CN1918746B - 圆极化天线以及使用该天线的雷达设备 - Google Patents

圆极化天线以及使用该天线的雷达设备 Download PDF

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Abstract

一种圆极化天线，包含：介电基底；接地导体，接合到介电基底一侧；圆极化型天线元件，其在介电基底的相对表面侧上形成；多个金属柱，其各自的一个端侧连接到接地导体，并且沿厚度方向延伸通过介电基底，其各自的另一个端侧延伸到介电基底的相对表面，该多个金属柱按预定间隔排列从而围绕天线元件并且形成空腔；以及边框导体，其被配备来在介电基底相对表面侧上，沿排列方向短路多个金属柱的另一个端侧，并且在天线元件方向上延伸预定距离。在该圆极化天线中，由于空腔与边框导体，不会产生表面波，从而实现了所希望的天线辐射特性。该圆极化天线通过利用空腔谐振现象，而具有以下天线增益频率特性，其在RR视频波发射禁止范围内具有尖锐缺口。因此，有效地减少了对EESS与射电操作的射频波干扰。

Description

圆极化天线以及使用该天线的雷达设备
技术领域
本发明涉及使用实现效率高、生产量规模大以及制造成本低的技术的圆极化天线以及使用该天线的雷达设备，更具体地，本发明涉及适合于用作汽车雷达的超宽带(UWB)雷达的圆极化天线以及使用该天线的雷达设备。
背景技术
人们已经提出将使用22到29GHz准毫米波段的UWB使用在汽车雷达或者便携式短程雷达(SRR)中。
作为在UWB内使用的雷达设备的天线，不仅其辐射特性必须是宽带的，而且考虑到在安装到车辆上时将其配备在(例如)车辆主体与保险杆之间的间隙中的事实，天线还必须具有紧凑的尺寸以及扁平的结构。
另外，作为这种天线，需要低损耗与高增益，以利用UWB特定的微弱射频波进行探测，以及抑制过多的电耗从而能以电池驱动，因此，天线必须容易按阵列设置。
另外，作为该天线，希望可以利用印制技术制造天线元件的馈送单元，从而实现低成本制造。
另外，关于雷达，希望利用其交叉极化分量较小的圆极化，以避免二次反射波的影响。
如上所述，22到29GHz波段用于UWB雷达。但是，在该波段中包含了用于保护地球探测卫星服务(EESS)或射电的无源传感器的RR禁止波段(23.6到24.0GHz)。
在2002年，美国联邦通信委员会(FCC)在以下非专利文献1中公布了以下条例：在22到29GHz上，平均功率密度为-41.3dBm或者更少，并且峰值功率密度为0dBm/50MH。
在该条例中，规定每过几年就减少波角旁瓣到-25dB到-35dB，从而抑制对上述EESS的射频干扰。
非专利文献1：FCC 02-48 New Part 15 Rules，FIRST REPORT ANDORDER
但是，为了得到这一点，会扩大了用于UWB雷达的天线的垂直方向尺寸，并且假定难于在一般载客车辆上安装所述天线。
因此，作为一种不依赖于天线旁瓣的方法，在2004年，FCC在以下非专利文献2中添加了以下修正条例：在RR禁止波段内，辐射功率密度为-61.3dBm/MHz，其比先前的条例低20dB。
非专利文献2：“Second Report and Order and Second MemorandumOpinion and Order”FCC 04-285，2004年12月16日
在常规UWB雷达中采用以下系统，其中由半导体开关导通/截止来自连续波振荡器的连续波(CW)。
在该系统中，由于开关隔离的不完整性而生成了大剩余载波。为此，如图21中虚线所示，上述剩余载波被排空到分配给多普勒雷达的24.05到24.25GHz的短程设备(SRD)波段中。
但是，有以下严重问题，即SRD波段非常靠近上述RR禁止波段，这会引起对EESS等等的不可避免的干扰。
为了解决该问题，人们提出了将以下非专利文献3所示的短促振荡器用于UWB雷达的方法。
非专利文献3：“Residual-carrier free burst oscillator for automotive UWBradar applications”，Electronics Letters，2005年4月28日，Vol.41，No.9
只有当脉冲处于导通状态时，该短促振荡器才振荡；并且当脉冲处于截止状态时，该短促振荡器停止振荡。当此类短促振荡器用于UWB雷达时，不会发生剩余载波。
相应地，任意频谱阵列都是可能的，并且图21中实线所示的频率波段可以用于UWB雷达。结果，在RR禁止波段内可以将辐射功率密度抑制得充分低。
但是，通过只使用短促振荡器，不容易在上述辐射功率密度中从频谱峰值减少20dB或者更多。
在这种情况下，如果在上述RR禁止波段内天线的增益中具有尖锐缺口特性，则可以通过结合上述短促振荡器，利用该天线，实现满足FCC新条例UWB雷达。
设计本发明来提供这样的适合于UWB雷达的天线，即，在RR禁止波段内增益具有缺口的天线。
作为满足这些要求的天线，首先必须实现宽带扁平天线。
作为扁平天线，已经公知有所谓的临时接片天线(patch antenna)，其构成使得在介电基底上按图案形成矩形或者圆形薄片状天线元件。
但是，该临时接片天线一般为窄带类型，并且为了使其成为宽带类型，必须使用具有低介电常数的基底，并且使其厚度增大。
另外，在准毫米波段内，必须使用低损耗基底，已知有特氟隆(Telflon注册商标)作为此类基底。
但是，因为特氟隆具有接合金属膜方面的缺点，所以难于制造天线，这会产生高成本的问题。
另外，作为宽带圆极化天线，在以下非专利文献4中报道了其中在相对较厚的介电基底上配备螺旋天线元件的宽带圆极化天线。
非专利文献4：Nakano等人″Tilted-and Axial-Beam Formation by aSingle-Arm Rectangular Spiral Antenna With Compact Dielectric Substrate andConducting Plane″，IEEE Trans.AP，vol.50，No.1，pp.17-23 2002年1月。
螺旋天线一般为具有一对螺旋元件的平衡型天线。
但是，在上述非专利文献4中，天线由一个螺旋元件构成构成，这使之可能进行不使用平衡-不平衡变换器的非均衡馈送。
发明内容
但是，在非专利文献4的天线的情况下，介电的大小为大约λ/2，并且当使其具有阵列结构时，必须在阵列中按固定距离设置多个介电块，并且在结构上不适合于大量生产。
另外，可以在共享介电基底上排列多个螺旋元件。但是，如上所述，当介电基底的厚度大(与波长相比不可忽略的厚度)时，会激励沿介电基底表面传播的表面波，并且各个元件会被该表面波影响，这使之不可能获得希望的特性。
请注意通过以下生成该表面波：增加基底的厚度，以具有宽带，即使在上述临时接片天线的情况下也如此。
本发明的目的在于提供一种圆极化天线以及利用该天线的雷达设备，该天线抑制由于上述表面波引起的影响，并且在宽带上具有有利的辐射特性，并且抑制RR禁止波段内的辐射，这就使之可以实现大产量生产以及低成本制造。
为了达到以上目的，根据本发明的第一方面，提供了一种圆极化天线，包含：
介电基底(21，21′，21″)；
接地导体(22，22′)，其在介电基底的一个表面侧上堆积；
圆极化型天线元件(23，23′)，其在介电基底的相对表面上形成；
多个金属柱(30)，其各自的一个端侧连接到接地导体，并且沿其厚度方向穿透介电基底，其各自的另一个端侧向上延伸到介电基底的相对表面，通过将该多个金属柱按预定间隔配备从而围绕天线元件，该多个金属柱构成空腔；以及
导电边沿(32，32′)，其沿其阵列方向短路多个金属柱的相应的另一个端侧，并且被配备来在介电基底相对表面侧上、在天线元件方向上延伸预定距离。
为了达到以上目的，根据本发明的第二方面，提供了一种根据本发明第一方面的圆极化天线，其中
天线元件具有预定的极化旋转方向，并且由具有螺旋中心侧端部分的正方形螺旋型或者圆形螺旋型形成，并且
该圆极化天线还包含：馈送脚(25)，其一个端侧连接到由正方形螺旋型或者圆形螺旋型形成的天线元件的螺旋的中心侧端部分，该馈送脚被配备来穿透介电基底以及接地导体。
为了达到以上目的，根据本发明的第三方面，提供了一种根据本发明第二方面的圆极化天线，其中
按多组分别配备在介电基底上形成的天线元件以及其一个端侧连接到天线元件的螺旋的中心侧端部分的馈送脚，
所述多组天线元件的预定极化旋转方向被分别形成以具有相同的极化旋转方向，
所述构成空腔的多个金属柱以及导电边沿按网格形状形成，以围绕所述多组天线元件，并且
该圆极化天线还包含：馈送单元(40)，用来通过所述多组馈送脚，分布与提供激励信号到所述多组天线元件，该馈送单元在接地导体的侧面上配备。
为了达到以上目的，根据本发明的第四方面，提供了一种根据本发明第三方面的圆极化天线，其中馈送单元由在介电基底的相对侧配备从而将接地导体夹在中间的馈送介电基底(41)、以及在馈送介电基底的表面上形成的微波传输带型馈送线(42)构成。
为了达到以上目的，根据本发明的第五方面，提供了一种根据本发明第三方面的圆极化天线，其中
形成所述多组天线元件，从而具有陈列角度不同的至少两种类型：各自围绕垂直于介电基底相对表面的轴相互不同的阵列角度以及相互相同的阵列角度；
在所述多组天线元件中，馈送单元在具有相同阵列角度的各个天线元件之间同相地分布并且供应激励信号，并且在具有不同阵列角度的各个天线元件之间分布并且供应激励信号，从而各个主极化分量同相、并且各个交叉极化分量不同相。
为了达到以上目的，根据本发明的第六方面，提供了一种根据本发明第二方面的圆极化天线，其中由正方形螺旋型形成的天线元件被形成为具有预定转弯数目的正方形螺旋型天线元件，所述转弯以正方形螺旋形式相互连接，构成该正方形螺旋使得：假定基本长度是具有预定元件宽度为w的a0，并且在每个90°角上排列长度为a0或者a0整数倍的线。
为了达到以上目的，根据本发明的第七方面，提供了一种根据本发明第二方面的圆极化天线，其中由圆形螺旋型形成的天线元件被形成为具有预定转弯数目的圆形螺旋型天线元件，所述转弯以圆形螺旋形式相互连接，该圆形螺旋具有以预定螺旋间隔d的预定元件宽度w，以及距离参照点的预定半径初始值SR。
