0，0(水平极化)	+1+100-1+100+1-100-1-100
			1，-1	0，π/4(45°线性极化)	+2/2+2/2+2/2+2/2-2/2+2/2-2/2+2/2+2/2-2/2+2/2-2/2-2/2-2/2-2/2-2/2
-1，1	0，π/2(垂直极化)	00+1+100-1+100+1-100-1-1
			-1，-1	0，-π/4(135°线性极化)	+2/2+2/2-2/2-2/2-2/2+2/2+2/2-2/2+2/2-2/2-2/2+2/2-2/2-2/2+2/2+2/2

                         表1

其后，分别在框78与80，对每一子信道的由系数RPI、RPQ、API、与APQ表示的复状态进行快速傅立叶反变换(IFFT)，生成数字化幅度值的并行集，其分别在框82与84被转换为串行值。将意识到，进行快速傅立叶反变换与使用多个混频器进行频率复用在功能上等价，但是是在数字域中进行，优选地使用数字信号处理器。

为阐释这一点，当使用正交极化天线时，为参考与关联信道准备单个OFDM符号如下

$S_{\mathrm{RP}}=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{RPI}}_m+{\mathrm{jRPQ}}_m)\exp (j2\mathrm{\πmn}/N)---\left(18\right)$

$S_{\mathrm{AP}}=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{API}}_m+{\mathrm{jAPQ}}_m)\exp (j2\mathrm{\πmn}/N)---\left(19\right)$

其中，m为子载波频率，N为一个OFDM符号之内子载波的数目，而n表示离散时间。(20)与(21)的实部(其为被发送的信号)为

$S_{\mathrm{RP}}\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{\mathrm{Rm}}\cos (2\mathrm{\πmn}/N+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Rm}})---\left(20\right)$

$S_{\mathrm{AP}}\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{\mathrm{Am}}\cos (2\mathrm{\πmn}/N+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Am}})---\left(21\right)$

其幅度

$E_{\mathrm{Rm}}=\sqrt{{\mathrm{RPI}}_m^2+{\mathrm{RPQ}}_m^2},E_{\mathrm{Am}}=\sqrt{{\mathrm{API}}_m^2+{\mathrm{APQ}}_m^2}---\left(22\right)$

相位

θ_Rm＝tan^-1(RPI_m/RPQ_m)，θ_Om＝tan^-1(OPI_m/OPQ_m)      (23)

由并串转换器82、84将IFFT 78、80的输出转换为串行数值集。分别在D/A转换器86与88进行数模(D/A)转换，继之以在RF部件90与92放大、频率转换、与滤波，并以两个天线94与96发射。当两个天线展现两正交极化特性时，每一路径上的发射信号由下式给出

$S_{\mathrm{RP}}\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{\mathrm{Rm}}\cos [2\mathrm{\π}(f_c+f_m)t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Rm}}],0\≤t\≤T_{\mathrm{OFDM}}---\left(24\right)$

$S_{\mathrm{AP}}\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{\mathrm{Am}}\cos \left[2\mathrm{\π}(f_c+f_m)t{+\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Am}}\right],0\≤t\≤T_{\mathrm{OFDM}}---\left(25\right)$

这里，t为时间，f_c为载波频率，而f_m为第m个子信道的频率。注意方程(24)-(25)与(2)之间的相似性，其中相位与幅度对应，即，

$E_{\mathrm{Rm}}\≅E_x,{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Rm}}\≅{\mathrm{\φ}}_x---\left(26\right)$

$E_{\mathrm{Am}}\≅E_y,{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Am}}\≅{\mathrm{\φ}}_y---\left(27\right)$

这样，将意识到，极化状态映射已导致数据速率增加，在此情形中数据速率加倍。

参照图7描述的发射器中使用的提议的极化状态映射技术的框图显示了对于发射器的参考与关联信道中的每一个进行重复的操作。将数据集编码并交织并发送给串并转换器72。其后，对于每一子信道，由极化映射器74将每一QAM数据集映射到极化状态，如从该数据集确定的那样，并且其后映射器输出由IFFT 78、80进行处理。可以选择循环地扩展符号(增加保护间隔)，其后，数据由并串转换器82、84幅度系数进行处理。在DAC 86、88中将幅度系数转换到模拟信号，并且其后由RF部件90、92处理幅度系数，RF部件进行上变频、放大、与发射。

通过使用更多极化状态，甚至可获得更高的数据速率增加。例如，在OFDM通信系统中，可使用下面的技术发送N个用户设备的Q个数据符号：

1)从信息的一部分形成非极化调制状态；

2)选择与用户设备相关联的极化状态作为极化状态；

3)将非极化调制状态与选择的极化状态组合，以形成用户可识别数据符号；

4)重复步骤1)、2)、与3)，以便为Q个用户设备中的每一个形成不超过N个用户可识别数据符号；

5)将Q个用户设备中的每一个的一用户可识别数据符号组合，以形成N个子信道参考波状态分量之一与N个子信道关联波状态分量之一；

6)使用快速傅立叶反变换，将在步骤5)形成的N个子信道参考波状态分量组合，以生成复参考与关联波状态系数；和

7)使用复参考波状态系数与复关联波状态系数，生成调制无线信号。

参照图8，显示了接收器800的框图，其遵照本发明的实施例。一般地，在接收器800中执行发射器700中执行的操作的反操作，以恢复解调的数据。在此示例性实施例中，两个不同地极化的天线102与104将接收的信号分别提供给RF部件106与108。RF部件106与108放大、滤波并将接收的信号转换为基带信号，其后由模数转换器110与112分别将该基带信号转换为数字抽样。其后由串并转换器114与116分别将数字样本转换为并行数据值。在由极化处理器(也称解映射器)122处理之前，在FFT框118与120对并行数据值进行快速傅立叶变换，极化处理器122纠正信道缺陷与不想要的信号(如下面更详细地描述的那样)，并将FFT数据映射回并行数据，如其先前由发射器的框72产生的那样。其后，在128，将数据转换为串行数据流，其后将串行数据流传递给框130以进行解码与解交织，以完全恢复原先发射的数据。

这样，在本发明的特定实施例中，有可能在状态时间之内分配更大数目的调制状态，以实现数据速率增加，或提供信道化，如下面更详细地描述的那样。通过遵循上面描述的技术，有可能为每一OFDM信号实现更高数目的极化状态映射(3比特、4比特、等等)。唯一重要的问题是为唯一地标识状态起见，极化状态在庞加莱球上的密度，以及极化状态彼此靠近的程度。我们可认为这与M-QAM多少类似，在M-QAM中需要更高的信噪比(SNR)；为将更大数目的比特映射到更多极化状态，需要更高的极化功率对噪声比(PNR)。

可将包括发射器700与接收器800的OFDM通信系统描述为这样的通信系统，其中生成多个频率信道，其中每一频率信道在状态时间期间具有极化状态，其基于要传送的信息的一部分；并且由频率复用组合多个频率信道，以形成波状态。当使用上面描述的数字方法时，数字地表示频率信道；仅在组合数字信道之后创建实时信号。

将进一步意识到，可在超宽带系统中使用与这里参照OFDM发射器700与接收器800描述的非常相似的技术，在超宽带系统中，每一子载波的带宽满足管制实体的要求，并且子载波的总带宽大于载波频率的25％，该载波频率位于最低与最高子载波频率之间的一个定义的值(例如中间值)。

极化映射对于载波对干扰的改善

可遵照某些规定的量映射极化状态，使得状态可落在庞加莱球上的特定区域中，或扩展到整个球。在后一情形中，适当地选择将极化状态放在球上与球镶嵌问题类似(即，点在球表面上的分布)。传播信道与所需的规范将确定是否将点均匀地分布在庞加莱球上。在静态或者甚至准静态信道中，极化状态的等距离分布可能是适宜的。然而，在更移动的应用中，球的特定区域有可能将容忍极化状态的更密集的聚集。这可经由极化导频的传输以及接收器端适宜的纠正技术来测试，如下面将讨论的那样。

在通信系统的开发中，值得仔细考虑的参数之一是载波干扰(C/I)比。为通信系统中适当的操作与可靠的通信起见，依据采用的调制的类型，此参数的值一般不得不超过特定水平。在蜂窝式应用中，在同一频率上发射的基站(BS)由某预定义的距离隔开，如C/I要求确定的那样，导致某重用模式。一般地，对于这些无线系统而言，在特定区域中为操作分配频谱。结果，应预测和控制共信道干扰。

这与无线局域网(WLAN)应用的情形不同，其中可由多个系统使用可用的频谱，只要它们的设备满足联邦通信委员会(FCC)定义的规则。在设备制造商或服务提供商之间不要求协调。因此，确保C/I要求的传统重用方法可能不适用。本发明的一个实施例实现极化状态映射，以改善共信道干扰并增大系统容量。

为描述此实施例，考虑方程(24)与(25)，其为OFDM的基本极化状态映射方程。如我们已经注意的那样，(在-z方向中)发射信号的极化状态由干扰(例如，水平)与关联(例如，垂直)分量之间的幅度比及其相位差确定。在适宜的条件下，接收器参考(例如，水平极化)与关联(例如，垂直极化)天线的输出由下式给出

$S_R\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{\mathrm{Rm}}{C}_{\mathrm{Rm}}\cos [2\mathrm{\π}(f_c+f_m)t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Rm}}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{Rm}}],0\≤t\≤T_{\mathrm{OFDM}}---\left(28\right)$

$S_A\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{\mathrm{Am}}{C}_{\mathrm{Am}}\cos [2\mathrm{\π}(f_c+f_m)t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Am}}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{Am}}],0\≤t\≤T_{\mathrm{OFDM}}---\left(29\right)$

