CN1166076C - 一种用于信道辨识和符号同步的综合方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种综合解决DMT或COFDM调制解调系统中信道辨识和符号同步问题的方法，应用能量判决的准则实现。包括：得到带有同步偏差Δt的信道频域响应Hi(k)；得到信道时域冲激响应hi(t)；以循环前缀的长度为时间窗口长度，在hi(t)中作循环搜索找窗口能量最大的位置并将其起点定为符号同步的位置；对hi(t)作循环移位，获得经符号同步调整的信道冲激响应h(t)；将Hi(k)作线性相位旋转，得到经符号同步调整的信道频域响应H(k)；对H(k)求倒数获得频域均衡器的抽头系数Q(k)。

Description

一种用于信道辨识和符号同步的综合方法

技术领域

本发明涉及一种数据通信技术，更确切地说是涉及一种用于信道辨识和符号同步的综合方法，应用于离散多音(DMT：Discrete Multi Tone)或编码正交频分复用(COFDM：Coded orthogonal Frequency Division Multiplexing)调制解调系统中的信道辨识与符号同步。

背景技术

附图1示出一种实现离散多音(DMT)、编码正交频分复用(COFDM)系统最起码的结构，信道20的两侧分别是发送端10和接收端30。

发送端10输入串行数据，包括有串/并变换器11、编码映射器12、反富里哀变换(IFFT)调制器13、并/串变换器14和数/模、低通滤波器(D/A、LPF)15。在发送端10，信道在频域被等间隔地分成若干子信道，且各子信道间彼此正交，每个子信道都进行相应的正交幅度调制(QAM)映射，再对由QAM映射得到的频域数据作共轭扩展并通过IFFT变换完成调制，从而得到虚部为零、只有实部的时域信号，最后经数/模、低通滤波器(D/A、LPF)转换后发送到信道20上。图中经过调制器13的IFFT变换获得的一系列数据称为一个符号。

接收端30完成发送端10的逆操作，包括有低通滤波器、模/数转换器(LPF、A/D)31、串/并变换器32、富里哀变换(FFT)解调器33、频域均衡器34、译码判决器35和并/串变换器36，并/串变换器36输出串行数据。经过信道20传输后的信号通过LPF、A/D变换后获得数字信号，经过串/并变换后将一系列数据重新组合成一个符号，然后经过FFT解调后得到各个子信道的频域数据。由于子信道较多，每个子信道内的频谱可看成近拟平坦，所以频域均衡器34中可以将每个子信道的频域系数乘上一个单抽头的复系数来抵消由信道传输造成的失真，进行频域均衡，经频域均衡后再经过译码判决、并/串转换，就可获得由发送端发送的原始数据。

在上述调制、解调技术中的关键技术包括：正确抵消信道失真(由信道自身的特性决定)和正确确定符号的边界。要正确抵消信道失真就要正确估计信道，即信道的辨识；要正确确定符号边界就要有正确的符号同步。这就是本发明所要涉及的信道辨识与符号同步问题。

在有线通信领域，信道的变化一般比较缓慢，因此，为便于分析，通常可将信道看成是一个线性时不变的系统。假设在发送端循环地发送由已知伪随机序列映射得到的频域数据Xi(k)，用i、g分别代表第i个、第g个符号，k代表第k个子信道，则频域数据X(k)可表示为：

Xi(k)＝Xg(k)＝X(k)……(i≠g)

假设信道的频域响应为H(k)，在接收端经过FFT解调得到的数据为Yi(k)，则可将Yi(k)表示为：

Yi(k)＝Xi(k)H(k)+Ni(k)……(1)

式中Ni(k)代表信道噪声，对(1)式两端求统计次数为N的平均，获得：

$\frac{1}{N}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Yi}\left(k\right)=\frac{1}{N}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Xi}\left(k\right)H\left(k\right)+\frac{1}{N}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Ni}\left(k\right)\·\·\·\·\·\·\·\left(2\right)$

通常信道噪声的平均值为零，所以可将(2)式进一步变为：

$\frac{1}{N}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Yi}\left(k\right)=X\left(k\right)H\left(k\right)$