为了达到以上目的，根据本发明的第八方面，提供了一种根据本发明第一方面的圆极化天线，其中
作为天线元件，在介电基底(21″)上形成具有预定极化旋转方向的第一圆极化型天线元件(23，23′)、以及具有与所述预定极化旋转方向相对的方向上的极化旋转方向的第二圆极化型天线元件(23′，23)，
所述其各自的一个端侧连接到接地导体、并且沿其厚度方向穿透介电基底、其各自的另一个端侧向上延伸到介电基底的相对表面的多个金属柱(30)通过被按预定间隔配备从而隔离地围绕第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件，分别构成隔离的空腔，以及
作为导电边沿(32，32′)，在介电基底相对表面侧上，配备分别沿其阵列方向短路所述被按预定间隔配备从而隔离地围绕第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型的多个金属柱的相应的另一个端侧的第一导电边沿(32)与第二导电边沿(32′)，从而在第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件的方向上延伸预定距离。
为了达到以上目的，根据本发明的第九方面，提供了一种根据本发明第八方面的圆极化天线，其中第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件中的一种被用作为雷达设备(50)的发射天线(51)，第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件中的另一种被用作为雷达设备(50)的接收天线(52)。
为了达到以上目的，根据本发明的第十方面，提供了一种根据本发明第一至九中任一方面的圆极化天线，其中由所述空腔与导电边沿配备谐振器，并且调整该谐振器以及天线元件的结构参数，以设置谐振器的谐振频率为所希望的值，由此获得其中圆极化天线的增益在预定范围内下降的频率特性。
为了达到以上目的，根据本发明的第十一方面，提供了一种根据本发明第十方面的圆极化天线，其中所述结构参数包含以下中的至少一个：所述空腔的内部尺寸Lw、导电边沿的边沿宽度LR、天线元件转弯数目、天线元件的基本长度a0、以及天线元件的线宽度W。
为了达到以上目的，根据本发明的第十二方面，提供了一种根据本发明的雷达设备(50)，包含：
发射单元(54)，其通过发射天线(51)发射雷达脉冲到空间中；
接收单元(55)，其通过接收天线(52)接收从空间返回的雷达脉冲的反射波；
分析处理单元(56)，其根据来自接收单元的接收输出，探索在空间中存储的物体；以及
控制单元(53)，其根据分析处理单元的输出控制发射单元与接收单元中的至少一个，其中
发射天线与接收天线由具有预定极化旋转方向的第一圆极化型天线元件(23，23′)与具有与所述预定极化旋转方向相对的方向上的极化旋转方向的第二圆极化型天线元件(23′，23)构成，该第一圆极化型天线元件与第二圆极化型天线元件每个都包含：
介电基底(21，21′，21″)；
接地导体(22，22″)，其在介电基底的一个表面侧上堆积；
圆极化型天线元件(23，23′)，其在介电基底的相对表面侧上形成；
多个金属柱(30)，其各自的一个端侧连接到接地导体，并且沿其厚度方向穿透介电基底，其各自的另一个端侧向上延伸到介电基底的相对表面，通过将该多个金属柱按预定间隔配备从而围绕天线元件，该多个金属柱构成空腔；以及
导电边沿(32，32′)，其沿其阵列方向短路多个金属柱的相应的另一个端侧，并且被配备来在介电基底相对表面侧上、在天线元件方向上延伸预定距离，
所述其各自的一个端侧连接到接地导体、并且沿其厚度方向穿透介电基底、其各自的另一个端侧向上延伸到介电基底的相对表面的多个金属柱(30)通过被按预定间隔配备从而隔离地围绕第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件，分别构成隔离的空腔，以及
作为导电边沿(32，32′)，在介电基底相对表面侧上，配备沿其阵列方向短路所述被按预定间隔配备从而隔离地围绕第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型的多个金属柱的相应的另一个端侧的第一导电边沿(32)与第二导电边沿(32′)，从而在第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件的方向上延伸预定距离。
为了达到以上目的，根据本发明的第十三方面，提供了一种根据本发明第十二方面的雷达设备(50)，其中
天线元件具有预定的极化旋转方向，并且由具有螺旋中心侧端部分的正方形螺旋型或者圆形螺旋型形成，并且
该雷达设备还包含：馈送脚(25)，其一个端侧连接到由正方形螺旋型或者圆形螺旋型形成的天线元件的螺旋的中心侧端部分，该馈送脚被配备来穿透介电基底以及接地导体。
为了达到以上目的，根据本发明的第十四方面，提供了一种根据本发明第十三方面的雷达设备(50)，其中
按多组分别配备在介电基底上形成的天线元件以及其一个端侧连接到天线元件的螺旋的中心侧端部分的馈送脚，
所述多组天线元件的预定极化旋转方向被分别形成以具有相同的极化旋转方向，
所述构成空腔的多个金属柱以及导电边沿按网格形状形成，以围绕所述多组天线元件，并且
该雷达设备还包含：馈送单元(40)，用来通过所述多组馈送脚，分布与提供激励信号到所述多组天线元件，该馈送单元在接地导体的侧面上配备。
为了达到以上目的，根据本发明的第十五方面，提供了一种根据本发明第十四方面的雷达设备(50)，其中馈送单元由在介电基底的相对侧配备从而将接地导体夹在中间的馈送介电基底(41)、以及在馈送介电基底的表面上形成的微波传输带型馈送线(42)构成。
为了达到以上目的，根据本发明的第十六方面，提供了一种根据本发明第十四方面的雷达设备(50)，其中
形成所述多组天线元件，从而具有阵列角度不同的至少两种类型：各自围绕垂直于介电基底相对表面的轴相互不同的阵列角度以及相互相同的阵列角度；
在所述多组天线元件中，馈送单元在具有相同阵列角度的各个天线元件之间同相地分布并且供应激励信号，并且在具有不同阵列角度的各个天线元件之间分布并且供应激励信号，从而各个主极化分量同相、并且各个交叉极化分量不同相。
为了达到以上目的，根据本发明的第十七方面，提供了一种根据本发明第十三方面的雷达设备(50)，其中由正方形螺旋型形成的天线元件被形成为具有预定转弯数目的正方形螺旋型天线元件，所述转弯以正方形螺旋形式相互连接，构成该正方形螺旋使得：假定基本长度是具有预定元件宽度为w的a0，并且在每个90°角上排列长度为a0或者a0整数倍的线。
为了达到以上目的，根据本发明的第十八方面，提供了一种根据本发明第十三方面的雷达设备(50)，其中由圆形螺旋型形成的天线元件被形成为具有预定转弯数目的圆形螺旋型天线元件，所述转弯以圆形螺旋形式相互连接，该圆形螺旋具有以预定螺旋间隔d的预定元件宽度w，以及距离参照点的预定半径初始值SR。
为了达到以上目的，根据本发明的第十九方面，提供了一种根据本发明第十二至十八中任一方面的雷达设备(50)，其中由所述空腔与导电边沿构成谐振器，并且调整该谐振器以及天线元件的结构参数，以设置谐振器的谐振频率为所希望的值，由此获得其中圆极化天线的增益在预定范围内下降的频率特性。
为了达到以上目的，根据本发明的第二十方面，提供了一种根据本发明第十九方面的雷达设备(50)，其中所述结构参数包含以下中的至少一个：所述空腔的内部尺寸Lw、导电边沿的边沿宽度LR、天线元件转弯数目、天线元件的基本长度a0、以及天线元件的线宽度W。
在如上述构成的本发明的圆极化天线中，形成空腔结构，从而排列穿透介电基底的金属柱，以围绕天线元件。另外，配备沿阵列方向短路金属柱顶端、并且在天线元件的方向上延伸预定距离的边沿/导电边沿。因此，可以防止生成表面波，这可以提供具有所希望的辐射特性的天线。
另外，在本发明的圆极化天线中，通过利用空腔的谐振，可以提供在RR禁止波段内具有尖锐缺口的天线增益的频率特性，这会有效地减少上述对EESS的射频干扰。
另外，在本发明的圆极化天线中，可以有顺序旋转阵列标度(calibration)，即其中在围绕轴的至少两类角度上排列多个天线元件。分布激励信号，从而在多个天线元件中，使具有相同阵列角度的各个天线元件同相，同时使相应的主极化分量同相，并且在具有不同阵列角度的各个天线元件中使相应的交叉极化分量不同相。结果，各个天线元件的交叉极化分量被均衡掉，并且可以在宽带上实现有利的圆极化特性以及宽带上的有利的反射特性。
附图说明
图1为用来解释根据本发明的圆极化天线的第一实施例的构成的立体视图。
图2为用来解释根据本发明的圆极化天线的第一实施例的构成的正视图。
图3为用来解释根据本发明的圆极化天线的第一实施例的构成的后视图。
图4A为沿图2的线4A-4A的放大剖面视图。
图4B为改进例子中的沿图2的线4B-4B的放大剖面视图。
图5为沿图2的线5-5的放大剖面视图。
图6A为用来解释根据本发明的圆极化天线的第一实施例的主要部件的构成的放大正视图。
图6B为用来解释根据本发明的圆极化天线的第一实施例的改进例子的主要部件的构成的放大正视图。
图7为用来解释根据本发明的圆极化天线的第一实施例的改进例子的主要部件的构成的放大正视图。
图8为当去掉根据本发明的圆极化天线的第一实施例的主要部件的构成时的特性曲线。
图9为当去掉根据本发明的圆极化天线的第一实施例的主要部件的构成时的特性曲线。
图10为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第二到第六实施例的顺序旋转阵列的原理的图示。
图11为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第二实施例的顺序旋转阵列的构成的正视图。