其中C_m与φ_m分别表示第m个子载波的极化信道抽头增益与相位。方程(28)与(29)假定不存在ISI(符号间干扰)、ICI(载波间干扰)，并且T_OFDM＜＜信道的相干时间。另外，在显然的简化之后，此方案也适用于窄带单载波信号。

在此实施例中，可使用极化状态映射来增大系统容量，其通过使用极化状态将在一状态时间内发射的信息标识到多个移动单元(MU)(也称为用户设备)中对应的一个。对极化状态映射/解映射操作给予特别注意，并将极化滤波作为改善系统性能的额外的极化状态处理包括进来。

信号强度在极化状态描述中是不必要的量，因此引入正则化复矢量表示如下

$\hat{e}=\cos \left({\mathrm{\γ}}_m\right)\hat{x}+e^{j{\mathrm{\δ}}_m}\sin \left({\mathrm{\γ}}_m\right)\hat{y}---\left(30\right)$

其中

${\mathrm{\γ}}_m={\tan }^{-1}\left(\frac{E_{\mathrm{Vm}}}{E_{\mathrm{Hm}}}\right),$ 0≤γ≤π/2；δ_m＝θ_Vm-θ_Hm，-π＜δ＜π(31)

当包括幅度/绝对相位调制时，方程(30)扩展为方程(15)。

如已经注意到的那样，参数2γ表示大圆距离的平面到水平极化(HP)点的角度，而δ为相对于赤道的大圆角。这些角度就是将信号映射到庞加莱球上所必需的一切。

参照表2，现在描述映射与解映射操作的示例。在此示例中，接入点(AP)使用同一频率与时隙与多个用户设备通信，如图9中描绘的那样。可实现参照图4-6描述的发射器400与接收器600，以遵照本示例操作。在此示例中，参考与关联天线分别为水平与垂直极化天线。我们假定将AP与每一移动单元(MU——也称为用户设备)建模为在准静态环境中操作，使得接收信号的极化状态(PS)在包括多个符号时间的帧持续时间内不变。为了简化计算，将参照单个载波进行分析，需要意识到的是，可以对其它子载波进行类似的操作。其后，我们将首先考虑将两个MU中的每一个的幅度/绝对相位星座映射到分配给每一MU的PS上，如表2中列出的那样，导致生成用户可识别数据符号。

MU，幅度/相位类型

幅度/相位状态|Em|，_m

极化状态γm，δm

水平信道复电压

垂直信道复电压

1，002，00	1.082，32.5°1.181，-32.5°	22.49°，0°64.95°，0°	ej32.50.5e-j32.5	0.414ej32.51.07e-j32.5
					1，102，10	1.082，52.5°1.181，-12.5°	22.49°，0°64.95°，0°	ej52.50.5e-j12.5	0.414ej52.51.07e-j12.5
1，112，11	1.082，72.5°1.181，7.5°	22.49°，0°64.95°，0°	ej72.50.5ej7.5	0.414ej72.51.07ej7.5
					1，012，01	1.082，92.5°1.181，27.5°	22.49°，0°64.95°，0°	ej92.50.5ej27.5	0.414ej92.51.07ej27.5

                            表2

在表2中，水平与垂直分量在同一行中。选择组合调制状态值，使得对于每一用户设备，每一组合映射到庞加莱球上的单个极化状态。现在，假定意欲送往第一MU的发射状态的PS位于庞加莱球的第一区域中，而意欲送往另一MU的发射状态的PS位于不相邻区域中，如图9中所示的那样。可以以如表2中所示的方式为每一单元分析这些状态。还可实现参照图4-6描述的发射器400与接收器600，以遵照本示例操作。

为简单起见，现在假定两MU均使用同一正交相移键控(QPSK)状态(但它们不必以同样的顺序定义)。添加和使用复系数，以生成发射信号分量，将其应用到参考与关联天线，以便为每一所选用户生成一极化状态。这样，通过不同用户设备的用户可识别数据符号的线性组合确定波状态。AP的发射器天线输出处的复合电场现在可写为

$\stackrel{\→}{E}\left(\mathrm{nT}\right)=\left\{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{H1}\left(\mathrm{nT}\right)\cos \right[2\mathrm{\π}(f_c+f_1)(t-\mathrm{nT})+{\mathrm{\θ}}_{H1}\left(\mathrm{nT}\right)]+\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{H2}\left(\mathrm{nT}\right)\cos [2\mathrm{\π}(f_c+f_1)(t-\mathrm{nT})+{\mathrm{\θ}}_{H2}\left(\mathrm{nT}\right)\left]\right\}\hat{x}+$

$\left\{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{V1}\left(\mathrm{nT}\right)\cos \right[2\mathrm{\π}(f_c+f_1)(t-\mathrm{nT})+{\mathrm{\θ}}_{V1}\left(\mathrm{nT}\right)]+\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{V2}\left(\mathrm{nT}\right)\cos [2\mathrm{\π}(f_c+f_1)(t-\mathrm{nT})+{\mathrm{\θ}}_{V2}\left(\mathrm{nT}\right)\left]\right\}\hat{x}---\left(32\right)$

其中E(nT)是第n个符号周期T期间的电场幅度，θ(nT)是周期T期间的第n个相位，H1表示用户1的“水平”(参考)状态，V2是用户2的“垂直”(正交)状态，等等，f_c是载波频率，而f₁是第一个子载波的频率(我们选择其进行描述)。由于IFFT是线性算子，其允许同时生成具有不同极化状态的多个符号。事实上，尽管仅考虑一个干扰者，如果能容忍C/I中的退化，有可能支持多个用户(这一点在下面更详细地描述)。

在第一MU的接收器处，在量化(A/D)过程之后，将生成的复电压发送给FFT框，其中进行解调。FFT的输出现在可写为

S_H(t)＝R_H1C_H1exp[j(θ_H1+φ_H1)]+R_H2C_H2exp[j(θ_H2+φ_H2)]＝K_H1+K_H2，(33)

(单个子载波)

S_V(t)＝R_V1C_V1exp[j(θ_V1+φ_V1)]+R_V2C_V2exp[j(θ_V2+φ_V2)]＝K_V1+K_V2，(34)

(单个子载波)

其中H1表示用户1的水平极化状态，等等。将这些复值发送给极化处理器122，如图8中所示的那样。极化处理器122的功能是增大两个单元之间的C/I比，并利用点积来实现这一点。

截获的电场与接收天线之间的极化损失因子(PLF)可定义为

$\mathrm{PLF}=10\log |{\hat{E}}_i\·{\hat{E}}_a{|}^2\left(\mathrm{dB}\right)---\left(35\right)$

其中

是单位矢量，其分别表示入射场(其典型地包括反射分量)的极化状态与接收器天线的极化的单位矢量，而·表示点积操作。在此示例中，接收器知晓其自身的极化状态与第二MU的极化状态。存在多种方法可用在通信系统中，使得第一MU知晓其它MU的极化状态。例如，在信标信号期间，接入点可识别分配给活动的移动单元的极化状态。或者，比如说，MU可具有其它MU的极化状态表，该表周期性地更新。第一MU的接收器中的基带处理单元可在参考与关联信道(将这些在名义上标识为水平与垂直，但注意，可参照发射天线旋转MU天线集，且天线无需包括正交极化天线)中生成复第二MU参考电压，使得不想要的信号与第二MU参考电压之间的点积等于零。这些复电压也称为极化矢量，或抵消矢量。

为确定信道缺陷，信标信号还可包括一或多个信道纠正导频信号(即，包括从单个调制状态(其可包括极化状态)的预先确定的组合形成的调制状态的波状态)，MU使用其来纠正由信道与第一MU的接收天线的旋转引入的幅度与相位不平衡。下面描述某些可能的导频结构。极化滤波器使用此信息来在应用抵消矢量之前纠正接收信号中的信道缺陷。

可通过修改抵消矢量的复电压水平，来实现不想要的信号的抵消与想要的信号的衰减之间的折中。当接收器生成的噪声接近想要的信号的值时，可使用此类处理。

在将信号发送到极化处理器之前，将信道纠正应用到参考与关联极化路径中的接收符号。在出向(AP到MU)通信(即这里描述的情形)中，想要的与不想要的信号同样地受到信道的影响。因此，C_H1＝C_H2且φ_H1＝φ_H2，并且对于垂直极化信道而言也是如此。假定完美的信道均衡，由极化处理器生成的过滤的值由下式给出

${\mathrm{PP}}_O=[(K_{\mathrm{HC}1}+K_{\mathrm{HC}2})\hat{x}+(K_{\mathrm{VC}1}+K_{\mathrm{VC}2})\hat{y}]\·(K_{H2}^{\⊥}\hat{x}+K_{V2}^{\⊥}\hat{y})---\left(36\right)$

其中C下标指示已为信道缺陷纠正该符号，而⊥上标表示不想要的信号与极化处理器生成的复值(如遵照方程(35)确定的那样)之间的正交。事实上，方程(36)可写为

${\mathrm{PP}}_O=(K_{\mathrm{HC}1}\hat{x}+K_{\mathrm{VC}1}\hat{y})\·(K_{H2}^{\⊥}\hat{x}+K_{V2}^{\⊥}\hat{y})(K_{\mathrm{HC}2}\hat{x}+K_{\mathrm{VC}2}\hat{y})\·(K_{H2}^{\⊥}\hat{x}+K_{V2}^{\⊥}\hat{y})---\left(37\right)$

${\mathrm{PP}}_O=(K_{\mathrm{HC}1}\hat{x}+K_{\mathrm{VC}1}\hat{y})\·(K_{H2}^{\⊥}\hat{x}+K_{V2}^{\⊥}\hat{y})=R_{H1}\exp \left[j\left({\mathrm{\θ}}_{H1}\right)\right]\·K_{H2}^{\⊥}+---\left(38\right)$

