CN1917335A - 确保高效运行的交流电机 - Google Patents

Abstract

提供一种交流电机，该交流电机包括多个环形绕组，每个环形绕组都沿定子的圆周方向延伸。该定子装配有由沿其圆周设置的磁极组成的N定子磁极组。该环形绕组沿定子的轴线方向彼此靠近设置。选择转子磁极数P和定子的磁极数M，以满足关系式M＜(P/2)×N。这种结构使得定子的磁极数减小，从而确保了在定子的磁极之间所希望的气隙，进而使定子的磁极之间的磁通泄漏最小以增加由电机输出的转矩。

Description

确保高效运行的交流电机

相关文献的交叉引用

本申请要求2005年8月1日提交的日本专利申请No.2005-222738的优先权，该申请公开的内容在这里被结合用作参考。

技术领域

本发明大致涉及一种用于载客汽车或者载重汽车的交流电机，更具体而言，涉及一种被设计为确保高效运行并且使得尺寸减小以及可以低成本制造的这种电机。

背景技术

日本专利首次公开文本No.6-261513公开了一种配备有多相绕组的无刷电机，其中每一相绕组都以集中绕组的形式缠绕定子磁极。这种结构的缺点在于，每个绕组都需要较深的设置在定子磁极之间的一个槽中，从而导致绕组匝数的数量受到限制，并且在使得电机尺寸减小、低成本制造电机以及改进转矩产生效率方面都存在困难。

为了缓解这些问题，本申请的发明人已经在日本专利首次公开文本No.2005-160285中提出了交流电机的一种改进结构，该文本与2004年11月8日提交的US2005/0099082A1是等同的。这将在下面来描述。

该交流电机包括转子、定子以及多个环形绕组。转子具有沿着其圆周交替设置的北极和南极。定子具有沿着其圆周设置的定子磁极。定子磁极被分成多个N相磁极组，这些N相磁极组在定子的圆周和轴线方向不对齐。环形绕组与N相磁极组磁性相关的沿定子的圆周方向延伸，并且被设置为沿定子的轴线方向彼此靠近。考虑到绕组缠绕相同组的定子磁极的例子，流过位于两个邻近的定子磁极之间的绕组部分的电流产生彼此抵消的磁通势。这与没有电流流过该绕组部分时的情况等同。因此，可以采用环形绕组来代替缠绕在定子磁极上的绕组。这就意味着位于邻近的两个定子磁极的绕组部分被省略，从而使得电机可以产生更大的转矩并且增加定子磁极。环形绕组的结构简单，从而提高了它的生产率。环形绕组相对于定子圆周对称的延伸，从而减少了由转子和定子之间产生的磁引力引起的定子的形变或者电机部分的应变，从而减小了电机的机械振动以及噪音。

本申请的发明人已经研究出了上述类型的交流电机中的定子磁极的数量及其布局，以增加输出转矩，减小转矩脉动，和/或进一步简化电机的结构。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种交流电机的改进结构，该交流电机的改进结构被设计为确保高效运行，并且使得电机的尺寸减小，制造成本低。

根据本发明的一个方面，提供一种交流电机，其包括：(a)具有转子磁极的转子，这些转子磁极是沿其圆周交替设置的N极和S极；(b)具有N定子磁极组的定子，该N定子磁极组由沿其圆周设置的磁极组成，该N定子磁极组基于磁极从一个预先选定参考的转子磁极沿定子的圆周方向分别相对移动不同的角度；以及(c)多个环形绕组，它们均沿定子的圆周方向延伸。环形绕组分别相对于N定子磁极组沿定子的轴线方向彼此靠近设置。选择转子磁极的数量P和定子磁极的数量M，以满足M＜(P/2)×N的关系。这种结构与现有技术结构相比定子磁极的数量减小，这就确保了在定子磁极之间存在希望的气隙，从而使定子磁极之间的磁通的泄漏最少，以增加由电机输出的转矩。

在本发明的优选模式中，可以选择转子磁极的数量P和定子磁极的数量M，以满足这样的条件，即单位电压的波形和幅值基本上相同，并且相角移动360°/N，其由电角度表示，其中单位电压是流过N定子磁极组的磁通的旋转角度变化的速率。

定子磁极彼此之间设置有不规则的间隔，从而满足这样的条件，即单位电压的波形和幅值基本上相同，并且相角移动360°/N，其由电角度表示，其中单位电压是流过N定子磁极组的磁通的旋转角度变化的速率。