图12为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第二实施例的顺序旋转阵列的构成的侧视图。
图13为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第二实施例的顺序旋转阵列的构成的后视图。
图14为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第三实施例的顺序旋转阵列的构成的正视图。
图15为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第四实施例的顺序旋转阵列的构成的正视图。
图16为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第五实施例的顺序旋转阵列的构成的正视图。
图17为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第六实施例的顺序旋转阵列的构成的正视图。
图18A为用来解释在应用根据本发明的圆极化天线的第三实施例的顺序旋转阵列的构成中，使得按照谐振器的谐振频率在RR截止波段内的构成的圆极化天线的增益轮廓的曲线。
图18A为用来更详细解释在应用根据本发明的圆极化天线的第三实施例的顺序旋转阵列的构成中，使得按照谐振器的谐振频率在RR截止波段内的构成的圆极化天线的增益轮廓的曲线。
图19为用来解释应用了根据本发明的第七实施例的雷达设备的构成的方框图。
图20为用来解释用于其中应用了根据本发明第七实施例的雷达设备中的圆极化天线的构成的正视图。
图21为显示准毫米波段UWD与所希望的可用频率波段的频谱屏蔽的图示。
具体实施方式
此后将参照附图描述本发明的几种实施例。
(第一实施例)
图1到5显示根据其中应用了本发明的第一实施例的圆极化天线20的基本结构。
即，图1为用来解释根据本发明的圆极化天线的第一实施例的构成的立体视图。
图2为用来解释根据本发明的圆极化天线的第一实施例的构成的正视图。
图3为用来解释根据本发明的圆极化天线的第一实施例的构成的后视图。
图4A为沿图2的线4A-4A的放大剖面视图。
图4B为沿图2的线4B-4B的放大剖面视图。
图5为沿图2的线5-5的放大剖面视图。
如图1到5所示，根据本发明的圆极化天线基本具有：介电基底21；接地导体22，堆积在介电基底21的一个表面侧；圆极化型天线元件23，其在介电基底21的相对表面上形成；多个金属柱30，其各自的一端侧连接到接地导体22，并且沿厚度方向穿透介电基底21，而各自的另一侧向上延伸到介电基底21的相对表面，通过按预定间隔配备从而围绕天线元件23，所述多个金属柱30构成一空腔；以及导电边沿32，其沿阵列方向短路所述多个金属柱30的各个另一端侧，并且配备来在介电基底21的相对表面的一侧上、在天线元件23方向上延伸预定的距离。
具体地，圆极化天线20为由具有低介电常数(大约3.5)的材料形成的基底。例如，圆极化天线20具有：厚度为1.2mm的介电基底21；在介电基底21的一个表面侧(图1与2中的后面一侧)上配备的接地导体22；右手矩形螺旋非平衡天线元件23，由(例如)图案印制技术在介电基底21的相对表面侧(图1与2中的前面一侧)上形成；以及馈送脚25，其一端连接到天线元件23螺旋中心侧上的侧端部分(馈送点)，并且其在介电基底21厚度方向上穿透介电基底21，以通过接地导体22的孔22a。
作为上述介电基底21，可以使用诸如准毫米波段与低损耗RO4003(Rogers公司)等的材料。
作为上述介电基底21的材料，可以使用介电常数大约为2到5的低损耗材料，并且其例子包括玻璃布特氟隆基底，以及各种热固树脂基底。
根据上述结构的圆极化天线实质上等价于上述非专利文献3中的圆极化天线。通过非平衡馈送线(例如同轴电缆、使用接地导体22作为接地线的共面波导、或者以后描述的微波传输带)，从馈送脚25的另一端侧馈送功率，从而可以从天线元件23辐射右手圆极化(RHCP)的射频波。
但是，在只根据该结构的圆极化天线中，如上所述，会激励沿介电基底21表面的表面波。因此，由于表面波影响圆极化天线，所以不能获得希望的特性。
由此，在该实施例的圆极化天线20中，除上述结构之外，还采用了空腔结构，形成该空间结构，从而(例如)按预定间隔配备柱形金属柱30(其一端侧连接到接地导体22，并且其另一端侧穿透介电基底21，以向上延伸到介电基底21的相对表面，如图4A与5所示)，以围绕天线元件23。
另外，在该实施例的圆极化天线20中，除上述空腔结构之外，还在介电基底21的相对表面的一侧上，配备了导电边沿32，其沿阵列方向依次短路各个金属柱30的另一端侧，在天线元件23方向上从与各个金属柱30的连接位置延伸预定的距离。
由此，在该实施例的圆极化天线20中，可以通过空腔结构与导电边沿32的增强效应，抑制表面波。
请注意：可以将多个金属柱30实现为多个中空金属柱30′，从而形成穿透介电基底21的多个孔301，并且在多个孔301的内壁上进行镀敷(通孔镀敷)。
在这种情况下，多个中空金属柱30′的底端部分通过通孔镀敷借助连接盘(land)302连接到接地导体22，该连接盘302通过图案印制技术在介电基底21的一个端侧上形成。
此后，为了解释由于上述的空腔结构与导电边沿32的表面波抑制而产生的效果，将描述各个部分的结构参数，以及通过改变结构参数而获得的圆极化天线20的特性的仿真结果。
首先，描述如各部分结构参数等的因素。
圆极化天线20的可用频率为26GHz，这在UWB内。天线元件23的方形螺旋基本长度为a0，并且其构成使得在每个90°角上排列长度为a0以及a0的任意倍数的线。
图6A显示此类方形螺旋的典型例子。即，在该例子中，使元件宽度w为0.25mm，基本长度a0为0.45mm，此后线长度在每个90°角上为2a0，2a0，3a0，3a0，4a0，4a0，并且最终的线长度为3a0，这就形成了总共9转螺旋的方形螺旋。
另外，在图6B所示的方形螺旋的情况下，使基本长度a0′长于图6A中的基本长度a0，并且减少转弯数目。
在该例子中，使元件宽度w为0.25mm，基本长度a0′为0.7mm，此后线长度在每个90°角上为2a0′，2a0′，3a0′，3a0′，4a0′，并且最终的线长度大约为1.5a0′，这就形成了总共8转螺旋的方形螺旋。
在这种情况下，选择最终线长度为大约1.5a0′，从而优化轴向比(axialratio)以及圆极化的反射特性。
请注意：在以下描述与实施例中，显示方形螺旋的例子作为用于圆极化天线20的天线元件23。
但是，如图7所示，可以使用圆形螺旋天线元件23，作为用于圆极化天线20的天线元件23，以替换方形螺旋。
图7所示的圆形螺旋天线元件23为以下情况：天线元件23形成为圆形螺旋，其中(例如)距离参照点的半径初始值SR＝0.2mm，元件宽度w为0.35mm，螺旋间隔d＝0.2mm，转弯数目为2.125。即使当使用由这样的圆形螺旋形成的天线元件23作为圆极化天线20时，也会获得基本与使用上述方形螺旋天线元件23的情况下相同的结果。
另外，介电基底21的外形为围绕天线元件23的螺旋中心的正方形。如图2所示，其一侧的长度定义为L(此后称为外形长度)，并且使空腔的外形也为与其同心的正方形。
如图4A、4B所示，假定空腔的内部尺寸为Lw，另外，从导电边沿32的空腔内壁向内延展的距离(此后称为边沿宽度)为LR。
另外，形成空腔的多个金属柱30的直径分别为0.3mm，并且各个金属柱30之间的间隔为0.9mm。
图8显示在没有配备多个金属柱30形成的空腔以及导电边沿32的情况下、垂直表面(图1与2中的yz表面)的辐射特性的仿真的结果。
在图8中，F1与F1′为在外形长度＝18mm的情况下、主极化(左手圆极化：LHCP)与交叉极化(右手圆极化：RHCP)的特性，F2与F2′为在外形长度＝24mm的情况下、主极化与交叉极化的特性。
此处，作为圆极化天线所需的辐射特性相对于主极化，为对称且宽阔的单峰值特性，其以0°方向为中心；并且相对于交叉极化(其在完全圆极化的情况下为零)，要求在一宽角度范围内，辐射强度充分低于主极化的辐射强度。
与此形成对比的是，图8的主极化特性F1与F’2为非对称的，并且有大的增益扰动。可以理解：在-60°与-40°附近，交叉极化处于等于或接近于主极化的辐射水平。
此类辐射特性扰动是在上述表面波的影响下引起的。
本申请的发明人首先假定可以通过利用上述多个金属柱30的空腔结构抑制表面波的影响，并且获得相对于与上述的那些类似的几个辐射特性的仿真结果，其中通过多方面改变多个金属柱30的空腔尺寸进行仿真。
但是，证明了只利用空腔结构，不能抑制由于表面波影响引起的辐射特性扰动。
随后，发现可以通过在空腔结构中配备上述的导电边沿32，去除由于表面波影响引起的辐射特性扰动。
图9显示当多个金属柱30提供内部尺寸Lw＝9的空腔、并且配备边沿宽度LR＝1.2mm的导电边沿32时，在外形长度L＝18mm以及L＝24mm的情况下，相对于主极化特性F3、F4以及交叉极化特性F3′、F4′的仿真结果。
从图9可以明显看出，主极化特性F3、F4被形成为对称且宽阔的单峰值特性，其以0°方向为中心。由此，也可以理解，相对于交叉极化特性F3′、F4′，辐射强度变化缓慢，在一宽角度范围内，充分低于主极化F3、F4，并且获得的上述作为圆极化天线所需的所希望的辐射特性。
作为与上述相同的方式的、相对于各种辐射特性的仿真结果，其中在改变各个部分的结构参数的情况下进行仿真，证明了：当没有导电边沿32时的辐射特性显示了对介电基底21的外形长度L以及空腔的内部尺寸Lw的依赖性。还证明了：为了显示总趋势，当外形长度L大(L＝24，18mm)时，随着空腔的内部尺寸Lw从3扩大到10mm，主极化特性从三峰形式到单峰形式变得更紧密。
另外，证明了：当介电基底21的外形长度L相对较小(L＝12mm)时，随着空腔的内部尺寸Lw从3扩大到10mm，主极化特性从双峰形式到单峰形式变得更紧密。