$R_{V1}\exp \left[j\left({\mathrm{\θ}}_{V1}\right)\right]\·K_{v2}^{\⊥}$

PP_O是由AP发送的意欲送往第一MU的接收组合调制状态的最佳估计，其从称为滤波矢量或抵消状态的矢量与纠正的接收信号的点积确定。注意，极化滤波过程的结果是复标量，其等于参考与关联信道中接收的符号的和，其由通过极化处理器确定的第二MU的正交值修改。由于第一MU知晓不想要的信号的抵消状态分量的值，但不知晓接收信号是否意欲送往其自身(第一MU)，其可将抵消矢量与每一可能的纠正的发射极化状态(即，分配给所有活动MU的极化状态中的每一个，由已知信道纠正修改)进行点积，并将信道纠正的接收信号与乘法结果进行最大似然比较，以确定最有可能发射的极化状态。当涉及超过一个不想要的MU信号时，则MU可通过不想要的信号的干扰极化状态的矢量加法确定复合干扰状态，并且极化处理器使用复合干扰状态为复合干扰状态生成抵消矢量并使用如上面所描述的抵消矢量来确定最有可能发射的极化状态。遵照本发明的实施例，可使用庞加莱球上的最小大圆距离来确定由第一MU标识的组合调制状态的星座或子星座中哪一状态最接近意欲送往第一MU的接收状态的PP_O估计，从而是最有可能发射的状态。这样，在图9中，进行移动单元(MU)的极化状态到改善关于干扰移动单元的C/I的极化状态的映射。注意，将MU映射到一个区域中的单个极化状态。遵照另一可供选择的实施例，首先确定过滤的信号PP_O的极化状态(其为接收的想要的极化状态的最佳估计)。其与包括所有可能的想要的极化状态的极化星座一同使用，以使用最小距离度量确定最有可能发射的极化状态，其后使用该状态来确定一或多个接收的想要的非极化调制状态的最佳估计，并且使用该最佳估计连同包括所有可能的想要的非极化状态的非极化星座一同使用，以通过最小距离度量确定最有可能发射的非极化状态。

将意识到，上面的描述细述了这样的情形，其中AP发射包括两个MU的状态的信号，且分析在第一MU处进行，使得第二MU的信号为不想要的信号。然而，当同时接收来自多个MU的信号时，可使用同一方法来分析在接入点或移动单元处接收的信号。在此情形中，当试图恢复来自第一MU的信息时，来自第二或多个其它MU的信号是干扰的不想要的信号。本发明的好处仍将产生，但由于从不同发射器接收的信号的不完美的同步，以及由各个信道引入的幅度与相位不平衡的较不完美的估计，这些好处有可能多少有些减少。

将进一步意识到，作为增加到第一MU的数据传输带宽的一种方法，可向第一MU分配超过一个极化状态；在此示例中，可通过对不想要的信号进行数据滤波操作，如上面所描述的那样，确定分配给第一MU的多个极化状态中的每一个的最有可能发射的非极化调制状态。

将进一步意识到，可实现本发明的此实施例的某些好处，而无需纠正接收信号分量，但要使用滤波矢量，其基于不想要的信号的已知极化状态。

参照图10，具有想要的信号的PLF(如方程(35)定义的那样)的CDF(积累分布函数)的曲线的图显示了用于改善多个用户设备之间的C/I的极化状态映射的一些仿真结果。注意，最坏情形是当将想要的与不想要的信号的极化状态限制到庞加莱球的同一区域时；在此情形中，显著地去除不想要的信号有可能是不可行的，因为想要的信号也将追随它。最佳情形是当想要的与不想要的信号位于相对区域时；在此情形中，我们有差不多100％的几率令PLF＝10dB。因为在此情形中有可能基本上完全地丢弃不想要的信号，接收器可决定是否利用接收信号的极化状态，即，选择不同的极化状态，使得不想要的信号没有完全抵消，但想要的信号的极化损失因子(与信噪比)得到改善。

参照图11，另一图显示了最佳情形中实际C/I改善相对于不想要的信号的数目的仿真曲线，其中想要的与多个不想要的信号位于相对的区域上。显然的是，当有四个或更多干扰者时，C/I改善多少受到削减。这意味着这可能是对在此状况下能够处理的不想要的信号的数目的实际限制。然而，需要注意的是，仍然有可能通过适宜地处理不想要的信号，支持多个用户设备。这在下一步处理，其中关于用户设备的数目与系统中的信道状况进行实际极化状态分配。

图10中提供的结果是在这样的假定下获得：仅有一个不想要的信号，并且其功率等于想要的信号的功率。将用户设备的极化状态放置在庞加莱球上可将要求的C/I比，接收器生成的噪声水平，以及想要的信号与由干扰MU生成的不想要的信号的接收功率纳入考虑。实现这一点的技术是经由(以下公式)为第一MU选择极化状态，其与干扰者的PS正交

${\hat{E}}_i\·{\hat{E}}_d=0---\left(39\right)$

其中

分别表示干扰与想要的信号的极化状态。可以看出，可通过使用下式来满足(41)

${\hat{E}}_{\mathrm{dH}}^{*}={\hat{E}}_{\mathrm{iV}},{\hat{E}}_{\mathrm{dV}}^{*}={\hat{E}}_{\mathrm{iH}}---\left(40\right)$

其中下标H与V分别表示参考与正交极化分量，而*表示复共轭操作。当仅有单个干扰者时，在理论上有可能使C/I趋近无穷大。然而，还应确定想要的信号的极化损失因子，使得可在接收器端的信噪比(SNR)与C/I比之间得到最佳折中。

参照图12，标注庞加莱球，以显示这样的情形，其中将一个移动单元的极化状态的子星座(子集)映射到庞加莱球上的一个区域中。在此情形中，关于枢轴极化状态(其可以是子星座的中心，如图12中所显示的那样，或者其可以是子星座点之一)进行此映射，可选择该状态，使得多个用户设备之间的C/I比增大，导致具有更高容量的系统。可通过将FFT操作之前的枢轴极化状态处的组合调制状态确定的复电压乘以一组N个偏移复电压之一，来实现枢轴极化状态周围的极化状态转换，其中已确定偏移复电压，以便以量Δγ_n，Δδ_n转换枢轴极化状态。在另一技术中，子星座包括一组枢轴极化状态与转换的极化状态，且索引方案允许使用C/I分析的结果选择转换的极化状态。这样，图12显示移动单元(MU)的极化状态到庞加莱球的区域中的极化状态的子集、或子星座之一的映射，其改善了相对于干扰移动单元的C/I。注意，将MU的子星座映射到庞加莱球的区域上。在此示例中，枢轴极化状态位于子星座的中心。此技术还可描述为从极化状态的星座的子集中选择与用户设备相关联的极化状态，其中该子集中的极化状态由用户设备的枢轴极化状态的极化定义参数的增量改变确定。对于多个用户设备，增量改变可依赖于用户设备处的C/I比，也可依赖于用户设备中的一或多个的接收功率水平，以及干扰设备的数量。

另一可供选择的使用极化状态来向超过一个用户同时发射数据的流程是使用表解码器。在此技术中，将每一用户设备的信息映射到从分配给每一用户设备的极化状态的子星座选择的极化状态，并发射信号。在每一状态时间，信号可建模为对于每一用户设备选择的状态的组合。复合信号的极化状态不同于每一单个信号的任一极化状态。每一用户设备的比特组合确定要从用户的极化子星座选择的状态。在接收器中存储包含所有可能的用户设备比特与接收极化状态组合的表。其后，在抵消不想要的信号后，将接收信号的极化状态与所有可能的极化状态进行比较。选择最接近接收信号的极化的极化状态(使用，比如说，状态在庞加莱球上的最小大圆距离)。解码的用户比特是对应于所选极化状态的比特组合。

如传统调制方案中那样，可使用导频符号，以便纠正由信道导致的退化，但也可独特地用于纠正接收天线关于发射天线的误定向。导频结构将取决于系统操作的环境，以及想要的传输效率。参照图13与14，显示了时分帧结构，其用于导频结构的两个示例的多个子信道，该导频结构可用于多载波通信系统的发射帧之内，其中字母D表示数据，而P表示导频。时隙与子信道结构可以是OFDM系统中使用的类型。接收器可使用空时隙，以确定是否有干扰信号，并估计极化状态。图13显示一开始用于估计信道的极化导频，且假定该信道对于传输的剩余部分是静态的(与802.11a中的准静态假定类似)。图14的导频结构显示在时间与频率上分布的极化导频，并且可适宜于高移动性应用，其中信道的极化动态随时间迅速改变。这样，在两种示例中，状态时间(时隙时间)为导频状态时间，而波状态包括从极化星座选择并与频率状态组合的极化状态。上面已描述用于C/I改善的极化状态映射过程。现在描述用于MU与AP之间的通信、涉及确定多个用户的极化状态与分配过程的一种技术，其改善系统容量。在此情形中，重点不过多地放在调制或如何映射极化状态(即，对于星座选项而言，映射到单个PS，或是映射到极化枢轴PS)上。作为替代，焦点主要在多个MU(移动单元)与单个AP(接入点)之间的通信，以及如何使用极化状态映射将用户设备分配到其各自的状态以增进系统容量上。

参照图15，显示了通信过程的流程图，其遵照本发明的实施例。除框150之外(其中信息的传送发生在AP与使用专用极化状态的MU之间)，AP与MU之间的任何其它通信均可发生，比如说，在传统的垂直极化信道上。这里描述的MAC(媒体接入控制)层与IEEE 802.11MAC非常类似。两者均基于CSMA/CA(具有冲突避免的载波侦听多址接入)。本发明的独特性是本描述的主要焦点之一。