至少一个定子磁极宽度可以被选择为与另一个或其它的定子磁极的宽度不同，从而满足这样的条件，即单位电压的波形和幅值基本上相同，并且相角移动360°/N，其由电角度表示，其中单位电压是流过N定子磁极组的磁通的旋转角度变化的速率。

至少一个绕组的匝数的数量可以被选择为与另一个或其它的绕组不同，从而满足这样的条件，其中N定子磁极组中分别产生的电压也就是由单位电压的乘积所产生的电压，这些电压的波形和幅值基本上相同，并且相角移动360°/N，其由电角度表示，其中单位电压是流过N定子磁极组的磁通的旋转角度变化的速率。

附图说明

通过以下给出的详细描述以及本发明的优选实施例的附图，将能够更加全面地理解本发明，但是，这些并不能将本发明限制于特定的实施例，而是仅仅用于进行解释和便于理解的目的。

在附图中：

图1是示出相关的无刷电机的纵向截面图；

图2是图1的电机中构造的永久磁铁的展开图；

图3(a)是沿着图1的线AA-AA截面的横切面图；

图3(b)是沿着图1的线AB-AB截面的横切面图；

图3(c)是沿着图1的线AC-AC截面的横切面图；

图4是从图1的电机的转子观察的定子的内部圆周的展开图；

图5(a)是示出图1的电机中构造的U相绕组的平面图；

图5(b)是图5(a)的侧视图；

图6是示出在定子的圆周上方延伸的三相绕组的展开图；

图7是示出在定子的圆周上方延伸的三相绕组的变型形式的展开图；

图8是从图1的电机的转子观察的、示出绕组和定子磁极的展开图；

图9是示出图1的无刷电机的三相中的电流Iu，Iv和Iw、单位电压Eu，Ev和Ew，以及输出转矩Tu，Tv和Tw之间的关系的矢量图；

图10是示出定子磁极的第二种变型形式的展开图；

图11是示出定子磁极的第三种变型形式的展开图；

图12是示出定子磁极的第四种变型形式的展开图；

图13是示出定子磁极的第五种变型形式的展开图；

图14、15、16、17、18和19是示出图1的电机的转子的变型的横切面图；

图20是示出根据本发明的交流电机中的定子磁极的展开图；

图21是示出由定子磁极感应的电压的矢量的矢量图；

图22是示出由图21中的定子磁极感应的电压的矢量与其矢量总和之间的关系的矢量图；

图23是示出根据本发明的交流电机中的定子磁极的第二种变型的布局的展开图；

图24是示出由图23中的定子磁极感应的电压的矢量与其矢量总和之间的关系的矢量图；

图25是示出根据本发明的交流电机中的定子磁极的第三种变型的布局的展开图；

图26是示出由图25中的定子磁极感应的电压的矢量与其矢量总和之间的关系的矢量图；

图27是示出根据本发明的交流电机中的定子磁极的第四种变型的布局的展开图；

图28是示出由图27中的定子磁极感应的电压的矢量与其矢量总和之间的关系的矢量图；

图29是示出由定子磁极感应的电压的矢量与其矢量总和之间的关系的矢量图；

图30是示出传统的无刷电机的纵向截面图；

图31是示出图30中的电机的定子磁极和绕组的展开图；

图32是沿图30中的线AA-AA截面的横切面图；以及

图33是示出图30的电机中安装的转子和定子的变型形式的横切面图。

具体实施方式

与本申请转让的受让人相同的、与2004年11月8日提交的US2005/0099082A1等同的日本专利首次公开文本No.2005-160285公开了一种交流电机以及它的电机控制器，该电机控制器的结构与下面描述的类似，该申请的公开内容在这里完全被结合用作参考。

在描述本发明的无刷电机的结构之前，下面将先论述相关的技术。

图1示出了可以在载客汽车或载重汽车中使用的无刷电机150。

无刷电机150是一种以三相交流电操作的8极无刷电机，并包括转子11和定子14。

转子11具有围绕其外表面设置的多个永久磁铁12。永久磁铁12具有沿转子11的圆周交替排列的北极(N)和南极(S)。图2是转子11沿其圆周方向的的展开图。水平轴表示机械角度。360°的机械角度对应于1440°的电角度。