但是，证明了：在两种情况下，在可用角度范围内，交叉极化扰动都大、并且与主极化分量的差异都变得较小，并且极化选择性都低，如图9所述，这对于所希望的特性是不足的。
请注意：作为边沿宽度LR的1.2mm对应于表面波波长的近似1/4。
即，边沿宽度LR＝1.2mm的部分形成了长度为λg/4(λg为波导波长)的传送通道，当从顶侧(tip side)观察柱墙侧时、通过传送通道，相对于表面波，阻抗达到无限值。
相应地，沿介电基底21表面的电流不流动，并且通过该电流禁止抑制了对表面波的激励，这就防止了辐射特性扰动。
因此，当圆极化天线20用于与上述不同的频率波段时，根据频率设置边沿宽度LR就足够了。
(第二实施例)
在本发明的第一实施例的圆极化天线20中，当UWB雷达等等所需的增益不足时、或者当必须使波束变窄时，按阵列设置上述圆极化天线20就足够了。
另外，当按阵列设置圆极化天线时，可以使用在以下非专利文献5中显示的顺序旋转阵列，其中通过抑制交叉极化分量，作为整个天线实现了宽带圆极化特性与宽带反射特性。
非专利文献5：Teshirogi等人″Wideband circularly polarized array antennawith sequential rotations and phase shift of elements″，Proc.of ISAP′85，024-3，pp.117-120，1985。
顺序旋转阵列为阵列天线，其中在相同平面上排列具有相同构成的N个天线元件，其中排列各个天线元件，从而围绕辐射方向轴依次旋转p·π/N弧度，并且根据阵列角度将到各个天线元件的馈送相位偏转p·π/N弧度。
此处，p为等于大于1且等于小于N-1的整数。
利用该结构，在整个圆极化天线中会均衡掉交叉极化分量，并且可以获得基本完全的圆极化特性，即使当各个天线元件的极化特性为不完全圆极化(即椭圆极化)时也如此。
此后，利用P＝1与N＝2情况下的最简单例子，描述顺序旋转阵列的原理。
如图10所示，可以将具有横轴强度a+b以及纵轴强度a-b的、具有椭圆极化特性的天线元件的椭圆极化特性A1当作以下特性，其中合成了强度为“a”的左手主极化分量B1(圆极化)与强度为“b”的右手交叉极化分量C1(圆极化)。
由此，当排列该天线元件以旋转π/2时，获得具有横轴强度a-b以及纵轴强度a+b的垂直长的椭圆极化特性A2。可以将该垂直长的椭圆极化特性A2看作通过如下获得：合成了强度为a的左手主极化分量B2(圆极化)与强度为b的右手交叉极化分量C1(圆极化)。
但是，当对具有椭圆极化特性A1的天线元件以及具有椭圆极化特性A2的天线元件进行同相馈送时，在主极化与交叉极化两者中，这两个天线的极化方向都被移动了π/2。
由此，当将对具有椭圆极化特性A2的天线元件的馈送的相位从对具有椭圆极化特性A1的天线元件的馈送的相位延迟π/2时，具有椭圆极化特性A2的天线元件的主极化分量B2′变得与具有椭圆极化特性A1的天线元件的主极化分量B1同相，并且两者(B2′，B1)合成获得增强。
与此形成对比的是，具有椭圆极化特性A2的天线元件的交叉极化分量C2′与具有椭圆极化特性A1的天线元件的交叉极化分量C1反相，并且强度相等，这会被均衡掉。
相应地，整个天线的极化特性变为基本完全的圆极化，其中合成了左手主极化分量B1与B2′。
图11到13显示作为根据本发明的圆极化天线的第二实施例的、通过利用上述顺序旋转阵列原理、按阵列设置的圆极化天线20′的构成。
即，图11为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第二实施例的顺序旋转阵列的构成的正视图。
图12为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第二实施例的顺序旋转阵列的构成的侧视图。
图13为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第二实施例的顺序旋转阵列的构成的后视图。
构成根据第二实施例的圆极化天线20′，从而将第一实施例的天线元件23按阵列以四级两列设置在垂直长矩形状的公共介电基底21′与接地导体22′上。
另外，在圆极化天线20′的接地导体22′的一侧上形成用于分布与馈送激励信号到多个天线元件的馈送单元40。
在介电基底21′的表面上，以四级在两列上配备以与第一实施例相同的方式形成为右手矩形螺旋的8个天线元件23(1)到23(8)。
此处，右列中沿4个天线元件23(1)到23(4)的辐射方向的轴向旋转角度相同，并且左列中围绕沿4个天线元件23(5)到23(8)的辐射方向的轴向角度也相同。
此处，相对于右列中的天线元件23(1)到23(4)，左列中的4个天线元件23(5)到23(8)按逆时钟方向转换π/2。
另外，与第一实施例相同的方式，以通过排列多个金属柱30(其一端侧连接到接地导体22′)形成的空腔围绕各个天线元件23(1)到23(8)。
另外，各个天线元件23(1)到23(8)沿其阵列方向、通过导电边沿32′(其从与各个金属柱30的连接位置开始、在相应天线元件23方向上延伸预定的距离(上述的边沿宽度LR的量))、耦合到各个金属柱30的另一端侧。
即，构成各个天线元件23(1)到23(8)，以防止对每个天线元件生成表面波。
请注意：当在平面上按矩阵排列多个天线元件23(1)到23(8)作为圆极化天线20′时，可以在邻近天线元件之间共享空腔与导电边沿32′，并且可以将其作为整体以网格形状形成。
但是，形成在邻近的两个天线元件之间配备的导电边沿32′，以向这两个天线元件都延伸预定的距离(上述的边沿宽度LR)。
各个馈送脚25(1)到25(8)(其一端侧连接到相应天线元件23(1)到23(8)的馈送点)穿透介电基底21′，并且通过接地导体22′的孔22a而不接触它们，并且还穿透构成馈送单元40的馈送介电基底41，以将其另一端侧突出到表面上。
然后，在馈送介电基底41的表面上，形成以接地导体22′作为地的微波传输带型馈送线42(a)到42(h)以及42(b′)到42(h′)，如图13所示。
馈送线42(a)到42(h)以及42(b′)到42(h′)具有：两条馈送线42b与42b′，其从连接到发射单元或者接收单元(未示出)的输入/输出馈送线42a分向左右；两条馈送线42c与42d，其从在其间向左延展的线42b分向上下；以及四条馈送线42e到42h，其分别从两条线42c与42d分叉。
然后，四条馈送线42e到42h连接到图11右线中天线元件23(1)到23(4)的相应馈送脚25(1)到25(4)。
与左侧基本类似的方式，从输入/输出馈送线42a向右分叉的馈送线42b′也具有：两条馈送线42c′与42d′，其分向上下；以及四条馈送线42e′到42h′，其分别从两条线42c′与42d′分叉。
四条馈送线42e′到42h′连接到图11左列中天线元件23(5)到23(8)的相应馈送脚25(5)到25(8)。
此处，设置从输入/输出馈送线42a看来的、到各个馈送脚25(1)到25(4)的线长度La相等，也设置从输入/输出馈送线42a看来的、到各个馈送脚25(5)到25(8)的线长度Lb相等。
但是，为了构成上述的顺序旋转阵列，设置线长度Lb比线长度La短与可用频率(例如26GHz)信号的传播(波导)波长λg的1/4对应的长度。
请注意：在图13中，线长度La与线长度Lb之间的差异配备到线42b与42b′的长度。但是，上述差异可以配备到其他线。
在如此构成的、根据第二实施例的圆极化天线20′中，通过由于多个金属柱30造成的空腔以及导电边沿32′防止生成表面波，每个天线元件23的极化特性具有与第一实施例类似的单峰方向性。
另外，在根据第二实施例的圆极化天线20′中，作为整个天线，通过构成顺序旋转阵列，均衡掉右列中4个天线元件23(1)到23(4)的交叉极化分量以及左列中4个天线元件23(5)到23(8)的交叉极化分量。相应地，8个天线元件23(1)到23(8)的主极化分量被合成在一起，这会产生具有基本完全的圆极化的高增益。
另外，在根据第二实施例的圆极化天线20′中，天线元件在垂直方向上按四级配备，因此，可以适当地缩窄垂直表面上的波束发散性。即使当包含UWB波段中的不可用频率波段的分量时，也可以抑制引起问题的高波角方向上的辐射，这可以防止对不可用频率波段的实质干扰。
上述按阵列设置的圆极化天线20′的馈送单元40通过在馈送介电基底41上形成的微波传输带型馈送线42、进行到各个天线元件的激励信号的分布与供应。但是，该馈送单元可以用共面波导构成。
在这种情况下，可以以下任何一种方法构成：一种方法中，以与上述相同的方式，在馈送介电基底41的表面上形成共面波导型馈送线；另一种方法中，直接在接地导体22′上形成共面波导型馈送线。
具体地，在后一种方法中，具有可以省略馈送介电基底41的优点。
另外，在上述第二实施例中，可以使在一列中排列的、具有相同旋转角度的四个天线成为一组，使在具有与相差π/2的旋转角度的四个天线成为另一组，从而由总共两组天线元件组构成顺序旋转天线。但是，这不是要限制本发明，并且天线元件的数目、组数目等等可以在各方面变化。
例如，可以构成使得在一列上垂直排列的四个天线元件23(1)到23(4)的阵列角度依次旋转π/2，并且在一列上垂直排列的四个天线元件23(5)到23(8)的阵列角度也依次旋转π/2，并且使其与相邻元件相差π/2。
此后描述应用这些修改后的例子的几种实施例。
(第三实施例)
图14为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第三实施例的顺序旋转阵列的构成的正视图。
如图14所示，应用了根据本发明的圆极化天线的第三实施例的、具有顺序旋转阵列结构的圆极化天线20′由分别在一列上垂直排列的四个天线元件23(1)到23(4)以及23(5)到23(8)构成为具有相同构成的两组两元件顺序旋转阵列。
即，在图14所示圆极化天线20′中，天线元件23(2)的阵列角度相对于天线元件23(1)旋转π/2，使天线元件23(3)具有与天线元件23(1)相同的阵列角度，并且使天线元件23(4)具有与天线元件23(2)相同的阵列角度。