在此通信过程中，从152开始，在156，用户设备请求连接。MU(用户设备)在具有单个预先确定的极化状态的信道上发起发现阶段。当在此发现阶段中在164找到AP时，在168，MU同AP进行鉴权与关联流程。在172，MU与AP共享定时与频率同步信息，并建立物理层参数，包括与用于数据传输的MU相关联的极化状态。其后，在150，可进行AP与MU之间的数据传输。过程在154结束。

参照图16，定时图阐释用于支持利用极化状态的多用户的帧结构与争用时隙，其遵照参照15描述的本发明的实施例。如所阐释的那样，在不同极化状态的MU与AP之间的通信的相邻通信时期202与204之间，争用时期200发生。在当前示例性实施例的数据传输时期150期间，传统802.11MAC仅能够支持一个用户。通过使用极化状态映射，在同一时间段期间并在同一频率上，使用与每一用户设备相关联的极化状态来为由极化状态标识的每一用户设备标识组合调制状态，图16中描绘的独特的MAC帧能够支持多个用户。优化争用时期的长度，使得允许多个用户设备同时访问信道。在当前的802.11MAC标准中没有此选项。在这里描述的独特系统中，信道由三个参数定义；时隙、中心频率与极化状态。在争用时期200期间，并且更具体地，在步骤172(参见图15)PHY(物理)层信息在MU与AP之间传输期间，可通过将信息从AP传输，使下面的参数对于MU可用：

●时间同步                                AP→MU

●频率分配                                AP→MU

●极化状态(出向/入向)通信                 AP→MU

●争用时期长度                            AP→MU

●编码率                                  AP→MU

●调制格式                                AP→MU

可令AP负责为出向(AP→MU)与入向((AP←MU)通信分配极化状态。极化状态的选择可基于：接收功率水平、要求的C/I比与系统中的用户数、或其它参数。这样，AP可设置争用时隙与支持的用户设备数之间的最优折中。争用时隙数可以是一天中时间的函数(在深夜，流量很少，争用时隙数也较少)，以及对于给定数目的通信帧AP已支持的用户设备数的抽样的函数。注意，如果单个MU可用，AP可行使高吞吐量选项，从而减小通信帧长度，因为使用可用极化状态来实现增加的数据速率特性。换言之，可向单个用户分配同时的极化时隙，而非多个时隙。

在争用时期(例如208)期间，一个示例的协议使用静默时期212，继之以随机退避时期214。在216，传输接入请求，继之以鉴权与关联。其后，在220，从AP向MU传输物理层参数，如上面所描述的那样。

这样，载波侦听多址、冲突避免通信系统的一个方面是在传输时期202、204期间，在状态时间期间，可同时传输多个设备的用户可识别数据符号。

在这里，强调以下一点是有用的：可使用极化导频来纠正媒体的去极化效应。MU可使用这些极化导频来向AP通知其接收的极化状态，反之亦然。与上面参照图9、以及方程(36)描述的技术非常类似地确定最有可能的非极化状态。

在开发任意数目的通信场景中，可使用上面讨论的极化状态技术作为另一自由度。下面讨论多个这样的场景，需要理解的是，下面公开的特定实施例不应被视为限制性的，而应被视为本领域技术人员在考虑这些教导之后能够想到的多种可能性的示例。

基于极化状态跳变(PSH)的极化状态分多址(PSDMA)

多址方案被用于在多个用户之间共享受限信道资源。在冲突避免系统中，单个用户设备使用信道的基本上全部的资源。在此节中，考虑两种不同种类的极化状态跳变(PSH)，称为基于伪噪声发生器(PN-PSH)与直接序列(DS-PSH)。

PN-PSH(伪噪声——极化状态跳变)

参照图17，描绘了示例性PN-PSH发射1700的框图，其遵照本发明的实施例。在此PN-PSH发射器1700中，向源编码器252与信道编码器254供应数据，这些编码器供应适宜的数据编码。源编码器252取得模拟信号并将它们转换为符号或比特的序列。信道编码器254为差错纠正的目的向输入比特添加冗余。交织256交织数据，以与克服突发噪声与干扰的影响。其后，在调制器258处使用来自交织器256的数据来确定非极化调制状态(例如，幅度/绝对相位状态)，并由参考与关联极化状态组合器260、270将非极化调制状态的调制状态分量与极化状态的分量组合。可将调制器258描述为执行与从映射器410的Ψ星座414选择调制状态(参见图4)相类似的功能，并将参考与关联极化状态组合器260、270描述为执行与映射器410的组合功能416相类似的功能。一旦映射到参考与关联极化状态，信号由包括复调制器与功率放大器262、274的RF部件进行处理，并经由天线264、276发射。使用图17的发射器1700中PN序列发生器250的状态确定信号的极化状态。PN发生器250向极化状态跳变器电路266提供伪随机数，其向参考与关联极化状态组合器260、270提供极化状态信息。为生成想要的波状态，使用两条路径：参考路径，其包括参考极化组合260、RF部件262、与天线264，以及关联路径，其包括关联极化组合器270、RF部件272、与天线274。因此，每一路径的增益与相位由伪噪声序列(PN发生器框250)生成的伪随机数以及调制器258的输出确定。天线264可以，比如说，是水平极化的，而天线276是垂直极化的，但也可使用其它非正交天线配置。将意识到，可将参考与关联极化组合器260、270组合为一个表，或者一组计算式。

生成的极化状态的总数目由下式给出

N＝2(2^m-1)                        (41)

其中N与m分别是极化状态的数目以及用于生成PN序列的移位寄存器阶段的数目。对于m的一个值，可能存在多个伪噪声发生器，其发生不同的序列。同一长度m或不同长度的不同PN序列发生器可用在发射器中，以实现极化跳变或非极化调制状态，其为不同的用户设备标识数据。

在每一非极化调制状态时间期间，在N个跳变时间中的每一个，PN发生器250向极化状态跳变器266提供一比特序列，其定义一码片。跳变器266选择对应于所提供的码片序列的极化状态，并将对应的复极化分量传递给参考与关联极化状态组合器260与270。因此，以伪随机选择的极化状态发射数据信息。在接收器端解调的一种方法是使用多数决定逻辑，即，如果至少(N+1)/2码片具有相同的组合调制状态，解码该符号。

极化跳变率快于符号率的PN-PSH系统类型称为快跳变。另一方面，在慢跳变PSH中，每符号时间改变极化状态，或者更慢(极化跳变率慢于符号率)。

快跳变技术可进一步描述为调制在N个状态时间期间从两个极化天线发射的无线信号，其中无线信号的N个波状态是基于从包括至少三个极化状态的极化状态星座选择的N个极化状态的序列连同非极化调制状态。非极化状态量化一组数据符号，其为与用户设备相关联的信息的一部分。N个极化状态的序列中的每一个使用由与用户设备相关联的伪噪声序列发生器发生的伪随机数从星座选择(N个极化状态不一定都是不同的，这是因为它们是伪随机地选择的)。在用户设备的接收器中同步地发生伪随机数，并使用其来复制极化状态序列，从而从非极化调制状态恢复数据符号。

慢跳变技术可进一步描述为调制在N个状态时间期间从两个极化天线发射的无线信号，其中无线信号的N个波状态分别基于从极化状态星座(P)选择的一个极化状态连同N个非极化调制状态之一。(N个非极化状态不一定是不同的状态。)N个不一定不同的非极化调制状态是从与用户设备相关联的一组数据符号确定。极化状态使用由与用户设备相关联的伪噪声序列发生器发生的一组比特从星座选择。在用户设备的接收器中同步地发生伪噪声发生器序列，并使用其来复制极化状态，从而从N个非极化调制状态恢复数据符号。

参照图18，显示了示例性PN-PSH接收器1800的框图，其执行图17中所示的PN-PSH发射器1700的反操作。在天线302与304处截获RF信号，其优选地正交极化(水平与垂直极化，比如说)。RF信号分别由RF接收器电路306与308处理，以生成基带信号，其后使用A/D转换器310与312将基带信号转换为数字。A/D转换器310与312的数字化输出在匹配滤波器316与318中处理。匹配滤波器316与318是特殊的滤波器，其特征与输入信号的(特征)匹配，以最大化输出峰值信号对平均噪声功率比。

分别在抽样电路322与324处抽样316与318的滤波的输出，并由极化处理器330处理抽样的信号。针对发射与接收信号之间的角度旋转，极化处理器330纠正抽样的信号，该角度旋转可能由发射与接收天线之间的角度偏移导致，或者由从发射器传播到接收器1800期间波的反射导致。这优选地通过对来自发射器1700的导频信号的测量来完成。极化处理器330从PN序列发生器334接收PN序列，该序列对应于发射所截获的RF信号的设备的PN发生器250的PN序列，并向极化解映射器340供应输出信号，极化解映射器340使用PN序列来从星座或子星座选择发射的极化状态(该星座或子星座具有与发射器1700所使用者相同的PN序列到极化状态的映射)，并使用所选极化状态恢复幅度/绝对相位调制状态，其使用方程(17)，该方程被修改以包括发射与接收信号之间的旋转角度β。一旦极化解映射器340完成极化状态解映射，在符号到二进制映射器344处将输出符号映射到二进制。其后，可由解交织器346与解码器348分别将二进制数据解交织和解码，以恢复发射数据。

DS-PSH(直接序列——极化状态跳变)