定子14装配有磁极19、20和21，每一相都有四个磁极。磁极19在下面还将被称为U相定子磁极。磁极20在下面还将被称为V相定子磁极。磁极21在下面也将被称为V相定子磁极。每个定子磁极19、20和21由向转子11凸出的凸极构成。图4是从转子11观察、定子14的内部圆周的展开图。四个U相定子磁极19在定子14的整个圆周周围成等间隔排列。四个V相定子磁极20在定子14的整个圆周周围成等间隔排列。类似的，四个W相定子磁极21在定子14的整个圆周周围成等间隔排列。U相定子磁极19、V相定子磁极20，以及W相定子磁极21还将作为整体分别被称为U相定子磁极组、V相定子磁极组，以及W相定子磁极组。这些组中沿其轴线方向相反的位于定子14的端部的两个组，也就是，U相定子磁极组和W相定子磁极组，在下面还将被称为端部定子磁极组，而位于端部定子磁极组之间的V相定子磁极组在下面还将被称为中间定子磁极组。

从附图可以看出，U相定子磁极19、V相定子磁极20以及W相定子磁极21分别沿定子14的圆周方向对齐设置。每个U相定子磁极19沿定子14的轴向方向与V相定子磁极20之一以及W相定子磁极21之一不对齐。更具体的是，U-、V-以及W-定子磁极组沿定子14的圆周方向彼此之间有30°机械角度的间隔(也就是，120°的电角度)。换句话说，U-、V-以及W-定子磁极组基于磁极，从转子11的一个预先选定的N和S极沿定子14的圆周方向相对移动不同的角度。由图4中虚线表示的方块表示转子11的永久磁铁12。在转子11的相同的磁极之间(也就是，永久磁铁12的N极之间或者S极之间)的间隔或者节距的电角度为360°。在相同相的定子磁极之间的节距的电角度也为360°。

U-相绕组15、V-相绕组16和17，以及W-相绕组18在U-相定子磁极组和V-相定子磁极组之间以及V-相定子磁极组和W-相定子磁极组之间延伸。图6是示出U-相、V-相以及W-相绕组15、16、17和18的布局的定子14的展开图。U-相绕组15在U-相定子磁极19的排列和V-相定子磁极20的排列之间环形延伸。如果从转子11观察，顺时针方向流动的电流被定义为正向电流，则负电流-Iu被提供到U-相绕组15。类似的，V-相绕组16在U-相定子磁极19的排列和V-相定子磁极20的排列之间环形延伸。正电流+Iv被提供到V-相绕组16。V-相绕组17在V-相定子磁极20的排列和W-相定子磁极21的排列之间环形延伸。负电流-Iv被提供到V-相绕组17。W-相绕组18在V-相定子磁极20的排列和W-相定子磁极21的排列之间环形延伸。正电流-Iw被提供到W-相绕组18。电流Iu，Iv以及Iw统称为彼此异相120°的三相交流电流。如图1所示，用来抵消磁通势的绕组139定向在定子14的轴线方向。

下面将详细描述U-，V-和W-相定子磁极19、20和21，以及U-相、V-相和W-相绕组15、16、17和18的构造。

图3(a)、3(b)和3(c)是沿着示出定子14的内部结构的图1的线AA-AA，AB-AB以及AC-AC截面的横切面图。U-相定子磁极19、V-相定子磁极20，以及W-相定子磁极21均由向转子11的外围凸出的凸极构成，并且彼此异相30°，其由机械角度(也就是，120°的电角度)表示。

图5(a)和5(b)示出了U-相绕组15。U-相绕组15具有主导端U和从动端N。类似的，V-相绕组16和17均具有主导端V和从动端N。类似的，W-相绕组18具有主导端W和从动端N。当绕组15、16、17和18与三相Y形接线连接时，所有的绕组15、16、17和18的从动端N都连接在一起。流过绕组15、16、17和18的相电流Iu，Iv和Iw的相位被控制，以满足Iu+Iv+Iw＝0的关系式，从而在定子磁极19、20和21与转子11的永久磁铁12之间产生转矩。

下面将论述每一个相电流Iu，Iv和Iw与作用在定子磁极19、20和21之一上的磁通势之间的关系。图8是示出如图4所示的定子磁极19、20和21的展开图，其中定子磁极19、20和21通过与U-、V-以及W-相绕组15、16、17和18电等效的U-、V-以及W-相绕组来连接。