另外，与其相邻的在一列上垂直排列的四个天线元件23(5)到23(8)也构成为两组两元件顺序旋转阵列，并且排列使得与邻近元件相差π/2。
(第四实施例)
图15为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第四实施例的顺序旋转阵列的构成的正视图。
如图15所示，在应用了根据本发明的圆极化天线的第四实施例的、具有顺序旋转阵列构成的圆极化天线20′中，对左侧在一列上垂直排列的四个天线元件23(1)到23(4)的阵列角度进行排列使其依次旋转π/4。另外，对与其相邻的、在一列上垂直排列的四个天线元件23(5)到23(8)的阵列角度进行排列也使其依次旋转π/4，并且使得与邻近元件相差π/2。
(第五实施例)
图16为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第五实施例的顺序旋转阵列的构成的正视图。
如图16所示，应用了根据本发明的圆极化天线的第五实施例的、具有顺序旋转阵列构成的圆极化天线20′是这样构成的：由在一列上垂直排列的四个天线元件23(1)到23(4)构成为具有相同构成的两组两元件顺序旋转阵列。
(第六实施例)
图17为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线的第六实施例的顺序旋转阵列的构成的正视图。
如图17所示，应用了根据本发明的圆极化天线的第六实施例的、具有顺序旋转阵列构成的圆极化天线20″被构成为具有相同构成的两组两元件顺序旋转阵列，其中安排在一列上垂直排列的四个天线元件23(1)到23(4)各自旋转π/4。
请注意：还是在图14到17所示的圆极化天线中任一个的情况下，在具有相同阵列角度的各个天线元件之间由馈送单元进行同相馈送，并且根据其间的基于根据图10所示顺序旋转阵列的原理以及图13的馈送结构的概念的角度差异，在具有存在相位差异的不同阵列角度的各个天线元件之间进行馈送。因此，以如下方式进行分布与供应，从而相应主极化分量同相，并且相应交叉极化分量不同相，这会均衡掉相应的交叉极化分量，并且可以获得基本完全的圆极化特性。
另外，在图14到17所示的圆极化天线中任一个的情况下，为了缩窄水平方向上的波束宽度，将其在横轴方向上按三或更多列排列就足够了。
顺便提及，可以认为在本发明的圆极化天线中，通过配备由于多个金属柱30而造成的空腔以及介电基底21上的导电边沿32，构造了谐振器，并且该谐振器由圆极化天线元件23激励。
因为在本发明的圆极化天线中配置了谐振器，所以有谐振频率。在该谐振频率上，因为使圆极化天线的输入阻抗非常大，所以天线停止辐射。
在这种情况下，根据谐振器以及圆极化天线元件的结构参数，确定谐振器的谐振频率。
如上所述，除空腔的内部尺寸Lw以边沿宽度LR之外，该结构参数还有天线元件转弯数目、元件的基本长度a0、线长度W等等。
相应地，天线增益的频率特性在谐振频率附近产生迅速下陷的缺口。
假定谐振频率可以匹配(例如)上述的RR禁止波段(23.6到24.0GHz)，则可以通过利用此类天线作为UWB雷达的发射天线，大大减少对地球探测卫星服务等等的干扰。
图18A为显示实验制造图14所示构成的圆极化天线、并且测量圆极化天线增益的频率特性以验证在天线增益中提供了根据上述原理的尖锐缺口的结果的图示。
从图18A可以明显看出，可以理解：在24到30GHz范围上，增益被维持得大于或等于14dBi；并且在23.2GHz附近，产生了从峰值下降20dB的尖锐缺口。
然而，在圆极化天线中，缺口的频率不完全匹配RR禁止波段(23.6到24.0GHz)。
图18B为显示新实验制造圆极化天线、并且测量圆极化天线增益的频率特性的结果的图示，其中调整了圆极化天线的边沿宽度LR从而缺口频率匹配RR禁止波段。
作为圆极化天线的构成，主极化为右手圆极化(RHCP)，交叉极化为左手圆极化(LHCP)。
从图18A可以明显看出，可以确认：在25到29GHz范围上，主极化增益被维持得大于或等于14dBi；并且在RR禁止波段，具有从峰值增益下降10dB或更多的缺口。
通过这种方式，在根据本发明的圆极化天线中，通过适当选择谐振器或者螺旋型天线元件之一或者两者的结构参数，可以容易地使在其上产生缺口的频率匹配上述RR禁止波段。
除上述基本构成之外，根据本发明的圆极化天线还具有以下特征。优选地，天线元件具有预定的极化旋转方向，并且由具有螺旋中心侧端部分的正方形螺旋型或者圆形螺旋型形成。在该圆极化天线元件中，还包含：馈送脚25，其一个端侧连接到由正方形螺旋型或者圆形螺旋型形成的天线元件的螺旋的中心侧端部分，该馈送脚25被配备来穿透介电基底以及接地导体。按多组分别配备在介电基底上形成的天线元件以及其一个端侧连接到天线元件的螺旋的中心侧端部分的馈送脚。所述多组天线元件的预定极化旋转方向被分别形成以具有相同的极化旋转方向。所述构成空腔的多个金属柱以及导电边沿按网格形状形成，以围绕所述多组天线元件。另外，还配备有：馈送单元40，用来通过所述多组馈送脚，分布与提供激励信号到所述多组天线元件，该馈送单元在接地导体的侧面上配备。
除上述基本构成之外，优选地，根据本发明的圆极化天线特征在于：馈送单元由在介电基底的相对侧配备从而将接地导体夹在中间的馈送介电基底41、以及在馈送介电基底41的表面上形成的微波传输带型馈送线42构成。
除上述基本构成之外，根据本发明的圆极化天线还具有以下特征。优选地，形成所述多组天线元件，从而具有阵列角度不同的至少两种类型：各自围绕垂直于介电基底相对表面的轴相互相同的阵列角和相互不同的阵列角度。在所述多组天线元件中，馈送单元在具有相同阵列角度的各个天线元件之间同相地分布并且供应激励信号，并且在具有不同阵列角度的各个天线元件之间分布并且供应激励信号，从而各个主极化分量同相、并且各个交叉极化分量不同相。
除上述基本构成之外，优选地，根据本发明的圆极化天线特征在于：由正方形螺旋型形成的天线元件被形成为具有预定转弯数目的正方形螺旋型天线元件，所述转弯以正方形螺旋形式相互连接，构成该正方形螺旋使得：假定基本长度是具有预定元件宽度为w的a0，并且在每个90°角上排列长度为a0或者a0整数倍的线。
除上述基本构成之外，优选地，根据本发明的圆极化天线特征在于：由圆形螺旋型形成的天线元件被形成为具有预定转弯数目的圆形螺旋型天线元件，所述转弯以圆形螺旋形式相互连接，该圆形螺旋具有以预定螺旋间隔d的预定元件宽度w，以及具有距离参照点的预定半径初始值SR。
除上述基本构成之外，根据本发明的圆极化天线还具有以下特征。优选地，由所述空腔与导电边沿构成谐振器，并且调整该谐振器以及天线元件的结构参数，以设置谐振器的谐振频率为所希望的值，由此获得其中圆极化天线的增益在预定范围内下降的频率特性。
除上述基本构成之外，根据本发明的圆极化天线的特还在于：优选地，所述结构参数包含以下中的至少一个：所述空腔的内部尺寸Lw、导电边沿的边沿宽度LR、天线元件转弯数目、天线元件的基本长度a0、以及天线元件的线宽度W。
(第七实施例)
图19为用来解释应用了根据本发明的第七实施例的雷达设备的构成的方框图。
即，图19显示使用上述根据各个实施例的圆极化天线(20，20′，20″)作为发射天线51以及接收天线52的UWB雷达设备50的构成。
图19所示的雷达设备50为汽车雷达设备。在控制单元53的时序控制下的发射单元54按预定周期生成具有26GHz载波频率的脉冲波，以从发射天线51辐射到其中有待探测的物体的空间1中。
由物体1a上的反射返回的脉冲波在接收天线52处接收，并且其接收信号被输入到接收单元55。
接收单元55在控制单元53的时序控制下，对接收信号进行检测处理。
由检测处理获得的信号输出到分析处理单元56，并且对其中有待探测的物体的空间1进行分析处理，并且按照需要将其分析结果通知给控制单元53。
作为具有此类构成的雷达设备50的发射天线51以及接收天线52，可以使用上述根据各个实施例的圆极化天线20、20′、20″。
但是，在使用以上用于汽车目的的情况下，优选地，将发射天线51以及接收天线52一体形成。
另外，圆极化中的射频波具有以下特性：极化旋转方向由反射反向。结果，当发射天线与接收天线的极化旋转方向反向时，抑制了二次反射分量(更确切地，偶数阶反射分量)，从而可能使对于首次反射分量(更确切地，奇数阶反射分量)的敏感度变高。
结果，可以减少由二次反射生成的假象。
图20为考虑到以上的圆极化天线60，其中分别在公共介电基底21″的横向较长形状的左侧与右侧，提供在结构方面具有与上述图14的圆极化天线20′相同的构成的发射天线51以及接收天线52。
即，图20为用来解释其中应用了根据本发明的圆极化天线第七实施例的、用于雷达设备的圆极化天线的构成的正视图。
但是，在左侧的发射天线51的各个天线元件23(1)到23(8)是右旋的(左手极化)，在右侧的接收天线52的各个天线元件23(1)′到23(8)′是左旋的(右手极化)。
如上所述，由于各个天线元件23被由多个金属柱30构成的空腔以及导电边沿32′围绕，在圆极化天线60上配备的发射天线51以及接收天线52不受表面波的影响，并且具有抑制对RR禁止波段的辐射的宽带增益特性。
另外，分别使图17所示的发射天线51以及接收天线52的馈送单元(未示出)具有上述图14所示的顺序旋转阵列结构。相应地，交叉极化分量被均衡掉，以提供基本完全的圆极化特性。这使之可以高灵敏度接收相对于从发射天线51向待探索的空间辐射的左手圆极化的首次反射波。
顺便提及，当通过这种方式形成发射天线51以及接收天线52以相互靠近时，可以认为从发射天线51辐射的射频波直接输入到接收天线52。
但是由于上述顺序旋转阵列结构、发射天线51以及接收天线52都具有基本完全的圆极化特性，并且极化旋转方向彼此相对。因此，可以大大减少直接输入波，这使之可以高灵敏度检测待探索空间中的物体。
作为雷达设备50的发射天线51以及接收天线52，可以使用等价于以上圆极化天线20与20″的天线。