在此极化状态跳变方案中，将每一数据比特间隔划分为N个码片。令c＝(c₁ c₂...c_N)表示PN序列，其中N＝2ⁿ-1，并且n为用于发生PN序列的位移寄存器阶段的数目。以PN序列处理每一输入数据比特，以得到码片序列。处理的最简形式是异或操作。在此情形中，产生的码片序列由(以下公式)给出

a_k，i＝d_k_c_i                                    (42)

其中a_k，i、d_k与c_i表示对应于第k个数据比特的第j个输出码片，以及PN序列的第j个码片。在更一般的情形中，定义码片集到极化状态的映射(参见下面的三个示例)。这样，以伪随机的方式逐个码片集改变发射信号的极化状态，其由输出码片序列的映射确定。码片集可以短如一码片长(如下面的示例1中那样)，或者长如形成数据比特的码片集。

在此方案中，将极化码字(通过由用于每一用户设备的唯一PN序列发生器发生的数字从极化状态星座中选择的极化状态序列)分配给用户设备。每一用户设备利用其极化码字来调制信息并使用相关过程解调信息。参照图19，显示了示例性DS-PSH发射器1900的框图，其中在源编码器350处接收数据。其后，源编码的数据由信道编码器354编码。来自信道编码器354的编码数据由交织器356处理，其后传递给流处理器360，流处理器360也从PN发生器362接收PN序列。流处理器360遵照方程(42)工作。在其最简形式中，流处理器360对进来的比特与PN序列比特执行模2相加，但其它实施例也是可能的，而不偏离本发明，包括这样的实施例，其中由PN序列处理复调制状态。

在极化映射器366处，将流处理器360的输出映射到极化状态。极化映射366向发射器370供应水平极化映射的信号，而向发射器374供应垂直极化映射的信号。发射器370与374将其各自的输入转换为RF，并将这些信号分别传递给RF功率放大器376与378，以分别在水平极化天线380与垂直极化天线386上发射。

参照图20，DS-PSH接收器2000的框图，其可反转图19的发射器中执行的过程。在天线602处截获水平极化RF信号，而在天线604处截获垂直极化RF信号。这些信号分别由RF部件608与610处理，其可包括低噪声放大器、滤波器与频率转换电路。将这些RF部件608与610的基带输出供应给极化滤波器612，其将来自RF部件的模拟信号转换为数字抽样，并执行信道缺陷纠正与不想要的信号的削减的功能，如上面描述的那样。产生的滤波器数字分量连接到极化解映射器618，其也接受来自第一PN发生器614的输入，第一PN发生器614发生与发射器1900的PN发生器362所用的相同的PN码字。极化解映射器618使用PN码字来去除极化状态并发生接收码片集的流，其包括表示原始数据符号(在下面的示例中为比特)的码片的码片，该符号连接到发射器1900的流处理器360，但用于已在接收的无线信号中引起的未纠正的错误。在执行积分或累积功能的积分器626处，将极化解映射器618的码片的输出积分。积分器626的输出传递到判决设备，其将模拟抽样转换为符号，该符号形成该特定实施例所用的符号字母表的一部分。恢复的数据在634处解交织，并在解码器636与638处解码。

在又一实施例中，其中DS编码与PN-PSH均得到使用，在接收器2000中包括第二PN序列发生器614与流处理器。在此DS与PN-PSH组合中，要求两个PN序列。此组合在发射器中实现，比如说，通过将发射器1700的PN发生器250作为发射器1900中的第二PN发生器包括进来，第二PN发生器的输出连接到极化映射器366，以生成极化跳变状态。在此实施例中，发射器1900的第一PN发生器362生成PN码字，其被用于生成传统的PN处理的DS码片。这些连接到极化映射器366，其使用第二PN发生器序列以组合DS码片与跳变极化状态，如上面参照图17描述的那样。双重DS与PN-PSH可分别使用对于用户设备唯一的码字，从而提供额外的干扰保护。在接收器2000中，RF部件608与610的基带输出供应给极化滤波器612，其提供纠正信道缺陷与干扰的功能，如上面描述的那样。极化滤波器612向极化解映射器618提供输出，其使用PN状态跳变序列来去除极化跳变状态。产生的DS码片连接到本实施例中使用的可选流处理器，而来自第二PN序列发生器622的码字序列被用于恢复接收的符号码片，接收器2000的其余部分如上面描述的那样操作。

现在描述DS-PSH的第一示例，其中利用具有两阶段的PN码字发生器。与此两阶段发生器相关联的示例性的3码片长的PN序列是101。(一般地，可采用M个极化状态，每一状态能够发出1或0(或多级符号)。)在此示例中，采用两极化状态(M＝2)，即垂直(γ＝90°，δ＝0°)与水平(γ＝0°，δ＝0°)极化，其中1与0分别表示垂直与水平极化。在此示例中，首先由异或功能处理码片与数据比特，以生成处理的流，其后使用该流来选择两个极化状态之一，极化信号映射在表3中给出。

处理的码片	极化状态	Ex	Ey
				0	H	cos(ωt)	0
1	V	0	cos(ωt)

                    表3

当输入比特流为01，快PSH(每比特3跳)时，处理的码片序列将是010101，而在水平与垂直路径上发射的信号将是

{cos(ωt)，0，cos(ωt)，0，cos(ωt)，0}作为参考(水平)波信号

和

{0，cos(ωt)，0，cos(ωt)，0，cos(ωt)}作为正交(垂直)波信号

接收器与发射器PN同步。在PN序列的一个循环(三码片)上积分接收信号，以得到比特判决。

在DS-PSH的第二示例中，独立地使用码片与比特值，以选择四个波状态之一(使用码片值来选择极化状态，而数据比特选择幅度/绝对相位状态)。波状态映射在表4中给出。

数据比特	码片	Ex	Ey
				1	0	cos(ωt)	0
0	0	-cos(ωt)	0
				1	1	0	cos(ωt)
0	1	0	-cos(ωt)

                        表4

当输入比特流同样为01，快PSH(每比特3跳)时，在水平与垂直路径上发射的信号将是

{0，-cos(ωt)，0，0，cos(ωt)，0}作为参考(水平)波信号

和

{-cos(ωt)，0，-cos(ωt)，cos(ωt)，0，cos(ωt)}作为正交(垂直)波信号

在DS-PSH的第三示例中，使用四个极化状态，即水平、垂直、45°LP(线性极化)与135°LP(线性极化)。在此情形中，示例性PN循环为101101。注意，PN循环是前一情形的两倍长，因为以两个码片而非一个(码片)表示每一极化状态。此示例的极化映射显示在表5中。使用比特状态来选择幅度/绝对相位状态，其通过反转所选极化(E_x，E_y)的值。

两码片组合	极化状态	Ex	Ey
				01	H	cos(ωt)	0
00	V	0	cos(ωt)
				11	LP 45°	cos(ωt)	cos(ωt)
10	LP 135°	-cos(ωt)	-cos(ωt)

                        表5

对于输入比特流10，发射信号将是：

{-cos(ωt)，cos(ωt)，cos(ωt)，-cos(ωt)，cos(ωt)，-cos(ωt)}作为参考(水平)波信号

和

{-cos(ωt)，cos(ωt)，0，cos(ωt)，-cos(ωt)，0}作为正交(垂直)波信号。

注意，在所有三个示例中，接收器与发射器PN同步。从结构上说，示例三的接收器与前两个示例相同，但积分时期为两倍长，这是因为比特在PN序列的两个循环之内发射。

混合PSH多址方案

本领域技术人员将意识到，有利地，在通信系统中可以在许多变形中利用极化状态跳变以及将极化状态作为额外的自由度使用。通过示例而非限制的方式，描述下面的多址方案，其组合极化状态跳变(PSH)与其它MA方法：混合频分复用PSH(FDM/PSH)，混合时分复用PSH(TDM/PSH)，混合直接序列PSH(DS/PSH)，混合频率跳变PSH(FH/PSH)与混合时间跳变PSH(TH/PSH)。

对于混合FDM/PSH(频分复用PSH)与混合TDM/PSH(时分复用PSH)，对于FDM在频率域中，而对于TDM在不同的时隙中，在非交叠信道上发射每一用户设备的信息。在这里引入的混合方案中，对于FDM向频率信道，而对于TDM向时隙，分配极化状态。更具体地，由PN发生器确定每一FDM信道(或TDM时隙)的极化状态。在接收器端，采用与输入PN发生器同步的PN发生器。此PN发生器追踪每一FDM信道(或TDM时隙)的极化状态，其后信息得到解码。

FDM/PSH技术可进一步描述为包括下面的特性：使用来自与用户设备相关联的PN序列的伪随机数从极化星座选择极化状态。从一组频率信道选择与用户设备相关联的频率信道。使用幅度调制、绝对相位调制、与幅度/绝对相位调制之一形成基于数据符号的非极化状态。组合极化状态、频率信道(频率状态)与非极化状态，以便为用户设备形成组合调制状态，可将该组合调制状态与用于其它用户设备的组合调制状态组合，以形成波状态，从而通过在频率信道中向多个用户发送数据，增大系统中的数据吞吐量。

TDM/PSH技术可进一步描述为包括下面的特性：使用与用户设备相关联的伪随机数从星座选择极化状态。从一组时隙选择与用户设备相关联的时分复用时隙，以发射波状态。使用幅度调制、绝对相位调制、与幅度/绝对相位调制之一形成基于与用户设备相关联的信息的一部分的非极化调制状态。组合极化状态与非极化调制状态，以形成组合调制状态，可将该组合调制状态与用于其它用户设备的组合调制状态组合，以形成在时隙期间发射的波状态，从而通过在同一时隙中向多个用户发送数据，增大系统中的数据吞吐量。