在图8中，U-相绕组在相同方向串联缠绕有四个U-相定子磁极19。这使得磁通势沿相同方向被施加到所有的U-相定子磁极19。例如，从图8的左侧缠绕在第二U-相定子磁极19上的每一匝的U-相绕组都由导体段(3)、(4)、(5)和(6)组成。导体段(2)和(7)作为连接线，每一个连接线都在邻近的两个U-相定子磁极19之间延伸并且不产生电磁作用。

电流Iu以相同的幅值但是相反的方向流过导体段(1)和(3)，因此磁通势(安培数)被抵消。因此，导体段(1)和(3)的状态基本上与没有电流流过导体段(1)和(3)时的状态等同。类似的，由导体段(5)和(8)产生的磁通势被抵消。导体段(5)和(8)的状态基本上与没有电流流过导体段(5)和(8)时的状态等同。特别是，流过邻近的两个U-相定子磁极19之间的U-相绕组部分的电流Iu可以被视为不产生磁通势，因此不再需要流过U-相绕组的那些部分的电流，并且允许它们被忽略。因此，电流Iu流过的U-相绕组的状态可以被视为与正电流Iu在环形路径(下面将被称为外部环形路径)中流动的情况相同，该环形路径在定子14的圆周上延伸以包括导体段(10)和(6)，而同时，负电流-Iu在另一个环形路径(下面将被称为内部环形路径)中流动，该环形路径在定子14的圆周中延伸以包括导体段(4)和(9)。

流过外部环形路径的电流Iu是在定子14的铁心外部流动的电流，其中外部环形路径部分地包括导体段(10)和(6)。通常，定子铁心外部存在空气。空气的磁阻更大，并且不对无刷电机150起电磁作用，因此可以省略外部环形路径。如图8所示，U-相绕组的操作因此可以被认为与图1和6中的环形的U-相绕组15的操作等同。

如图8所示，V-相绕组由与U-相绕组类似地沿相同方向串联缠绕在四个V-相定子磁极20上的匝组成。电流Iv以相同的幅值但是相反的方向流过导体段(11)和(13)，因此磁通势(安培数)被抵消。因此，导体段(11)和(13)的状态基本上与没有电流流过导体段(11)和(13)时的状态等同。类似的，由导体段(15)和(18)产生的磁通势也被抵消。因此，电流Iu流过的V-相绕组的状态可以被视为与正电流Iv在环形路径中流动的情况相同，该环形路径在定子14的圆周中延伸以包括导体段(20)和(16)，而同时，负电流-Iv在另一个环形路径中流动，该环形路径在定子14的圆周中延伸以包括导体段(14)和(19)。如图8所示，V-相绕组的操作因此可以被认为与图1和6中的环形的V-相绕组16和17的组合的操作等同。

如图8所示，W-相绕组由与U-相绕组类似地沿相同方向串联缠绕在四个W-相定子磁极21上的匝组成。电流Iw以相同的幅值但是相反的方向流过导体段(21)和(23)，因此磁通势(安培数)被抵消。因此，导体段(21)和(23)的状态基本上与没有电流流过导体段(21)和(23)时的状态等同。类似的，由导体段(25)和(28)产生的磁通势也被抵消。因此，电流Iw流过的W-相绕组的状态可以被视为与正电流Iw在环形路径(下面也将被称为内部环形路径)中流动的情况相同，该环形路径在定子14的圆周中延伸以包括导体段(30)和(26)，而同时，负电流-Iw在另一个环形路径(下面也将被称为外部环形路径)中流动，该环形路径在定子14的圆周中延伸以包括导体段(24)和(29)。

流过包括导体段(24)和(29)的内部环行路径的电流-Iw是在定子14的铁心外部流动的电流。通常，定子铁心外部存在空气。空气的磁阻较大并且不对无刷电机150起电磁作用，因此可以省略外部环形路径。如图8所示，W-相绕组的操作因此可以被认为与图1和6中的环形的W-相绕组18的操作等同。

从上面的论述中可以明显得出，无刷电机150中使用的、均由环形绕组组成的U-相、V-相，以及W-相绕组15、16、17和18的电磁操作，与图8所示的、均由缠绕在U-相、V-相，以及W-相定子磁极19、20和21上的多组匝组成的U-相、V-相，以及W-相绕组的电磁操作等同。因此，绕组不需要设置在定子14的轴向相对端外。因此，使用均由环形绕组组成的U-相、V-相，以及W-相绕组15、16、17和18会使得无刷电机150的用铜量大大减少，从而实现了高效的运行并且无刷电机150输出更高的转矩。此外，不需要任何绕组设置在每一组U-相、V-相，以及W-相定子磁极19、20和21的圆周上邻近两组之间，从而使得磁极的数量与传统结构相比得到增加。U-相、V-相，以及W-相绕组15、16、17和18的简单结构还会导致生产率提高，并且会使得无刷电机150的制造成本降低。