即，根据本发明的雷达设备特征在于其基本包含：发射单元54，其通过发射天线51发射雷达脉冲到空间中；接收单元55，其通过接收天线52接收从空间返回的雷达脉冲的反射波；分析处理单元60，其根据来自接收单元的接收输出，探索在空间中存在的物体；以及控制单元53，其根据分析处理单元的输出来控制发射单元与接收单元中的至少一个。在该雷达设备中，发射天线与接收天线由具有预定极化旋转方向的第一圆极化型天线元件(23，23′)与具有与所述预定极化旋转方向相对的方向上的极化旋转方向的第二圆极化型天线元件(23′，23)构成。该第一圆极化型天线元件与第二圆极化型天线元件每个都包含：介电基底21、21′、21″；接地导体22、22′，其在介电基底的一个表面侧上堆积；圆极化型天线元件23、23′，其在介电基底的相对表面上形成；多个金属柱30，其各自的一个端侧连接到接地导体，并且沿其厚度方向穿透介电基底，其各自的另一个端侧向上延伸到介电基底的相对表面，通过将该多个金属柱30按预定间隔配备从而围绕天线元件，该多个金属柱30构成空腔；以及导电边沿32、32′，其沿其阵列方向短路多个金属柱的相应的另一个端侧，并且被配备来在介电基底相对表面侧上、在天线元件方向上延伸预定距离。所述其各自的一个端侧连接到接地导体、并且沿其厚度方向穿透介电基底、其各自的另一个端侧向上延伸到介电基底的相对表面的多个金属柱30通过被按预定间隔配备从而隔离地围绕第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件，分别构成隔离的空腔。作为导电边沿32、32′，在介电基底相对表面侧上，配备沿其阵列方向短路所述被按预定间隔配备从而隔离地围绕第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型的多个金属柱的相应的另一个端侧的第一导电边沿32与第二导电边沿32′，从而在第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件的方向上延伸预定距离。
除上述基本构成之外，根据本发明的雷达设备具有以下特征。优选地，天线元件具有预定的极化旋转方向，并且由具有螺旋中心侧端部分的正方形螺旋型或者圆形螺旋型形成。在天线元件中，有馈送脚25，其一个端侧连接到由正方形螺旋型或者圆形螺旋型形成的天线元件的螺旋的中心侧端部分，该馈送脚被配备来穿透介电基底以及接地导体。按多组分别配备在介电基底上形成的天线元件以及其一个端侧连接到天线元件的螺旋的中心侧端部分的馈送脚。所述多组天线元件的预定极化旋转方向被分别形成以具有相同的极化旋转方向。所述构成空腔的多个金属柱以及导电边沿按网格形状形成，以围绕所述多组天线元件。还配备了馈送单元40，用来通过所述多组馈送脚，分布与提供激励信号到所述多组天线元件，该馈送单元在接地导体的侧面上配备。
除上述基本构成之外，优选地，根据本发明的雷达设备特征在于：馈送单元由在介电基底的相对侧配备从而将接地导体夹在中间的馈送介电基底41、以及在馈送介电基底41的表面上形成的微波传输带型馈送线42配备。
除上述基本构成之外，根据本发明的雷达设备具有以下特征。优选地，形成所述多组天线元件，从而具有阵列角度不同的至少两种类型：分别围绕垂直于介电基底相对表面的轴相互不同的阵列角度和相互相同的阵列角。在所述多组天线元件中，馈送单元在具有相同阵列角度的各个天线元件之间同相地分布并且供应激励信号，并且在具有不同阵列角度的各个天线元件之间分布并且供应激励信号，从而各个主极化分量同相、并且各个交叉极化分量不同相。
除上述基本构成之外，优选地，根据本发明的雷达设备特征在于：由正方形螺旋型形成的天线元件被形成为具有预定转弯数目的正方形螺旋型天线元件，所述转弯以正方形螺旋形式相互连接，构成该正方形螺旋使得：基本长度是具有预定元件宽度为w的a0，并且在每个90°角上排列长度为a0或者a0整数倍的线。
除上述基本构成之外，优选地，根据本发明的雷达设备特征在于：由圆形螺旋型形成的天线元件被形成为具有预定转弯数目的圆形螺旋型天线元件，所述转弯以圆形螺旋形式相互连接，该圆形螺旋具有以预定螺旋间隔d的预定元件宽度w，以及距离参照点的预定半径初始值SR。
除上述基本构成之外，根据本发明的雷达设备具有以下特征。优选地，配置所述雷达设备使得由所述空腔与导电边沿构成谐振器。调整该谐振器以及天线元件的结构参数，以设置谐振器的谐振频率为所希望的值，由此获得其中圆极化天线的增益在预定范围内下降的频率特性。
除上述基本构成之外，优选地，根据本发明的雷达设备特征在于：所述结构参数包含以下中的至少一个：所述空腔的内部尺寸Lw、导电边沿的边沿宽度LR、天线元件转弯数目、天线元件的基本长度a0、以及天线元件的线宽度W。
除上述基本构成之外，优选地，根据本发明的圆极化天线具有以下特征，作为天线元件，在介电基底21″上形成具有预定极化旋转方向的第一圆极化型天线元件23、23′、以及具有与所述预定极化旋转方向相对的方向上的极化旋转方向的第二圆极化型天线元件23′、23。所述其各自的一个端侧连接到接地导体、并且沿其厚度方向穿透介电基底、其各自的另一个端侧向上延伸到介电基底的相对表面的多个金属柱30通过被按预定间隔配备从而隔离地围绕第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件，分别构成隔离的空腔。作为导电边沿，在介电基底相对表面侧上，配备分别沿其阵列方向短路所述被按预定间隔配备从而隔离地围绕第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型的多个金属柱的相应的另一个端侧的第一导电边沿与第二导电边沿，从而在第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件的方向上延伸预定距离。
除上述基本构成之外，优选地，根据本发明的圆极化天线特征在于：第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件中的一种被用作为雷达设备50的发射天线51，第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件中的另一种被用作为雷达设备50的接收天线52。
工业实用性
上述第七实施例为其中根据本发明的圆极化天线用于UWB雷达设备的例子。但是，根据本发明的圆极化天线不仅可以用于UWB雷达设备，而且可以用于非UWB频率波段内的各种通信系统。

Claims (4)

1.一种圆极化天线，特征在于其包含：
介电基底(21，21’，21”)；
接地导体(22，22’)，其在介电基底(21，21’，21”)的一个表面侧上堆积；
圆极化型天线元件(23，23’)，其在介电基底(21，21’，21”)的相对表面上形成；
多个金属柱(30)，其各自的一个端侧连接到接地导体(22，22’)，并且沿其厚度方向穿透介电基底(21，21’，21”)，其各自的另一个端侧向上延伸到介电基底(21，21’，21”)的相对表面，通过将该多个金属柱(30)按预定间隔配备从而围绕天线元件(23，23’)，该多个金属柱构成空腔；以及
导电边沿(32，32’)，其沿其阵列方向短路多个金属柱(30)的相应的另一个端侧，并且被配备来在介电基底(21，21’，21”)相对表面侧上、在天线元件(23，23’)方向上延伸预定距离，其特征在于：由所述空腔与导电边沿构成谐振器，并且调整该谐振器以及天线元件的结构参数，以设置谐振器的谐振频率为所希望的值，由此获得其中圆极化天线的增益在预定范围内下降的频率特性。
2.如权利要求1所述的圆极化天线，特征在于：所述参数包含以下中的至少一个：所述空腔的内部尺寸Lw、导电边沿(32，32’)的边沿宽度LR、天线元件(23，23’)转弯数目、天线元件(23，23’)的基本长度a0、以及天线元件(23，23’)的线宽度W。
3.一种雷达设备，特征在于其包含：
发射单元(54)，其通过发射天线(51)发射雷达脉冲到空间中；
接收单元(55)，其通过接收天线(51)接收从空间返回的雷达脉冲的反射波；
分析处理单元(56)，其根据来自接收单元(55)的接收输出，探索在空间中存在的物体；以及
控制单元(53)，其根据从分析处理单元(56)的输出来控制发射单元(54)与接收单元(55)中的至少一个，其中
发射天线(51)与接收天线(51)包括具有第一极化旋转方向的第一圆极化型天线元件(23，23’)与具有与所述第一极化旋转方向相对的第二极化旋转方向的第二圆极化型天线元件(23，23’)，该第一圆极化型天线元件与第二圆极化型天线元件(23，23’)具有这样的结构，包括：
介电基底(21，21’，21”)；
接地导体(22，22’)，其在介电基底(21，21’，21”)的一个表面侧上堆积；
圆极化型天线元件(23，23’)，其在介电基底(21，21’，21”)的相对表面侧上形成；
多个金属柱(30)，其各自的一个端侧连接到接地导体(22，22’)，并且沿其厚度方向穿透介电基底(21，21’，21”)，其各自的另一个端侧向上延伸到介电基底(21，21’，21”)的相对表面，通过将该多个金属柱(30)按预定间隔配备从而围绕天线元件(23，23’)，该多个金属柱构成空腔；以及
导电边沿(32，32’)，其沿其阵列方向短路多个金属柱(30)的相应的另一个端侧，并且被配备来在介电基底(21，21’，21”)相对表面侧上、在天线元件(23，23’)方向上延伸预定距离，
所述其各自的一个端侧连接到接地导体(22，22’)、并且沿其厚度方向穿透介电基底(21，21’，21”)、其各自的另一个端侧向上延伸到介电基底(21，21’，21”)的相对表面的多个金属柱(30)通过被按预定间隔配备从而隔离地围绕第一圆极化型天线元件(23，23’)以及第二圆极化型天线元件(23，23’)，分别构成隔离的空腔，以及