参照图21，显示了用于发射混合DS/PSH(直接序列PSH)调制的波信号的发射器2100的框图，其遵照本发明的实施例。此示例中的系统是具有M个用户设备(用户设备1到用户设备M)的同步直接序列(DS)通信系统。在功能650、652到654，将每一用户设备的数据以Walsh码(W1到WM)分片，导致取值为-1与1的一系列符号，而产生的序列在658与RF得到调制。产生的序列的动态范围从-M到+M变化，其依据各个流的内容。其后，在解复用器662处将流解复用为两个分支。在极化状态星座中共有(2M+1)²个可能的极化状态，而在极化状态映射器666处将每一码片对映射为一极化状态，并分别使用水平极化分支发射器670与垂直分支发射器680在水平与垂直极化天线678与680上发射。这样，通过极化跳变实现信号发射。

参照图22，显示了用于接收混合DS/PSH波信号的接收器2200的框图，其遵照参照图21描述的本发明的实施例。在接收器2000处，分别由水平与垂直极化天线502与504截获发射信号，这些天线将截获的信号传递给水平分支接收器508与垂直分支接收器510。在极化状态解映射器514处将每一进来的码片的极化状态与所有可能的状态进行比较，并从接收的极化选择具有最小距离(例如，庞加莱球上的最小大圆距离)的状态。由极化状态解映射器514将极化状态反映射为电压，而由复用器518复用这些电压以形成直接序列CDMA信号。其后，在520、522到524处将该信号与Walsh码W₁到W_M混合，以恢复用户设备1到用户设备M的各个用户比特流(或者，如果接收器2000为单个用户设备接收器，仅包括一个Walsh混合器)。

参照图23，显示了示例性FH/PSH系统的极化状态对时间的曲线，其遵照本发明的实施例。除使用PN序列以选择跳变频率之外，FH/PSH(频率跳变PSH)利用基于由PN序列发生器发生的PN值(伪随机数)确定的伪随机极化状态。对于频率与极化状态跳变器，可使用同样的PN序列发生器或两个不同的PN发生器。在图23中画出的示例性系统中，每数据符号(其在本示例中为比特)有三个频率跳变与三个极化状态跳变。注意，一般地，每比特的频率跳变数与每比特的极化状态跳变数不一定相等。可将本技术描述为这样的技术，其中波状态的状态时间是数据码片时间。使用伪随机数从极化状态星座中选择极化状态。使用第二伪随机数从一组频率信道中选择频率信道。使用幅度调制、绝对相位调制、与幅度/绝对相位调制之一形成非极化码片状态。通过组合极化状态、频率状态、与码片状态，形成波状态。

参照图24，显示了用于示例性混合TH/PSH(时间跳变PSH)的极化状态对时隙的曲线，其遵照本发明的实施例。TH系统在帧内的时隙发射，其中所选时隙由PN发生器确定。与TH不同，TH/PSH系统装备有两个PN发生器，其发生由用户设备标识的PN序列：一个负责帧内的伪随机时隙选择，另一个为每一传输选择伪随机极化状态。可将此技术描述为确定要在帧内发射的非极化状态，该帧的持续时间为状态时间的倍数。第一伪随机数由与用户设备相关联的第一伪噪声序列发生器发生。使用第一伪随机数选择极化状态。第二伪随机数由与用户设备相关联的第二伪噪声序列发生器发生。通过组合所选极化状态与编码数据的非极化状态来确定波状态。在帧内的状态时间发射波状态，该帧通过使用第二伪随机数来选择。

在遵照本发明的另一实施例中，具有存储器的状态机存储遵照上面描述的本发明的实施例生成的组合调制状态。状态机(其可以是在存储的程序控制之下操作的定制顺序逻辑电路或处理器)基于至少一个先前选择的由上面所描述的技术之一生成的极化状态存储M个组合调制状态的序列，并在存储的序列上执行逻辑操作以生成有记忆编码的组合调制状态，其具有参考与关联复分量，这些分量用于生成波状态。逻辑操作是基于存储的序列(即，先前的组合调制状态之一)中的至少一个，其包括极化状态。这样的有记忆编码的示例为卷积编码与turbo编码。存储的组合调制状态序列也可以是基于当前选择的极化状态或当前确定的组合调制状态。此状态机可包括在参照图4描述的发射器400中，其通过包括状态机(图4中未显示)，该状态机连接到极化映射器416和RP与AP调制器420、425，并位于与这里描述的其它示例性发射器中的对应位置。

其后，设备中用于接收有记忆编码的组合调制状态的接收器可包括具有存储器的状态机，其存储接收的最佳估计的编码的组合调制状态，其被用于确定最有可能发射的调制状态，其表示最大似然估计过程中与用户设备相关联的信息部分。所用的最大似然估计过程可以是维特比(Viterbi)解码过程。此状态机可包括在参照图6描述的示例中，其通过包括状态机解码器(图6中未显示)，其连接到极化滤波器485和状态解映射器486，并位于与这里描述的其它示例性接收器中的对应位置。

在某些上面的系统实施例(例如上面参照图4-6描述的发射器400与接收器600)中，可加强发射设备以包括位置功能。可从多种位置确定机制之一获得位置，例如：来自GPS(全球定位系统)接收器的信息，或者由用户设备有线或无线地接收的消息中的信息，或者手工输入。其后，可使用该位置来基于位置选择极化状态，例如将位置信息传送到接收设备。作为可供选择的另一替代方案，可使用该位置来选择极化状态的子星座，例如使用已知为较少受信号穿越的环境退化的状态，或者，比如说，使用与来自该位置处所使用的其它用户设备的信号更兼容(更少干扰)的状态。在这样的实施例中，移动设备可将位置信息传送给接入点，该接入点可判决要使用哪一子星座。在其它实施例中，存储在查找表中的极化状态值可以是一天中时间的函数，例如使用已知为较少受信号穿越的环境退化的状态。必须向接收设备相应地供应—即，同样的星座与同样的位置或时间规则。在考虑本发明的教导之后，本领域技术人员将想到其它变形。

这里描述的本发明的实施例典型地以电气框图的形式描述。优选地，通过混合模拟硬件电路与组件(例如射频放大器、混合器、与天线)和编程处理器(例如微处理器、电脑、或数字信号处理器(具有相关联的存储器))来实现电器框图的框的功能，该混合被选择为最优化所构成的产品的特定参数，例如成本、大小、与功率要求。将意识到，作为可供选择的另一替代方案，可将框的功能解释为方法的步骤，该方法通过硬件实现，并使用框的功能来描述。然而，本发明不应限制为要求任何编程处理，这是因为本发明可使用等价于编程处理器的硬件组件来实现，例如专用硬件和/或状态机。

这里描述的发射器与接收器可包括在非常宽广种类的光电通信设备(即，其包括电路或光路，或两者)中的任何一种之中，包括消费者产品与商业产品，从复杂的视频蜂窝式电话、机器人、与无线电脑，到廉价的个人区域联网设备，例如手持式设备；还包括空间与军用产品，例如通信卫星与通信控制系统。

在前述说明中，已参照特定实施例描述了本发明及其好处与优点。然而，本领域技术人员意识到，可进行各种修改与变动，而不偏离如权利要求书所阐明的本发明的范围。相应地，规范与图形应被视为阐释性的而非限制性的，并且所有这样的修改均被试图包括在本发明的范围之内。好处、优点、问题的解决方案，以及任何可导致任何好处、优点、或解决方案发生或变得更加显著的一种或多种组件不应被解释为任何权利要求的决定性的、必需的、或本质性的特性或组件。

如这里所使用的那样，术语“包括”或其任何其它变形意欲覆盖非排它性的包括，使得包括一组组件的过程、方法、物品、或设备不仅包括这些组件，还可包括未特别地列出的或该过程、方法、物品、或设备所固有的其它组件。

术语“多个”，如这里所使用的那样，被定义为二或超过二。术语“另一”，如这里所使用的那样，被定义为至少第二或更多。术语“包括”和/或“具有”，如这里所使用的那样，被定义为包括。术语“连接”，如这里参照光电技术所使用的那样，被定义为连接，尽管不一定是直接地，并且不一定是机械地。术语“程序”，如这里所使用的那样，被定义为被设计为在电脑系统上执行的指令序列。“程序”，或“电脑程序”，可包括子函数、函数、过程、对象方法、对象实现、可执行应用、applet、servlet、源代码、目标代码、共享库/动态连接库和/或其它被设计为在电脑系统上执行的指令序列。“集”，如这里所使用的那样，意指非空集(即，对于这里定义的集，包括至少一个成员)，除非另外说明。“子集”，如这里所使用的那样，意指集的任一非空部分，并可包含集的所有成员。

Claims (60)

1.一种发射器设备，包括：

映射器，其将数据集映射到一系列参考极化映射器输出分量(RP(s))与相对应的一系列关联极化映射器输出分量(AP(s))，其中每一对所述参考与关联映射器输出分量的组合定义一系列波状态(WS)之一，每一波状态基于由所述映射器从包括至少两个非正交状态的极化状态(P_{j，j＝1 to J})的星座(P)中选择的极化状态(P_j)；

第一极化天线，其发射参考无线信号，该信号使用所述一系列的参考极化映射器输出分量(RP(s))进行调制；和

第二极化天线，其具有与所述第一极化天线的极化不同的极化，其发射关联无线信号，该信号使用所述一系列的关联极化映射器输出分量(AP(s))进行调制。

2.如权利要求1所述的发射器设备，进一步包括：

RP调制器，其从所述分量(RP(s))生成RP调制信号(RP(t))；

AP调制器，其从所述分量(AP(s))生成AP调制信号(AP(t))；和

RP与AP发射器，其分别由所述RP(t)与AP(t)调制信号调制，其分别连接到所述第一与第二极化天线之一。

3.如权利要求1所述的发射器设备，进一步包括：

表，其存储所述极化状态星座(P)的所述极化状态。

4.如权利要求1所述的发射器设备，其中所述映射器基于被标识为要递送给第一用户的数据集的子集，从所述极化状态星座(P)的子集(P1)选择所述极化状态P_j，其对应于第一用户设备。