通过U-相、V-相，以及W-相定子磁极19、20和21的磁通Φu，Φv和Φw在后磁轭上共同磁性流动，因此磁通Φu，Φv和Φw的总和为零(也就是，Φu+Φv+Φw＝0)。如图所示，现有技术的无刷电机264、265和266的结构等同于这样一种结构，在该种结构中，如图8所示，包括两个U-相定子磁极19、两个V-相定子磁极20以及两个W-相定子磁极21的总共六个定子磁极排成圆形，并且磁性操作以及无刷电机150产生的转矩都相同。但是，现有技术的无刷电机不同于无刷电机150，其在结构上难以省略绕组的一部分或者简化其结构。

下面将描述无刷电机150的操作。图9是示出无刷电机150的电流Iu，Iv和Iw、单位电压Eu，Ev和Ew，以及输出转矩Tu，Tv和Tw之间的关系的矢量图。

在下面的论述中，流过U-相、V-相，以及W-相定子磁极19、20和21的磁通Φu，Φv和Φw的旋转角度的变化速率分别限定为单位电压Eu，Ev和Ew。单位电压Eu由Eu＝dΦu/dθ表示。单位电压Ev由Ev＝dΦv/dθ表示。单位电压Ew由Ew＝dΦw/dθ表示。U-相、V-相，以及W-相定子磁极19、20和21相对于转子11(也就是，永久磁铁12)的位置如图4所示，彼此相差120°电角度。均在U-相、V-相，以及W-相绕组15至18的一个对应绕组的一匝中感应的单位电压Eu，Ev和Ew因此将是图9所示的三相交流电压。

假设转子11以dθ/dt＝S1的恒定速率转动，并且如果U-相、V-相，以及W-相绕组15至18的匝数分别被限定为Wu，Wv和Ww，其中Wu，Wv和Ww的总和被限定为Wc，那么U-相、V-相，以及W-相绕组15至18中感应的电压Vu，Vv以及Vw将在下面被表示。如果从定子磁极19至21泄漏的磁通Φu，Φv和Φw的分量被忽略不计，那么U-相绕组15的磁链数将由Wu×Φu表示，V-相绕组16和17的磁链数将由Wv×Φv表示，并且W-相绕组18的磁链数将由Ww×Φw表示。

Vu＝Wu×(-dΦu/dt)

＝-Wu×dΦu/dθ×dθ/dt

＝-Wu×Eu×S1                               (1)

类似的，

Vv＝Wv×Ev×S1                              (2)

Vw＝Ww×Ew×S1                              (3)

绕组15至18与感应电压Vu，Vv和Vw之间的特殊关系如下：如图1和6所示，单位电压Eu是U-相绕组15的一匝上产生的电压，并且定向为与U-相绕组15的缠绕方向相反的方向。感应电压Vu是整个U-相绕组15上产生的电压，并且定向为与U-相绕组15的缠绕方向相反的方向。单位电压Ev是通过导体的端部产生的电压，该导体通过串联连接一匝V-相绕组16和一匝V-相绕组17而形成，该匝V-相绕组17一起被定向为与U-相绕组16的缠绕方向相反的方向。感应电压Vv是在绕组端部上产生的电压，该绕组通过串联连接V-相绕组16和V-相绕组17而形成，该V-相绕组17沿与V-相绕组16的缠绕方向相反的方向缠绕。单位电压Ew是在一匝W-相绕组18上产生的电压。感应电压Vw是在整个U-相绕组15上产生的电压，并且定向为与W-相绕组18缠绕的方向相反的方向。

增加无刷电机150产生转矩的效率需要使每个U-相、V-相，以及W-相电流Iu，Iv和Iw的相位与U-相、V-相，以及W-相单位电压Eu，Ev和Ew中相应的一个的相位匹配。图9示出了分别与U-相、V-相，以及W-相单位电压Eu，Ev和Ew同相的U-相、V-相，以及W-相电流Iu，Iv和Iw，并且由相同的矢量箭头表示彼此同相的每个电压矢量和每个电流矢量。