作为导电边沿(32，32’)，在介电基底相对表面侧上，配备沿其阵列方向短路所述被按预定间隔配备从而隔离地围绕第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件的多个金属柱(30)的相应的另一个端侧的第一导电边沿(32，32’)与第二导电边沿(32，32’)，从而在第一圆极化型天线元件以及第二圆极化型天线元件的方向上延伸预定距离，其特征在于：由所述空腔与导电边沿构成谐振器，并且调整该谐振器以及天线元件的结构参数，以设置谐振器的谐振频率为所希望的值，由此获得其中圆极化天线的增益在预定范围内下降的频率特性。
4.如权利要求3所述的雷达设备，特征在于：所述参数包含以下中的至少一个：所述空腔的内部尺寸Lw、导电边沿的边沿宽度LR、天线元件转弯数目、天线元件的基本长度a0、以及天线元件的线宽度W。
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Families Citing this family (56)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7262729B1 (en) * 2006-06-19 2007-08-28 General Electric Company Radio detection and ranging intrusion detection system
JP2009106307A (ja) * 2007-09-28 2009-05-21 National Institute Of Information & Communication Technology 医療無線通信システム用の人体埋設型アンテナ
JP4974168B2 (ja) * 2007-10-02 2012-07-11 古河電気工業株式会社 レーダ装置用アンテナ
JP5103227B2 (ja) * 2008-03-03 2012-12-19 アンリツ株式会社 レーダ用アンテナ
JP5227820B2 (ja) * 2009-01-26 2013-07-03 古河電気工業株式会社 レーダ装置用アンテナ
JP5718315B2 (ja) * 2010-03-23 2015-05-13 古河電気工業株式会社 アンテナ及び一体化アンテナ
JP5299335B2 (ja) * 2010-03-26 2013-09-25 三菱電機株式会社 スパイラルアンテナ装置
EP2451008B1 (en) * 2010-11-03 2013-07-03 Laird Technologies AB An antenna arrangement and a portable radio communication device comprising such an antenna arrangement
CN102074795A (zh) * 2011-01-21 2011-05-25 杭州电子科技大学 左右旋圆极化可重构天线
US9179336B2 (en) 2013-02-19 2015-11-03 Mimosa Networks, Inc. WiFi management interface for microwave radio and reset to factory defaults
US9930592B2 (en) 2013-02-19 2018-03-27 Mimosa Networks, Inc. Systems and methods for directing mobile device connectivity
WO2014137370A1 (en) 2013-03-06 2014-09-12 Mimosa Networks, Inc. Waterproof apparatus for cables and cable interfaces
US9362629B2 (en) 2013-03-06 2016-06-07 Mimosa Networks, Inc. Enclosure for radio, parabolic dish antenna, and side lobe shields
US10742275B2 (en) 2013-03-07 2020-08-11 Mimosa Networks, Inc. Quad-sector antenna using circular polarization
US9191081B2 (en) 2013-03-08 2015-11-17 Mimosa Networks, Inc. System and method for dual-band backhaul radio
US9295103B2 (en) 2013-05-30 2016-03-22 Mimosa Networks, Inc. Wireless access points providing hybrid 802.11 and scheduled priority access communications
US10938110B2 (en) 2013-06-28 2021-03-02 Mimosa Networks, Inc. Ellipticity reduction in circularly polarized array antennas
US9515379B2 (en) * 2013-09-11 2016-12-06 Broadcom Corporation Poly spiral antenna and applications thereof
JP6309859B2 (ja) * 2013-09-25 2018-04-11 株式会社東芝 超伝導アンテナ装置
WO2015083457A1 (ja) * 2013-12-03 2015-06-11 株式会社村田製作所 パッチアンテナ
US9001689B1 (en) 2014-01-24 2015-04-07 Mimosa Networks, Inc. Channel optimization in half duplex communications systems
US9780892B2 (en) 2014-03-05 2017-10-03 Mimosa Networks, Inc. System and method for aligning a radio using an automated audio guide
US9998246B2 (en) 2014-03-13 2018-06-12 Mimosa Networks, Inc. Simultaneous transmission on shared channel
US10958332B2 (en) 2014-09-08 2021-03-23 Mimosa Networks, Inc. Wi-Fi hotspot repeater
CN105609941B (zh) * 2015-11-13 2018-08-14 成都雷电微力科技有限公司 一种微带环形引信天线
CN105244618B (zh) * 2015-11-13 2018-08-14 成都雷电微力科技有限公司 一种微带环形引信天线
WO2017123558A1 (en) 2016-01-11 2017-07-20 Mimosa Networks, Inc. Printed circuit board mounted antenna and waveguide interface
US10446907B2 (en) * 2016-02-16 2019-10-15 GM Global Technology Operations LLC Impedance surface treatment for mitigating surface waves and improving gain of antennas on glass
JP6570482B2 (ja) * 2016-06-21 2019-09-04 日精株式会社 基板型アンテナ
WO2018022526A1 (en) 2016-07-29 2018-02-01 Mimosa Networks, Inc. Multi-band access point antenna array
CN107819188B (zh) * 2016-09-12 2020-05-05 矽品精密工业股份有限公司 电子封装件
JP2019027997A (ja) * 2017-08-02 2019-02-21 アンリツ株式会社 無線端末測定装置、無線端末測定装置に接続される円偏波アンテナ装置、及び無線端末測定方法
WO2019054094A1 (ja) * 2017-09-12 2019-03-21 株式会社村田製作所 アンテナモジュール
JP6606158B2 (ja) * 2017-11-20 2019-11-13 アンリツ株式会社 無線端末測定装置及び無線端末測定方法
CN108242595B (zh) * 2017-12-13 2022-08-16 上海航天电子有限公司 X波段小型化锥螺天线
US10511074B2 (en) 2018-01-05 2019-12-17 Mimosa Networks, Inc. Higher signal isolation solutions for printed circuit board mounted antenna and waveguide interface
US11069986B2 (en) 2018-03-02 2021-07-20 Airspan Ip Holdco Llc Omni-directional orthogonally-polarized antenna system for MIMO applications
JP6975088B2 (ja) * 2018-03-30 2021-12-01 アンリツ株式会社 無線端末測定装置及び無線端末測定方法
