CN107911324B - 单载波交织频分多址系统中的频偏和相偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单载波交织频分多址系统中的频偏和相偏估计方法，主要解决现有技术在信道较差的环境下估计精度低的问题。其实施步骤为：生成发射数据；发射数据经过信道到达接收端；取出接收端每个单载波交织频分多址符号的数据；利用重复数据采用迭代的方法进行频偏估计；用估计的频偏对接收数据进行频偏校正；频偏校正后的信号经过子载波解映射获得变换域数据；将变换域的数据按照排序规则排序，并取前K个数据的相位；计算K个数据的相位与其所在象限符号的初始相位的差值；对得到的K个差值求平均，得到最终的相偏估计值。本发明估计精度高，能够有效地估计频偏和相偏，可用于纠正单载波交织频分多址系统中信号星座图的旋转。

Description

单载波交织频分多址系统中的频偏和相偏估计方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，特别涉及一种频偏和相偏的估计方法，可在电离层或对流层散射信道、非可视无线信道和卫星信道中，用于纠正单载波交织频分多址系统中信号星座图的旋转。

背景技术

散射通信中最具代表性的是对流层散射通信、电离层散射通信。对流层散射通信是利用对流层大气媒介的不均匀特性造成电波散射作用以实现超视距信息传输。与视距传输相比，对流层通信的最大优点是进行距离可达100～500km的远距离调频通信。但是在电离层散射、对流层散射、非可视无线信道和卫星信道等衰落比较严重的信道环境下，信号在传输的过程中损耗很大，现有的正交频分复用技术OFDM是一种传输速率高、复杂度较低、应用很广的一种多载波传输方案，能够有效的对抗多径衰落，但是其对系统定时误差和载波同步非常敏感且OFDM系统的峰均功率比PAPR过高。在单载波交织频分多址SC-IFDMA系统中，上行信道带宽被分为多个正交的子频带分配给用户，目前，SC-IFDMA因为其低峰均比特性受到了广泛关注。

在散射通信中，对流层散射信道的频率受限会造成时变衰落，包括环境气候因素引起的平坦衰落和多径时延扩展导致的频率选择性衰落。在实际系统中，用户发送机和基站接收机之间的相对移动会导致多普勒频移，大的多普勒频移会破坏单载波交织频分多址系统子载波间的正交性，且散射信道环境会引起相位的偏移，由此产生的频偏和相偏会导致接收端信号符号的星座图旋转，例如信号在解调时会导致一些符号的误判，直接影响了信号的解调效果，从而导致系统的误码率较高，影响系统的性能。本专利技术在具有非线性功放、信噪比低和频率选择性严重的信道环境中，可以保持发射信号恒包络的特性，能够有效地估计出频偏和相偏。

普天信息技术研究院有限公司在其申请的专利文献“频偏估计和补偿的方法和装置”(专利申请号201210186771.5，公告号CN103475614A)公开了一种频偏估计的方法。该方法主要是利用接收信号的和对应的循环前缀进行频偏估计，但是循环前缀在信道较差的环境中受到的污染比较严重，不能准确地估计出频偏。

B.Paden等人在其发表的论文“A Matched Nonlinearity for Phase Estimationof a PSK-Modulated Carrier”中提出了一种利用匹配非线性来估计相偏的方法。该方法将信号的同向分量和正交分量进行非线性变换得到新的符号，再利用新符号的前L个符号和后L个符号进行相偏估计。该方法的不足之处是，相偏估计的过程采用非线性变换，且非线性变换与信噪比的大小有关，在不同的信噪比下进行的非线性变换不同，导致相偏估计的复杂度较高。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提出一种单载波交织频分多址系统中的频偏和相偏估计方法，以校正多普勒频偏和相位偏移，避免星座图的旋转，降低系统的误码率，提高单载波交织频分多址系统的传输性能。