5.如权利要求1所述的发射器设备，进一步包括伪噪声发生器，其中所述映射器基于由所述伪噪声发生器发生的伪随机数，选择所述极化状态P_j，其对应于第一用户设备。

6.如权利要求1所述的发射器设备，其中所述映射器基于与第一用户设备相关联的数据集的子集，选择所述极化状态P_j，并将所述数据集的所述子集与从由伪随机发生器发生的伪随机数中导出的对应于所述第一用户设备的数字相组合。

7.如权利要求1所述的发射器设备，其中所述映射器使用数据集的子集选择所述极化状态(P_j)。

8.如权利要求1所述的发射器设备，其中所述极化状态星座(P)中的每一极化状态(P_j)包括参考极化分量(RP_i)与相对应的关联极化分量(AP_j)。

9.如权利要求8所述的发射器设备，其中每一所述参考极化映射器输出分量(RP(s))为来自所述星座(P)的参考极化分量(RP_j)，而每一所述关联极化映射器输出分量(AP(s))为相对应的来自所述星座(P)的关联极化分量(AP_j)。

10.如权利要求8所述的发射器设备，其中所述第一与第二天线正交地极化，而所述星座(P)中参考极化分量(RP_j)与相对应的关联极化分量(AP_j)的复系数由以下公式确定：

RPI_j＝cosγ_j

RPQ_j＝0

API_j＝sinγ_j cosδ_j

APQ_j＝sinγ_jsinδ_j

其中RPI_j为所述参考极化分量(RP_j)的同相值，而RPQ_j为所述参考极化分量(RP_j)的正交值；API_j为所述关联极化分量(AP_j)的同相值，而APQ_j为所述关联极化分量(AP_j)的正交值；γ_j由arctan(E_2j/E_1j)确定；E_1j为所述天线之一中的最大瞬时电压；E_2j为所述天线中的另一个中的最大瞬时电压；而δ_j为E_2j领先E_1j的瞬时极化相位角。

11.如权利要求1所述的发射器设备，其中所述波状态(WS)由所述映射器从自所述极化状态星座(P)中选择的所述极化状态(Pj)以及自幅度/绝对相位状态(Ψ_{m，m＝1 to M})的星座(Ψ)选择的幅度/绝对相位状态(Ψ_m)确定。

12.如权利要求11所述的发射器设备，其中所述幅度/绝对相位状态星座(Ψ)中的每一幅度/绝对相位状态(Ψ_m)作为同相值(I_Ψm)与正交值(Q_Ψm)存储。

13.如权利要求11所述的发射器设备，其中所述第一与第二天线基本上正交地极化，而每一参考极化映射器输出分量(RP(s))与每一对应的关联极化映射器输出分量(AP(s))由以下公式确定：

RPI(s_s＝i)＝|E_i|cosγ_icosφ_i

RPQ(s_s＝i)＝|E_i|cosγ_isinφ_i

API(s_s＝i)＝|E_i|sinγ_icos(φ_i+δ_i)

APQ(s_s＝i)＝|E_i|sinγ_isin(φ_i+δ_i)

其中RPI(s_s＝i)是状态时间i的波状态(WS(s_s＝i))的参考极化分量的同相值，而RPQ(s_s＝i)是状态时间i的波状态(WS(s_s＝i))的参考极化分量的正交值；API(s_s＝i)是所述波状态(WS(s_s＝i))的关联极化分量的同相值，而APQ(s_s＝i)是所述波状态(WS(s_s＝i))的关联极化分量的正交值；|E_i|是所述幅度/绝对相位状态星座(Ψ)的所选状态的幅度，Φ_i是所述幅度/绝对相位状态星座(Ψ)的所选状态的绝对相位；γ_i是所述极化状态星座(P)的所选状态的幅度相关参数，而δ_i是所述极化状态星座(P)的所选状态的瞬时极化相位角。

14.如权利要求11所述的发射器设备，其中所述极化状态(P_j)基于由对应于用户设备的发生器发生的伪随机数来选择，而所述幅度/绝对相位状态(Ψ_m)基于与所述用户设备相关联的数据集的子集来选择。

15.如权利要求11所述的发射器设备，其中所述至少一个幅度/绝对相位状态(Ψ_m)基于由伪随机发生器发生的对应于用户设备的伪随机数来选择，而所述至少一个极化状态(P_j)基于与所述用户设备相关联的数据集的子集来选择。

16.如权利要求1所述的发射器设备，其中所述至少两个非正交极化状态包括至少三个极化状态。

17.一种接收器设备，包括：

第一与第二天线，其在接收频带之内不同地极化；

参考极化(RP)接收器，其将由所述第一天线截获的无线能量转换为基带参考接收极化信号分量(R’P(t))；

关联极化(AP)接收器，其将由所述第二天线截获的无线能量转换为基带关联接收极化信号分量(A’P(t))；

参考极化解调器，其自所述基带参考极化信号(R’P(t))生成一系列接收参考极化分量R’P(s)；

关联极化解调器，其自所述基带关联极化信号(A’P(t))生成一系列接收关联极化分量A’P(s)；和

解映射器，其通过为包括接收的参考极化分量R’P(s)与对应的接收的关联极化分量A’P(s)的每一对，从极化状态星座(P’)选择最有可能发射的极化状态(P’_j)，生成最有可能发射的数据集。

18.如权利要求17所述的接收器设备，其中所述解映射器包括：

极化滤波器，其使用滤波器矢量与接收参考极化分量R’P(s)以及对应的接收关联极化分量A’P(s)的点积，生成想要的信号的最佳估计；和

状态解映射器，其从想要的信号的最佳估计中确定最有可能发射的数据集。

19.如权利要求17所述的接收器设备，其中所述接收器测量信道特性并使用所述特性来纠正所述的接收参考极化分量R’P(s)与对应的接收关联极化分量A’P(s)。

20.一种无线通信方法，包括：

在状态时间期间调制自两个不同地极化的天线发射的无线信号，在所述状态时间期间所述无线信号的波状态传送信息，并且基于自包括至少三个极化状态的极化状态星座中选择的一或多个极化状态。

21.如权利要求20所述的方法，其中所述波状态由连接到所述两个不同地极化的天线之一的参考发射信号和连接到所述两个不同地极化的天线的另一个的关联发射信号而生成，以产生具有组合极化状态的所述波状态，该组合极化状态基于所述一或多个极化状态。

22.如权利要求20所述的方法，进一步包括：

生成多个频率信道，其中在所述状态时间期间每一频率信道具有极化状态，其基于所述信息的一部分；和

通过频率复用组合所述多个频率信道，以形成所述波状态。

23.如权利要求20所述的方法，其进一步包括：

由复调制器使用参考波状态同相分量与参考波状态正交分量生成参考波状态调制信号；

由复调制器使用关联波状态同相分量与关联波状态正交分量生成关联波状态调制信号；和

使用所述参考波状态调制信号调制参考发射信号，该信号连接到所述两个不同地极化的天线中的第一个，并使用所述关联波状态调制信号调制参考发射信号，该信号连接到所述两个不同地极化的天线中的第二个，从而生成所述波状态。

24.如权利要求20所述的方法，进一步包括：

最大化所述极化状态星座的距离度量。

25.如权利要求24所述的方法，其中所述距离度量基于所述至少三个极化状态的对之间的大圆距离，所述极化状态使用庞加莱球坐标进行映射。

26.如权利要求20所述的方法，其中所述状态时间是导频状态时间，而所述波状态包括自所述星座选择的单个预先确定的极化状态。

27.如权利要求20所述的方法，进一步包括：

生成所述波状态，其包括组合一或多个组合调制状态，其中每一组合调制状态由一极化状态形成，并且至少部分地由所述信息的一部分确定。

28.如权利要求27所述的方法，其中所述的组合调制状态中的每一个进一步由非极化调制状态形成，所述非极化调制状态通过组合包括幅度、绝对相位与频率调制的一组调制中的一或多个形成。

29.如权利要求27所述的方法，进一步包括：

从与用户相关联的所述信息的一部分形成非极化调制状态；

选择与用户设备相关联的极化状态作为所述极化状态；和

将所述非极化调制状态与选择的极化状态组合，以形成用户可识别数据符号。

30.如权利要求29所述的方法，进一步包括：

为不同用户设备组合用户可识别数据符号，以确定所述波状态。

31.如权利要求29所述的方法，其进一步包括：

使用与一组被标识为潜在干扰用户设备的用户设备相关联的一或多个参数，从所述极化状态星座选择与用户设备相关联的所述极化状态，所述参数在这样的参数组中，其包括所述用户设备中的一或多个处的接收功率水平、要求的载波对干扰功率比、以及所述潜在干扰用户设备的数量。

32.如权利要求29所述的方法，进一步包括：

从所述极化状态星座的子集选择与所述用户设备相关联的所述极化状态，其中所述子集中的所述极化状态由定义所述用户设备的枢轴极化状态的参数的所述极化的增量变化确定。

33.如权利要求32所述的方法，进一步包括：

使用与一组被标识为潜在干扰用户设备的用户设备相关联的一或多个参数，选择与所述用户设备相关联的所述极化状态，所述参数在这样的参数组中，其包括所述用户设备中的一或多个处的接收功率水平、要求的载波对干扰功率比、以及所述潜在干扰用户设备的数量。