WO2019208022A1 (ja) * 2018-04-25 2019-10-31 株式会社村田製作所 アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
JP6590132B1 (ja) * 2018-07-20 2019-10-16 株式会社村田製作所 アンテナ装置、アンテナモジュール、およびそれに用いられる回路基板
JP6684323B2 (ja) * 2018-08-03 2020-04-22 アンリツ株式会社 平面アンテナ装置、それを備えた無線端末測定装置、及び無線端末測定方法
JP6876021B2 (ja) * 2018-08-24 2021-05-26 アンリツ株式会社 電磁波シールドボックス
US10871457B2 (en) 2018-08-29 2020-12-22 Honeywell International Inc. Determining material category based on the polarization of received signals
US11289821B2 (en) 2018-09-11 2022-03-29 Air Span Ip Holdco Llc Sector antenna systems and methods for providing high gain and high side-lobe rejection
US11010996B2 (en) * 2018-10-12 2021-05-18 Denso International America, Inc. Passive entry/passive start systems using I and Q data for detecting range extender type relay station attacks
KR102626886B1 (ko) 2019-02-19 2024-01-19 삼성전자주식회사 안테나 및 상기 안테나를 포함하는 전자 장치
CN110048737A (zh) * 2019-04-17 2019-07-23 南京理工大学 一种雷达射频前端有源环形收发系统
JP7166226B2 (ja) * 2019-07-25 2022-11-07 株式会社東芝 アンテナ装置および製造方法
CN110808454B (zh) * 2019-10-31 2022-09-23 维沃移动通信有限公司 一种天线单元及电子设备
CN111276800B (zh) * 2020-02-04 2021-10-22 Oppo广东移动通信有限公司 双频毫米波天线模组和电子设备
JP7298505B2 (ja) * 2020-02-19 2023-06-27 株式会社デンソー アンテナ装置
JP2021028634A (ja) * 2020-10-08 2021-02-25 アンリツ株式会社 無線端末測定装置、無線端末測定装置に接続される円偏波アンテナ装置、及び無線端末測定方法
CN113497358B (zh) * 2021-07-21 2022-08-12 德州学院 一种低仰角增益增强的宽角双圆极化天线及设备
US11575203B1 (en) 2021-10-04 2023-02-07 City University Of Hong Kong 3-d printed wideband high-gain circularly-polarized dielectric resonator antenna
CN114552221B (zh) * 2022-02-25 2023-12-12 南京邮电大学 一种改善方向性的圆极化腔体天线
CN114300847B (zh) * 2022-03-08 2022-06-14 华南理工大学 宽角扫描的低交叉极化天线阵列及射频通信设备

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4367475A (en) 1979-10-30 1983-01-04 Ball Corporation Linearly polarized r.f. radiating slot
JPS5826282A (ja) 1981-08-10 1983-02-16 Nippon Kokan Kk <Nkk> マイクロ波測距装置
JPH03267804A (ja) * 1990-08-04 1991-11-28 Yuseisho Tsushin Sogo Kenkyusho 円偏波共用アレーアンテナ
US5268695A (en) 1992-10-06 1993-12-07 Trimble Navigation Limited Differential phase measurement through antenna multiplexing
JP3006399B2 (ja) * 1994-02-28 2000-02-07 松下電工株式会社 デュアルバンドアンテナ
US5712647A (en) * 1994-06-28 1998-01-27 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Spiral microstrip antenna with resistance
JPH10319117A (ja) * 1997-05-21 1998-12-04 Sekisui Chem Co Ltd 地中探査用アンテナ及び地中探査装置
JP2894325B2 (ja) 1997-06-25 1999-05-24 日本電気株式会社 電子回路のシールド構造
JPH11239017A (ja) * 1998-02-23 1999-08-31 Kyocera Corp 積層型開口面アンテナおよびそれを具備する多層配線基板
JPH11136022A (ja) * 1997-10-29 1999-05-21 Mitsubishi Electric Corp アンテナ装置
JP3340958B2 (ja) * 1998-04-17 2002-11-05 株式会社ヨコオ アレーアンテナ
US6181279B1 (en) * 1998-05-08 2001-01-30 Northrop Grumman Corporation Patch antenna with an electrically small ground plate using peripheral parasitic stubs
JP3683422B2 (ja) 1998-10-30 2005-08-17 三菱電機株式会社 マイクロストリップアンテナおよびマイクロストリップアンテナ基板
US6150989A (en) 1999-07-06 2000-11-21 Sky Eye Railway Services International Inc. Cavity-backed slot antenna resonating at two different frequencies
JP3662465B2 (ja) * 2000-03-03 2005-06-22 シャープ株式会社 角型スパイラルアンテナ
JP2002124592A (ja) 2000-10-16 2002-04-26 Sharp Corp 高周波装置
JP3886491B2 (ja) 2001-08-30 2007-02-28 アンリツ株式会社 単一の自己補対アンテナを用いる無線端末試験装置
US6624787B2 (en) 2001-10-01 2003-09-23 Raytheon Company Slot coupled, polarized, egg-crate radiator
WO2003058758A1 (en) * 2001-12-27 2003-07-17 Hrl Laboratories, Llc RF MEMs-TUNED SLOT ANTENNA AND A METHOD OF MAKING SAME
DE10259833A1 (de) 2002-01-03 2003-07-24 Harris Corp Unterdrückung gegenseitiger Kopplung in einer Anordnung planer Antennenelemente
DE10205379A1 (de) 2002-02-09 2003-08-21 Bosch Gmbh Robert Vorrichtung zum Senden und Empfangen elektromagnetischer Strahlung
GB2387036B (en) * 2002-03-26 2005-03-02 Ngk Spark Plug Co Dielectric antenna
US6768469B2 (en) * 2002-05-13 2004-07-27 Honeywell International Inc. Methods and apparatus for radar signal reception
US7079078B2 (en) * 2003-04-09 2006-07-18 Alps Electric Co., Ltd. Patch antenna apparatus preferable for receiving ground wave and signal wave from low elevation angle satellite

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
同上.

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Publication number Publication date
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