CN1917496A - 在正交频分复用系统中插入恒定导频的精频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于OFDM系统的精频偏估计技术领域，其特征在于，针对单发单收OFDM系统，或多发多收OFDM系统，在已完成粗频偏估计并选择好最佳循环前缀截取位置的前提下，在每个OFDM符号的某个子载波位置插入频域导频，并根据此计算出该导频的时域波形c^* (n)，使该波形与第i跟接收天线上任意选定的第j个OFDM符号的对应时域值作相关，便可求出相关后标量的相角，再对此相角进行接收天线合并得到平均相角，由此便可求出两个相邻OFDM符号的平均相角之差，进而得到瞬时频率偏差估计值，对瞬时值平滑滤波后便可得到精确频率估计值。本发明可估计出1个子载波偏差内的精细频偏，有很强的使用价值。

Description

在正交频分复用系统中插入恒定导频的精频偏估计方法

技术领域

本发明涉及单发单收或多发多收正交频分复用系统中，一种用于估计收发间分数倍子载波频率偏差的方法。

背景技术

随着无线通信中日益增长的带宽要求，近年来正交频分复用多载波传输OFDM系统正得到十分广泛的关注。

由于正交频分复用OFDM系统在发射端采用了逆傅里叶变换和循环前缀等技术和在接收端丢弃循环前缀后用傅里叶变换解调，从而消除码间干扰，并将频率选择性信道转换成平坦衰落的子信道，因此在实际应用中，仅需要简单的频域均衡技术就允许进行高速率的数据传输。

OFDM符号可以看成是由多个子载波信号叠加构成的，各个子载波之间利用正交性来区分，因此确保这种正交性对于OFDM系统来说是至关重要的，它对同步的要求比单载波更严格。发射机与接收机之间的频率偏差导致接收信号在频域内发生偏移，如果频率偏差是子载波间隔的n倍，则子载波之间虽然正交，但是频率采样值已经偏移了n个子载波位置。如果载波偏差不是子载波的整数倍，则在子载波之间就会存在能量的“泄漏”，导致子载波之间的正交性遭到破坏，从而在子载波之间引入了干扰，使得系统的误码率性能恶化，

无线通信系统中收发天线不可避免的存在频率偏差，因此准确的频率偏差估计对于OFDM系统来说就是至关重要的。频率偏差估计通常分为粗频偏估计和精频偏估计两步来完成，粗频偏估计用于估计整数倍子载波偏差，而精频偏估计用于估计1个子载波偏差内的剩余频率偏差。

发明内容

本发明提出的OFDM系统中的精频偏估计方法，在已做完粗频偏估计的前提下，进一步估计收发间存在的剩余频率偏差，可以使系统性能进一步提高。

本发明的特征在于，针对单发单收OFDM系统，或多发多收OFDM系统，该方法是在接收端用一块数字集成电路芯片依次按以下步骤实现精确频率估计：

步骤(1)设定该系统有Nt跟发送天线，Nr根接收天线，每根发送天线都采用OFDM调制方式，所述OFDM符号包括子载波的数目NFFT，用0至NFFT-1序列编号，在每个OFDM符号某个固定子载波位置a插入频域导频c_a，OFDM符号循环前缀长度CP，相邻两个OFDM符号的频域导频c_a相距Δl个采样点，每个子载波带宽f，频域导频c_a的功率为P；步骤(2)计算时域导频波形c^*(n)，

其中k＝0，1...NFFT-1， $c^{*}\left(n\right)=\frac{1}{\mathrm{NFFT}}\underset{k=0}{\overset{\mathrm{NFFT}-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{*}\left(k\right)e^{-\frac{j2\mathrm{\πkn}}{\mathrm{NFFT}}},$ (n＝0，1，...NFFT-1)

把c^*(n)预存入一个RAM中；

步骤(3)做完时间同步和粗频率估计后，根据设定的最佳循环前缀截取位置，截取第i根接收天线上第j个OFDM符号的NFFT点时域值r(i，j，n)，其中n＝0，1...NFFT-1，i＝0，1，..Nr-1，j＝0，1....

步骤(4)从所述RAM中读取时域波形c^*(n)，并与步骤(3)得到的序列r(i，j，n)做相关，得到标量Z(i，j)：

$Z(i,j)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{NFFT}-1}{\mathrm{\Σ}}}r(i,j,n)\·c^{*}\left(n\right);$

步骤(5)求出步骤(4)所得标量Z(i，j)的相角A(i，j)，

A(i，j)＝Angle(Z(i，j))，其中Angle()代表求相角的操作，

步骤(6)在各接收天线接收信号幅度设定近似相等的情况下，用下述等增益合并算法计算Nr个接收天线的平均相角B(j)： $B\left(j\right)=\underset{i=0}{\overset{\mathrm{Nr}-1}{\mathrm{\Σ}}}A(i,j),$ B(j)称为主相角；

步骤(7)计算相邻两个OFDM符号的主相角差D(j)：

D(j)＝B(j)-B(j-1)；

步骤(8)求出第j个OFDM符号的瞬时频偏估计值k₁(j)，单位Hz，

$k_1\left(j\right)=\frac{\mathrm{NFFT}\×D\left(j\right)}{2\mathrm{\π\Δl}}\×f$

步骤(9)对步骤(8)得到的瞬时频偏估计值k₁(j)做平滑滤波，得到精频偏估计值kk，单位Hz，滤波公式为：

kk(j)＝αkk(j-1)+(1-α)k₁(j)