$H\left(k\right)=\left(\frac{1}{N}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Yi}\left(k\right)\right)/X\left(k\right)\·\·\·\·\·\·\left(3\right)$

由(3)式可获得信道的频域响应H(k)，再对(3)式取倒数，就可得到频域均衡器的抽头系数Q(k)，用于抵消信道的传输失真，即表示为：

Q(k)＝1/H(k)……(4)

以上分析都是在符号严格同步的条件下进行的。

符号同步的一种方法是通过伪随机序列的相关性来搜索同步符号的位置，但这需要知道信道的频域响应，并抵消掉信道的失真后才能进行相关搜索，由此看来，信道辨识与符号同步是互为前提的，现有技术的状况是将信道辨识与符号同步分别作为一个问题而完全独立开来考虑，即先采取一种近似的方法作符号同步，然后再作信道辨识。

其具体作法是：

设符号同步的偏差为Δt，符号周期为T，则第i符号表现在第k个子信道上的频域特性就是一定角度的旋转，其旋转的角度与子信道号k(频率)成正比，可表示为：

Hi(k)＝H(k)e^j2πkΔt/T……(5)

(式中j是虚部符号)在此对其作一近似的假定，假定相邻子信道的频域特性的幅度和相角近似相同，即：

H(k)≈H(k+1)……(6)

于是：

Hi(k)Hi*(k+1)＝H(k)H*(k+1)e^-j2πΔt/T……(7)

由(6)、(7)式得：

Hi(k)Hi*(k+1)＝|H(k)|²e^-j2πΔt/T……(8)

(8)式中*表示取复数的共轭，‖表示取复数的模，其中2πΔt/T是只与同步偏差Δt有关的相角，该相角与信道特性无关，因而就不存在必须先求得绝对信道特性才可求得符号同步的问题，而根据(8)式得到的相角就可计算出符号同步偏差Δt，也就可完成符号同步。

虽然上述方法在某些应用场合的效果较好，但却有明显的缺陷：由于(6)式是在近似假定的条件下作出的，只有在信道条件较好时才可被接受，而当信道条件较差时，如距离较长、线径不同、桥接抽头较多时，相邻信道的变化是比较剧烈的，此时由(6)式引入的误差就不能够再忽略了；此外，更重要的是，该方法中同步符号的位置是死的，同步到了冲激响应能量最高的位置，不能够灵活调节，而在有些应用场合，如带循环前缀的情况，还不希望同步到该位置，从而导致该方法失去作用。

综上所述，频域均衡就是以每个子信道乘上一个单抽头的复系数(简称抽头系数)来抵消信道传输造成的失真，而要正确地抵消信道传输造成的失真就需有正确的信道辨识和符号同步，现有技术中的方法是将信道辨识和符号同步独立开来考虑的，不仅增加了技术复杂度，而且在通信系统中加有循环前缀CP的情况下，现有技术的符号同步方法找到的还不是同步符号的最佳位置，而在通信系统中末加有循环前缀CP时，由于人为地作了一些近似的假定，所找到的也仅仅是同步符号的近似最佳位置。现有技术的方法在考虑符号同步时均没有抓住问题的本质，所以只能在某些特殊情形下才能给出符号同步近似最佳位置，而在另外情况下则距离最佳位置甚远。

发明内容

本发明的目的是设计一种用于信道辨识和符号同步的综合方法，可综合解决离散多音或编码正交频分复用调制解调系统频域均衡中的信道辨识和符号同步问题。

本发明的目的是这样实现的：一种用于信道辨识和符号同步的综合方法，其特征在于包括：

在发送端循环发送由已知伪随机序列映射得到的频域数据，在接收端辨识得到带有同步偏差Δt的信道频域响应Hi(k)，k代表第k个子信道，t为时间；

对得到的信道频域响应Hi(k)序列作反富里哀变换，得到信道真实冲激响应的信道时域冲激响应hi(t)，该hi(t)是以符号周期T为周期、以同步偏差Δt为步长作循环移位的结果；