为实现上述目的，本发明的技术方案包括如下：

一、频偏估计：

(1)单载波交织频分多址系统发送端生成发射数据；

(2)发射数据经过信道到达接收端，得到接收端数据；

(3)取出接收端每个单载波交织频分多址符号的数据；

(4)利用重复数据采用迭代的方法对单载波交织频分多址符号进行频偏估计：

4a)将每个单载波交织频分多址符号的数据分为G组，每组D个数据，其中，G表示重复数据的组数，D表示重复数据的间隔；

4b)利用分组后的数据进行频偏估计，得到每个单载波交织频分多址符号的频偏；

4c)对每个单载波交织频分多址符号的频偏求均值，作为第一次迭代估计的频偏；

4d)用4c)中估计的频偏对接收端单载波交织频分多址符号进行频偏校正；

4e)迭代次数的值加1，将4d)中频偏校正后每个单载波交织频分多址符号的数据分为

组，每组D·u个数据，其中，u表示迭代的次数，G表示重复数据的组数，D表示重复数据的间隔；

4f)对分组得到的数据重复步骤4b)-步骤4e)，当迭代次数

时停止迭代，得到

次迭代的频偏估计值：

其中，ε_u表示第u次迭代估计的频偏；

(5)对

次迭代估计的频偏求和，得到最终的频偏估计值：

二、相偏估计：

(6)将(5)中估计的频偏

对接收端单载波交织频分多址符号进行频偏校正，得到的信号即为频偏校正后的信号；

(7)获得变换域数据：

7a)将频偏校正后的信号做快速傅里叶变换FFT，得到频域数据；

7b)按照单载波交织频分多址系统的子载波解映射规则，将频域数据解映射，对解映射后的频域数据做逆离散傅里叶变换IDFT，得到变换域数据；

(8)对变换域中的数据按照排序规则排序，并取前K个数据的相位

(9)计算(8)中K个数据的相位与其所在象限符号的初始相位的差值，即相偏Δθ：

对于BPSK符号，若所取数据在第一象限，则相偏为

若所取数据在第二象限或者第三象限，则相偏为

若所取数据在第四象限，则相偏为

对于QPSK符号，若所取数据在第一象限，则相偏为

若所取数据在第二象限，则相偏为

若所取数据在第三象限，则相偏为

若所取数据在第四象限，则相偏为

(10)对(9)中得到的K个差值求平均，得到最终的相偏估计值

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

1、提高了频偏估计的精度

现有的基于循环前缀估计频偏的方法，由于散射信道下循环前缀受到的污染比较严重，估计精度较低，而本发明的频偏估计方法利用的周期重复的数据在信道环境中受到的污染较小，且采用迭代的方法进一步提高频偏估计的精度。

2、扩大了频偏估计的范围

现有的利用导频估计频偏的方法，由于导频放置的位置限制了频偏估计的范围，只能估计较小的频偏，而本发明的频偏估计方法利用了单载波交织频分多址系统数据周期重复的特性，扩大了频偏估计的范围。

3、降低了相偏估计的复杂度

现有的利用匹配非线性估计相偏的方法，在不同的信噪比下进行的非线性变换不同，非线性变换导致相偏估计的复杂度较高，而本发明的相偏估计方法是根据变换域数据的相位与其所在象限符号的初始相位的差值来计算的，属于线性操作，复杂度较低。

附图说明

图1为本发明的实现流程图；

图2为本发明与现有的利用循环前缀估计频偏的均方误差对比图；

图3为利用本发明提出的相偏估计及校正前后星座图对比图；

图4为利用本发明提出的相偏估计及校正前后误码率对比图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例，对本发明的技术方案和效果作进一步详细说明。

参照图1，本发明包括频偏估计和相偏估计两部分，其步骤如下：

一、频偏估计：

步骤1，生成发射数据。

1a)将输入到单载波交织频分多址系统中的二进制数据经过信道编码、调制、串并变换后，进行Q点离散傅里叶变换DFT，在DFT变换后的频域数据中插入导频；

1b)将插入导频后的数据按照交织式映射规则映射到N个正交的子载波上，通过如下公式进行：

其中，m表示子载波映射的初始位置，m＝0,1,…,M-1，M表示子载波映射的间隔，

表示子载波映射前的第p个频域数据，p表示子载波映射前频域数据的编号，p＝0,1,…,Q-1，X_v表示子载波映射后的第v个频域数据，v表示子载波映射后频域数据的编号，Q表示离散傅里叶变换DFT的点数；

1c)映射后的数据进行N点逆快速傅里叶变换IFFT并添加循环前缀，添加循环前缀的数据经过并串变换后得到发射数据。

步骤2，获得接收端数据。

将1c)中发射端的数据经过信道到达接收端，得到接收端数据。

步骤3，取出接收端每个单载波交织频分多址符号的数据。

步骤4，利用重复数据采用迭代的方法对单载波交织频分多址符号进行频偏估计。

4a)将每个单载波交织频分多址符号的数据分为G组，每组D个数据，其中，G表示重复数据的组数，D表示重复数据的间隔，其是离散傅里叶变换DFT点数Q的整数倍；

4b)利用分组后的数据通过共轭相关、多重信号分类MUSIC算法、旋转不变子空间ESPRIT算法或最大似然ML算法进行频偏估计，得到每个单载波交织频分多址符号的频偏，其中，共轭相关求频偏的方法按照如下公式进行：