其中α为待定的平滑滤波参数。

本发明在已知整数倍频率偏差的基础上，通过插入少量恒定导频估计出1个子载波偏差内的剩余频偏，具有很强的使用价值。

附图说明

图1是实施例中OFDM符号频域结构示意图。其中

代表数据或信道估计所用导频占用的子载波，

代表全0的虚拟子载波， 代表本发明中用于精频率估计的导频所占用的子载波。

图2是本发明精频率估计的硬件实现框图。

图3是实施例中，在高斯白噪声信道下，频偏为0.1个子载波时的估计性能，横坐标代表738号子载波上的载波信噪比，纵坐标代表精频率估计的相对误差。

具体实施方式

下面结合附图和实例，对本发明效果作具体介绍：

在本实施例中，收发采用MIMO-OFDM系统，每个OFDM符号有2048个子载波，发送天线数目Nt＝4，接收天线数目Nr＝4，在每个OFDM符号第768号子载波位置插入用于精频率估计的频域导频，其功率P与其它数据子载波相同，OFDM符号循环前缀长度330点，相邻两个OFDM符号的用于精频率估计的频域导频相距2048+330＝2378个采样点，每个子载波带宽11.2KHz。

OFDM符号频域结构如图1所示，第0-767和1280-2047号子载波用于传输数据或是插入用于信道估计的普通导频，第768号子载波插入用于精频偏估计所用导频，其他位置作为虚拟子载波传输固定值0。

在接收端按照说明书所述步骤，在已得到定时同步和整数倍子载波频率偏差的情况下，进行精确频率估计，在步骤(9)中的选取α＝0.05，估计结果如图3所示。

可见，本发明提出的在少量子载波位置插入用于精频率估计的方法，可以在已知整数倍子载波偏差的情况下，精确的估计出剩余频率偏差，而且由于插入的导频数量较少，因此可以适当增大此导频功率，在保证发射功率基本不变的情况下，得到更好的估计性能。

以上所述实例只是本发明的1个实施例，且不局限于此，在不超过本发明的精神范围的情况下，所做的种种变化实施，都属于本发明的范围。

Claims (3)

1.在正交频分复用系统中插入恒定导频的精频偏估计方法，其特征在于，针对单发单收OFDM系统，或多发多收OFDM系统，该方法是在接收端用一块数字集成电路芯片依次按以下步骤实现精确频率估计：

步骤(1)设定该系统有Nt跟发送天线，Nr根接收天线，每根发送天线都采用OFDM调制方式，所述OFDM符号包括子载波的数目NFFT，用0至NFFT-1序列编号，在每个OFDM符号某个固定子载波位置a插入频域导频c_a，OFDM符号循环前缀长度CP，相邻两个OFDM符号的频域导频c_a相距Δl个采样点，每个子载波带宽f，频域导频c_a的功率为P；

步骤(2)计算时域导频波形c^*(n)，

令 其中k＝0，1...NFFT-1， $c^{*}\left(n\right)=\frac{1}{\mathrm{NFFT}}\underset{k=0}{\overset{\mathrm{NFFT}-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{*}\left(k\right)e^{-\frac{j2\mathrm{\πkn}}{\mathrm{NFFT}}},$ (n＝0，1，...NFFT-1)把c^*(n)预存入一个RAM中；

步骤(3)做完时间同步和粗频率估计后，根据设定的最佳循环前缀截取位置，截取第i根接收天线上第j个OFDM符号的NFFT点时域值r(i，j，n)，其中n＝0，1...NFFT-1，i＝0，1，..Nr-1，j＝0，1....

步骤(4)从所述RAM中读取时域波形c^*(n)，并与步骤(3)得到的序列r(i，j，n)做相关，得到标量Z(i，j)：

$Z(i,j)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{NFFT}-1}{\mathrm{\Σ}}}r(i,j,n)\·c^{*}\left(n\right);$

步骤(5)求出步骤(4)所得标量Z(i，j)的相角A(i，j)，

A(i，j)＝Angle(Z(i，j))，其中Angle()代表求相角的操作，

步骤(6)在各接收天线接收信号幅度设定近似相等的情况下，用下述等增益合并算法计算Nr个接收天线的平均相角B(j)：

$B\left(j\right)=\underset{i=0}{\overset{\mathrm{Nr}-1}{\mathrm{\Σ}}}A(i,j),$ B(j)称为主相角；

步骤(7)计算相邻两个OFDM符号的主相角差D(j)：

D(j)＝B(j)-B(j-1)；

步骤(8)求出第j个OFDM符号的瞬时频偏估计值k₁(j)，单位Hz，

$k_1\left(j\right)=\frac{\mathrm{NFFT}\×D\left(j\right)}{2\mathrm{\π\Δl}}\×f$

步骤(9)对步骤(8)得到的瞬时频偏估计值k₁(j)做平滑滤波，得到精频偏估计值kk，单位Hz，滤波公式为：

kk(j)＝αkk(j-1)+(1-α)k₁(j)

其中α为待定的平滑滤波参数。

2.根据权利要求1所述的在正交频分复用系统中插入恒定导频的精频偏估计方法，其特征在于，在所述步骤(1)中，所述的每个OFDM符号的某个固定子载波位置插入用于精频率估计的导频与用于信道估计的导频在位置上允许不相同。

3.根据权利要求1所述的在正交频分复用系统中插入恒定导频的精频偏估计方法，其特征在于，在所述步骤(1)中，所述的用于精频率估计的导频功率P高于其他数据子载波和用于信道估计的导频子载波。

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