以循环前缀CP的长度为时间窗的窗口长度，在得到的信道时域冲激响应hi(t)中作循环搜索，直到找到窗口能量最大的位置，将此时窗口的起点定为符号同步的位置；

在信道时域冲激响应hi(t)的起点到窗口起点的距离为Δt1时，对信道时域冲激响应hi(t)以符号周期T为周期、以Δt1为步长作循环移位，获得经过符号同步调整后的信道冲激响应h(t)；

将信道频域响应Hi(k)作线性相位旋转，得到经过符号同步调整后的信道频域响应H(k)；

对该信道频域响应H(k)求倒数获得频域均衡器的抽头系数Q(k)，用于抵消信道的失真。

所述的带有同步偏差Δt的信道频域响应Hi(k)可表示为

Hi(k)＝H(k)e^j2πkΔt/T。

所述的以循环前缀CP的长度为时间窗的窗口长度，在无循环前缀时的窗口长度定为1。

所述的经过符号同步调整后的信道频域响应H(k)可表示为：

H(k)＝Hi(k)e^-j2πkΔt/T。

本发明的方法，综合考虑了信道辨识和符号同步问题，并在方法中运用了能量判决的措施，无论通信系统中是否加有循环前缀，都能准确地得到符号同步的最佳位置，同时得到信道辨识的准确结果，使原来的一个互相制约的两难问题获得了统一及圆满的解决。本发明的方法，从问题的本质出发考虑问题，是针对信道的冲激响应并运用能量判决的新颖方法进行综合考虑，无论在什么样的情形下都能找到符号同步的最佳位置，并同时完成信道辨识。

附图说明

图1是离散多音DMT及编码正交频分复用COFDM系统的实现框图。

图2是信道中冲激响应的示意曲线图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图进一步说明本发明的方法。

图1说明前已述及，不再赘述。

参见图2示意的信道冲激响应曲线，以进一步比较说明背景技术方法的缺陷及本发明方法的优越性所在。

由于信道总是带限的，频谱不可能无限宽，所以信道冲激响应h(t)总有一定的拖尾长度，会对临近的符号造成码间串扰(ISI)。在DMT或COFDM系统中，如果能够保证信道上的数据能以符号间隔为周期循环，就可消除符号间的干扰。所以在这类系统中通常在发送端加上一定长度的循环前缀(CP)，再在接收端去掉该循环前缀，使信道上传输的数据为近似循环。在类似铜双绞线的传输信道上，由于信道的拖尾一般较长，即使加了循环前缀(CP)，也很难将符号间的干扰去除干净，所以符号同步的作用就是选择一个合适的位置，使符号间的相互干扰最小，但是，有、无循环前缀(CP)，却能使符号同步的位置有很大的不同。

在无循环前缀(CP)时，应将符号同步于图2中的M点，即信道冲激响应能量最大的位置，此时对M点以外的响应都是对临近符号的干扰，由于M点能量最大，所以当同步到M点时，符号间的干扰达到最小。在有循环前缀(CP)时，由于须在接收端将CP去掉，不让其参与数据处理，所以CP所受到的干扰可不予以考虑。此时可这样考虑符号同步的位置：以循环前缀(CP)的长度为时间窗的长度在信道的冲激响应上作截取，如图2中由C、P两点所截取出来的时间窗口，将符号同步的位置定在该时间窗口的起点C，时间窗口内的能量为循环前缀(CP)所受到的干扰，它不会影响通信质量，越大越好，而时间窗口外的能量则为对临近符号的干扰，应越小越好。本发明的解决信道辨识和符号同步的综合方法就是基于这种分析作出的。

1.首先，按照前面的分析，利用已知伪随机序列映射得到带有同步偏差Δt的信道频域响应Hi(k)，Hi(k)＝H(k)e^j2πkΔt/T，k代表第k个子信道，t为时间；

2.对得到的信道频域响应Hi(k)序列作IFFT变换，得到信道时域冲激响应hi(t)，由于有同步偏差Δt，所以该信道时域的冲激响应hi(t)是信道真实冲激响应，是以符号周期T为周期、以同步偏差Δt为步长作循环移位的结果；