当子载波映射的初始位置m为偶数时：

当子载波映射的初始位置m为奇数时：

其中，ε表示频偏估计值，N表示单载波交织频分多址符号子载波的总数，u表示迭代的次数，

G表示重复数据的组数，s表示重复数据组数的编号，D表示重复数据的间隔，z表示重复数据的序号，r(z+D·u·s)表示接收端单载波交织频分多址符号的第z+D·u·s个数据，r(z+D·u·(s+1))表示接收端单载波交织频分多址符号的第z+D·u·(s+1)个数据，

表示向下取整，()^*表示共轭，arg()表示取相位；

4c)对每个单载波交织频分多址符号的频偏求均值，作为第一次迭代估计的频偏；

4d)用4c)中估计的频偏对接收端单载波交织频分多址符号进行频偏校正；

4e)迭代次数的值加1，将4c)中频偏校正后每个单载波交织频分多址符号的数据分为

组，每组D·u个数据，其中，u表示迭代的次数，G表示重复数据的组数，D表示重复数据的间隔；

4f)对分组得到的数据重复步骤4b)-步骤4e)，当迭代次数

时停止迭代，得到

次迭代的频偏估计值：

其中，ε_u表示第u次迭代估计的频偏。

步骤5，对

次迭代估计的频偏求和，得到最终的频偏估计值：

二、相偏估计：

步骤6，将(5)中估计的频偏

对接收端单载波交织频分多址符号进行频偏校正，得到的信号即为频偏校正后的信号。

步骤7，获得变换域数据。

7a)将频偏校正后的信号做快速傅里叶变换FFT，得到频域数据；

7b)按照单载波交织频分多址系统的子载波解映射规则，将频域数据解映射，对解映射后的频域数据做逆离散傅里叶变换IDFT，得到变换域数据。

步骤8，对变换域中的数据按照排序规则排序，并取前K个数据的相位

8a)对变换域中的数据按照模值从大到小、调制误差比MER从大到小或者误差向量幅度EVM从小到大的排序规则排序；

8b)取前K个数据的相位

其中，K的大小与变换域数据的数目有关，K小于等于变换域数据的数目的四分之三。

步骤9，计算(8)中K个数据的相位与其所在象限符号的初始相位的差值，即相偏Δθ。

相偏是根据所取数据的相位与BPSK调制或QPSK调制符号各个象限初始相位的差值计算的：

对于BPSK符号，若所取数据在第一象限，则相偏为

若所取数据在第二象限或者第三象限，则相偏为

若所取数据在第四象限，则相偏为

对于QPSK符号，若所取数据在第一象限，则相偏为

若所取数据在第二象限，则相偏为

若所取数据在第三象限，则相偏为

若所取数据在第四象限，则相偏为

步骤10，对(9)中得到的K个差值求平均，得到最终的相偏估计值

以下结合仿真实验，对本发明的技术效果作进一步说明。

一、仿真条件

仿真使用的系统为单载波交织频分多址系统，系统中子载波总数N＝256，子载波映射间隔M＝8，多普勒频移为75Hz，一次变化率为2Hz/s，相位偏移为10°。

二、仿真内容与结果

仿真1，对本发明与现有的基于循环前缀估计频偏的均方误差进行对比仿真，结果如图2，以圆形标示的实线表示利用现有的基于循环前缀的频偏估计方法得到的均方误差，以菱形标示的实线表示利用本发明的频偏估计方法得到的均方误差，由图2中的两条曲线可知，利用本发明的方法估计频偏的均方误差远小于现有的基于循环前缀估计频偏的均方误差，提高了单载波交织频分多址系统频偏估计的准确性。

仿真2，对本发明相偏校正前后的星座图进行对比仿真，结果如图3，其中图3(a)是相偏校正前信号的星座图，图3(b)是相偏校正后信号的星座图，由图3(a)和(b)对比可知，利用本发明的方法估计单载波交织频分多址系统的相偏并校正后，可以有效地纠正星座图的旋转。

仿真3，对本发明相偏校正前后的误码率进行对比仿真，结果如图4，以三角形标示的实线表示相偏校正前系统的误码率曲线，以正方形标示的实线表示相偏校正后系统的误码率曲线，由图4中的两条曲线可知，利用本发明的方法可以有效地估计单载波交织频分多址系统的相偏，正确校正相偏后，可以降低系统的误码率，提高单载波交织频分多址系统的性能。

Claims (5)