34.如权利要求29所述的方法，进一步包括：

使用与用户设备相关联的一或多个参数，从所述极化状态星座选择所述极化状态，所述参数在这样的参数组中，其包括所述用户设备的地理位置与一天中的时间。

35.如权利要求34所述的方法，其中所述地理位置由以下之一确定：由所述用户设备通过有线或无线接收的位置标识消息，人工输入，连接到所述用户设备的全球定位系统接收器。

36.如权利要求29所述的方法，进一步包括：

重复所述形成、选择、与组合步骤，以便为多个用户设备中的每一个形成达到N个的用户可识别数据符号；

为所述多个用户设备中的每一个组合用户可识别数据符号，以形成N个子信道参考波状态分量之一与N个子信道关联波状态分量之一；和

组合N个子信道参考波状态分量，其通过为所述多个用户设备中的每一个重复所述用户可识别数据符号的所述组合来形成，其使用快速傅立叶反变换以生成复参考与关联波状态系数；和

使用所述复参考波状态系数与复关联波状态系数生成所述调制无线信号。

37.如权利要求29所述的方法，其中所述状态时间是在载波侦听多址、冲突避免通信系统的数据传输时期中，且在所述状态时间期间同时发射多个用户设备的用户可识别数据符号。

38.如权利要求29所述的方法，其中在载波侦听多址、冲突避免通信系统的冲突时期期间，将与一或多个用户设备中的每一个相关联的预先确定的极化状态标识到冲突的用户设备。

39.如权利要求20所述的方法，进一步包括：

将所述极化状态星座的极化状态分配到极化信道。

40.如权利要求39所述的方法，进一步包括：

将所述极化信道分配到用户设备。

41.如权利要求40所述的方法，进一步包括：

将所述极化状态星座的其它极化状态分配到其它极化信道；并遵照分配到所述用户设备的带宽，将所述其它极化信道中的至少一个分配到所述用户设备。

42.如权利要求20所述的方法，其中所述波状态是N个顺序波状态之一，所述方法进一步包括：

确定非极化调制状态，其量化与用户设备相关联的所述信息的一部分，所述非极化调制状态具有N个状态时间的持续时间；

生成具有N个伪随机数的序列，其与所述用户设备相关联；

使用所述的N个伪随机数的序列，从所述星座选择具有N个极化调制状态的序列；和

通过组合所述的N个极化调制状态的序列之一与所述非极化调制状态，生成所述N个波状态中的每一个。

43.如权利要求20所述的方法，其中所述波状态是使用作为所述信息一部分的数据符号的码片集从所述极化状态星座中选择的极化状态，所述方法进一步包括：

生成与所述用户设备相关联的伪随机数

使用所述伪随机数与所述码片集的逻辑组合，从所述星座中选择极化状态；和

将所述波状态作为所述极化状态而生成。

44.如权利要求20所述的方法，进一步包括：

使用与第一用户设备相关联的伪随机数从所述星座中选择第一极化状态；

从一组频率信道中选择与所述第一用户设备相关联的第一频率信道；

使用幅度调制、绝对相位调制与幅度/绝对相位调制之一，基于与第一用户设备相关联的所述信息的一部分，形成第一非极化状态；和

组合所述第一极化状态、所述第一频率信道与所述第一非极化调制状态，以形成第一组合调制状态；和

从所述第一组合调制状态形成所述波状态。

45.如权利要求44所述的方法，进一步包括：

使用与第二用户设备相关联的伪随机数从所述星座中选择第二极化状态；

使用幅度调制、绝对相位调制与幅度/绝对相位调制之一，基于与所述第二用户设备相关联的所述信息的一部分，形成第二非极化状态；

将所述第二极化状态和所述第二非极化调制状态与所述第一频率信道进行组合，以形成第二组合调制状态；和

由所述第一与第二组合调制状态的组合形成所述波状态。

46.如权利要求20所述的方法，进一步包括：

使用与第一用户设备相关联的伪随机数从所述星座中选择第一极化状态；

从一组用于发射所述波状态的时隙中选择与所述第一用户设备相关联的第一时分复用时隙；

使用幅度调制、绝对相位调制与幅度/绝对相位调制之一，基于与所述第一用户设备相关联的所述信息的一部分，形成第一非极化状态；和

组合所述第一极化状态与所述第一非极化调制状态，以形成第一组合调制状态；和

在所述第一时隙期间发射所述第一组合调制状态。

47.如权利要求46所述的方法，进一步包括：

使用与第二用户设备相关联的伪随机数从所述星座中选择第二极化状态；

使用幅度调制、绝对相位调制与幅度/绝对相位调制之一，基于与所述第二用户设备相关联的所述信息的一部分，形成第二非极化状态；和

组合所述第二极化状态与所述第二非极化调制状态，以形成第一二组合调制状态；

组合所述第一与第二组合调制状态；和

在所述第一时隙期间发射所述第一与第二组合调制状态。

48.如权利要求20所述的方法，进一步包括：

从意欲送往对应的M个用户设备的M个数据符号中的每一个中选择码片；

执行M个逻辑运算，每一逻辑运算为与所述M个用户设备中的每一个相关联的正交函数值与来自所述的对应的用户设备的所述码片的逻辑运算；

组合所述M个逻辑运算的结果；和

使用所述组合结果选择极化状态。

49.如权利要求20所述的方法，进一步包括：

使用与用户设备相关联的第一伪随机数从所述极化状态星座中选择极化状态；

使用与所述用户设备相关联的第二伪随机数从一组频率信道中选择频率信道；

使用幅度调制、绝对相位调制与幅度/绝对相位调制之一，从与所述用户设备相关联的所述信息的一部分，形成非极化调制状态；和

组合所述极化状态、所述频率状态与所述非极化调制状态，以形成所述波状态。

50.如权利要求20所述的方法，其进一步包括：

确定非极化调制状态，其量化与用户设备相关联的所述信息的一部分，所述信息将在一帧之内发射，该帧的持续时间为所述状态时间的倍数；

生成与所述用户设备相关联的第一伪随机数；

使用所述第一伪随机数选择极化调制状态；

生成与所述用户设备相关联的第二伪随机数；

通过组合所选择的极化调制状态与所述非极化调制状态，确定所述波状态；和

在通过使用所述第二伪随机数选择的所述帧之内，在状态时间发射所述波状态。

51.如权利要求20所述的方法，进一步包括基于在存储的组合调制状态序列上执行的逻辑运算，形成所述波状态，其中所述运算基于包括极化状态的至少一个先前的组合调制状态。

52.一种无线通信方法，包括：

在状态时间期间，解调由两个不同地极化的天线截获的无线信号，在所述状态时间中，传送信息的波状态基于从至少三个极化状态的星座中选择的一或多个极化状态。

53.如权利要求52所述的方法，其中，接收的想要的组合调制状态包括基于一编码组合调制状态与另一编码组合调制状态的有记忆编码的组合调制状态，所述方法进一步包括：

存储接收的最佳估计的有记忆编码的组合调制状态，使用其与先前存储的接收的最佳估计的有记忆编码的组合调制状态，以便在最大似然估计过程中确定最有可能的编码组合调制状态，其代表所述组合调制状态。

54.一种用于接收无线信号的方法，包括：

生成参考接收信号(S_H(t))与关联接收信号(S_V(t))，其包括截获包括想要的与第一用户设备相关联的组合调制状态和不想要的与第二用户设备相关联的组合调制状态的无线信号，其中所述的想要的组合调制信号包括想要的与所述第一用户设备相关联的极化状态，而所述的不想要的调制信号包括不想要的与所述第二用户设备相关联的极化状态，并且其中所述无线信号由信道特性修改，并且其中所述截获由两个不同地极化的天线进行，并且其中所述的想要的与不想要的极化状态系从包括至少三个极化状态的极化状态星座中选择。

55.如权利要求54所述的方法，进一步包括：

针对所述信道特性，从所述参考接收信号(S_H(t))与所述关联接收信号(S_V(t))生成复参考接收状态分量，并生成复关联接收状态分量；

生成抵消状态的复分量，该抵消状态与所述的不想要的组合调制无线信号的极化状态正交地极化；

生成所述复接收状态分量与所述抵消状态的所述复分量的复点积；和

极化地处理所述的纠正的复接收状态分量与所述抵消状态的所述复分量的所述复点积，以确定所述的想要的组合调制状态的最佳估计。

56.如权利要求53所述的方法，进一步包括：

使用最佳估计的接收组合调制状态与所有可能的想要的组合调制状态的星座的状态的最小距离，确定最有可能发射的组合调制状态。

57.如权利要求53所述的方法，进一步包括：

使用最佳估计的接收极化状态与所有可能的想要的极化状态的极化星座的状态的最小距离，确定最有可能发射的极化状态；

使用最有可能发射的极化状态，确定非极化调制状态的最佳估计；和

使用接收的非极化调制状态与包括所有可能的想要的非极化状态的非极化星座的状态的最小距离，确定最有可能发射的非极化状态。

58.如权利要求53所述的方法，其中在接收器处接收所述的想要的与不想要的组合调制信号，所述接收器根据从相互独立的第一与第二用户设备同时接收的无线信号确定最有可能的发射的状态。

59.如权利要求53所述的方法，其中在接收器处接收所述的想要的与不想要的组合调制信号，所述接收器根据所发射的、包括所述的想要的与不想要的组合调制信号的无线信号确定最有可能的发射的状态。

60.如权利要求53所述的方法，进一步包括：

通过使用在与所述第二用户设备相关联的导频极化信号中接收的极化状态，确定所述的不想要的组合调制信号的所述极化状态。

Images