3.以循环前缀CP的长度为时间窗的窗口长度，如果无循环前缀，则时间窗的窗口长度定为1，在由步骤2得到的信道时域冲激响应hi(t)中作循环搜索，直到找到窗口能量最大的位置，将此时窗口的起点定为符号同步的位置；

4.假设由信道时域冲激响应hi(t)的起点到窗口起点的距离为Δt1，将信道时域冲激响应hi(t)以符号周期T为周期、以Δt1为步长作循环移位，就可获得经过符号同步调整后的信道冲激响应h(t)；

5.将信道频域响应Hi(k)作一线性相位的旋转，即令H(k)＝Hi(k)e^-j2πkΔt/T，得到经过符号同步调整后的信道频域响应H(k)；

6.再对该经过符号同步调整后的信道频域响应H(k)求倒数，获得频域均衡器的抽头系数Q(k)，Q(k)＝1/H(k)，用于抵消信道的失真。

本发明的方法是应用能量判决的准则实现信道频域响应和信道时域冲激响应的辨识以及同步符号边界的定位的。将本发明的方法应用于本申请人的非对称性数字用户环路(ADSL)通信系统中，信道使用不同规格的双绞线线路，将采用背景技术的方法和应用本发明的方法所得到的几何信噪比S/N列表比较如下，式中线路线径部分的24表示0.55mm，26表示0.4mm：

线路长度(KM)	线路线径	上行几何信噪比(dB)		下行几何信噪比(dB)
						本发明	现有方法	本发明	现有方法
		20	24	41.76	28.56					57.24	37.17
20	26					41.76	34.04	51.97	36.53

25	24	41.52	27.27	51.15	37.04
						25	26	41.7	27.99	49.16	34.71
30	24	41.21	28.57	46.62	35.21
						30	26	36.59	35.49	40.53	35.45
35	24	41.8	28.66	40.72	30.6
						35	26	39.95	27.71	44.22	32.35

从上表数据可以看出，应用本发明的方法可比背景技术方法至少在几何信噪比方面改善10dB以上，而这种改善也并未要求付出更多的处理开销，相反还降低了算法的复杂程度。

Claims (4)

1.一种用于信道辨识和符号同步的综合方法，其特征在于包括：

在发送端循环发送由已知伪随机序列映射得到的频域数据，在接收端辨识得到带有同步偏差Δt的信道频域响应Hi(k)，k代表第k个子信道，t为时间；

对得到的信道频域响应Hi(k)序列作反富里哀变换，得到信道真实冲激响应的信道时域冲激响应hi(t)，该hi(t)是以符号周期T为周期、以同步偏差Δt为步长作循环移位的结果；

以循环前缀CP的长度为时间窗的窗口长度，在得到的信道时域冲激响应hi(t)中作循环搜索，直到找到窗口能量最大的位置，将此时窗口的起点定为符号同步的位置；

在信道时域冲激响应hi(t)的起点到窗口起点的距离为Δt1时，对信道时域冲激响应hi(t)以符号周期T为周期、以Δt1为步长作循环移位，获得经过符号同步调整后的信道冲激响应h(t)；

将信道频域响应Hi(k)作线性相位旋转，得到经过符号同步调整后的信道频域响应H(k)；

对该信道频域响应H(k)求倒数获得频域均衡器的抽头系数Q(k)，用于抵消信道的失真。

2.根据权利要求1所述的一种用于信道辨识和符号同步的综合方法，其特征在于：所述的带有同步偏差Δt的信道频域响应Hi(k)可表示为Hi(k)＝H(k)e^j2πkΔt/T。

3.根据权利要求1所述的一种用于信道辨识和符号同步的综合方法，其特征在于：所述的以循环前缀CP的长度为时间窗的窗口长度，在无循环前缀时的窗口长度定为1。

4.根据权利要求1所述的一种用于信道辨识和符号同步的综合方法，其特征在于：所述的经过符号同步调整后的信道频域响应H(k)可表示为：

H(k)＝Hi(k)e^-j2πkΔt/T。