1.一种单载波交织频分多址系统中的频偏和相偏估计方法，其特征在于，包括：

一、频偏估计：

(1)单载波交织频分多址系统发送端生成发射数据；

(2)发射数据经过信道到达接收端，得到接收端数据；

(3)取出接收端每个单载波交织频分多址符号的数据；

(4)利用重复数据采用迭代的方法对单载波交织频分多址符号进行频偏估计：

4a)将每个单载波交织频分多址符号的数据分为G组，每组D个数据，其中，G表示重复数据的组数，D表示重复数据的间隔；

4b)利用分组后的数据进行频偏估计，得到每个单载波交织频分多址符号的频偏；

4c)对每个单载波交织频分多址符号的频偏求均值，作为第一次迭代估计的频偏；

4d)用4c)中估计的频偏对接收端单载波交织频分多址符号进行频偏校正；

4e)迭代次数的值加1，将4d)中频偏校正后每个单载波交织频分多址符号的数据分为

组，每组D·u个数据，其中，u表示迭代的次数，G表示重复数据的组数，D表示重复数据的间隔；

4f)对分组得到的数据重复步骤4b)-步骤4e)，当迭代次数

时停止迭代，得到

次迭代的频偏估计值：

其中，ε_u表示第u次迭代估计的频偏；

(5)对

次迭代估计的频偏求和，得到最终的频偏估计值：

二、相偏估计：

(6)将(5)中估计的频偏

对接收端单载波交织频分多址符号进行频偏校正，得到的信号即为频偏校正后的信号；

(7)获得变换域数据：

7a)将频偏校正后的信号做快速傅里叶变换FFT，得到频域数据；

7b)按照单载波交织频分多址系统的子载波解映射规则，将频域数据解映射，对解映射后的频域数据做逆离散傅里叶变换IDFT，得到变换域数据；

(8)对变换域中的数据按照排序规则排序，并取前K个数据的相位

所取变换域模值最大的数的个数K，其大小与变换域数据的数目有关，K小于等于变换域数据的数目的四分之三；

(9)计算(8)中K个数据的相位与其所在象限符号的初始相位的差值，即相偏Δθ：

对于BPSK符号，若所取数据在第一象限，则相偏为

若所取数据在第二象限或者第三象限，则相偏为

若所取数据在第四象限，则相偏为

对于QPSK符号，若所取数据在第一象限，则相偏为

若所取数据在第二象限，则相偏为

若所取数据在第三象限，则相偏为

若所取数据在第四象限，则相偏为

(10)对(9)中得到的K个差值求平均，得到最终的相偏估计值

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(1)中单载波交织频分多址系统发送端生成发射数据，按照如下步骤进行：

2a)将输入到单载波交织频分多址系统中的二进制数据经过信道编码、调制、串并变换后，进行Q点离散傅里叶变换DFT，在DFT变换后的频域数据中插入导频；

2b)将插入导频后的数据按照交织式映射规则映射到N个正交的子载波上，通过如下公式进行：

其中，m表示子载波映射的初始位置，m＝0,1,…,M-1，M表示子载波映射的间隔，

表示子载波映射前的第p个频域数据，p表示子载波映射前频域数据的编号，p＝0,1,…,Q-1，X_v表示子载波映射后的第v个频域数据，v表示子载波映射后频域数据的编号，Q表示离散傅里叶变换DFT的点数；

2c)映射后的数据进行N点逆快速傅里叶变换IFFT并添加循环前缀，添加循环前缀的数据经过并串变换后得到发射数据。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤4a)中的重复数据间隔D，其是离散傅里叶变换DFT点数Q的整数倍。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤4b)中的频偏估计方法，是指共轭相关、多重信号分类MUSIC算法、旋转不变子空间ESPRIT算法或最大似然ML算法的任意一种，其中，共轭相关求频偏的方法按照如下公式进行：

当子载波映射的初始位置m为偶数时：

当子载波映射的初始位置m为奇数时：

其中，ε表示频偏估计值，N表示单载波交织频分多址符号子载波的总数，u表示迭代的次数，

G表示重复数据的组数，s表示重复数据组数的编号，D表示重复数据的间隔，z表示重复数据的序号，r(z+D·u·s)表示接收端单载波交织频分多址符号的第z+D·u·s个数据，r(z+D·u·(s+1))表示接收端单载波交织频分多址符号的第z+D·u·(s+1)个数据，

表示向下取整，()^*表示共轭，arg()表示取相位。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(8)中的排序规则，是指变换域数据模值从大到小、调制误差比MER从大到小或误差向量幅度EVM从小到大的任意一种。

Images