无刷电机150的输出功率Pa和U-、V-，和W-相中的功率Pu，Pv和Pw为

Pu＝Vu×(-Iu)＝Wu×Eu×S1×Iu                         (4)

Pu＝Vv×Iv＝Wv×Ev×S1×Iv                            (5)

Pw＝Vw×Iw＝Ww×Ew×S1×Iw                            (6)

Pa＝Pu+Pv+Pw＝Vu×Iu+Vv×Iv+Vw×Iw                    (7)

无刷电机150的输出转矩Ta和U-、V-，和W-相中产生的转矩Tu，Tv和Tw为

Tu＝Pu/S1＝Wu×Eu×Iu                                 (8)

Tv＝Pv/S1＝Wv×Ev×Iv                                 (9)

Tw＝Pw/S1＝Ww×Ew×Iw                                 (10)

Ta＝Tu+Tv+Tw

＝Wu×Eu×Iu+Wv×Ev×Iv+Ww×Ew×Iw

＝Wc×(Eu×Iu+Ev×Iv+Ew×Iw)                          (11)

如图9所示的无刷电机150的电压—电流—转矩矢量图与图30、31和32中的现有技术的无刷电机的电压—电流—转矩矢量图相同。

下面将描述定子14的一个变型形式，该定子被设计为具有简化的定子绕组结构。

如上所述的U-相绕组15和V-相绕组16由彼此靠近设置的、位于U-相定子磁极19的排列和V-相定子磁极20的排列之间的环形绕组组成，但是它们也可以选择由单个环形绕组组成。类似的，位于V-相定子磁极20的排列和W-相定子磁极21的排列之间的V-相绕组17和W-相绕组18可选择由单个环形绕组组成。

图7是示出定子14的上述变型结构的展开图。数字38表示作为U-相绕组15和V-相绕组16的组合的M-相绕组38。数字39表示作为V-相绕组17和W-相绕组18的组合的N-相绕组。在操作过程中，通过在M-相绕组38中产生M-相电流Im(＝-Iu+Iv)来建立由M-相绕组38产生的磁通的状态，该由M-相绕组38产生的磁通的状态与由U-相绕组15和V-相绕组16产生的磁通的组合的状态磁性相同，其中M-相电流Im是提供到U-相绕组15的电流-Iu与提供到V-相绕组16的电流Iv的和。类似的，通过在N-相绕组39中产生N-相电流In(＝-Iv+Iw)来建立由N-相绕组39产生的磁通的状态，该由N-相绕组39产生的磁通的状态与由V-相绕组17和W-相绕组18产生的磁通的组合的状态磁性相同，其中N-相电流In是提供到V-相绕组17的电流-Iv与提供到W-相绕组18的电流Iw的和。

由M-相绕组38和N-相绕组39产生的磁通的上述状态也在图9中被示出。M-相绕组38处产生的单位电压由Em表示。N-相绕组39处产生的单位电压由En表示。单位电压Em和En由下式得到

Em＝-Eu＝-dΦu/dθ

En＝Ew＝dΦw/dθ

M-相和N-相绕组38和39感应的电压Vm和Vn、M-相和N-相绕组38和39中消耗的功率Pm和Pn、无刷电机150中消耗的功率Pb、M-相和N-相绕组38和39产生的转矩Tm和Tn、以及无刷电机150输出的转矩Tb由下式得到

Vm＝Wc×Em×S1                                    (12)

Vn＝Wc×En×S1                                    (13)

Pm＝Vm×Im＝Wc×(-Eu)×S1×(-Iu+Iv)

＝Wc×Eu×S1×(-Iu+Iv)                            (14)

Pn＝Vn×In＝Wc×Ew×S1×(-Iv+Iw)                    (15)

Pb＝Pm+Pn＝Vu×(-Iu+Iv)+Vw×(-Iv+Iw)                (16)

Tm＝Pm/S1＝Wc×(-Eu)×(-Iu+Iv)                      (17)

Tn＝Pn/S1＝Wc×Ew×(-Iv+Iw)                         (18)

Tb＝Tm+Tn＝Wc×((-Eu×Im)+Ew×In)                   (19)

＝Wc×(-Eu×(-Iu+Iv)+Ew×(-Iv+Iw))

＝Wc×Eu×Iu+Wc×Iv×(-Eu-Ew)+Wc×Ew×Iw

＝Wc×(Eu×Iu+Ev×Iv+Ew×Iw)                        (20)

∵Eu+Ev+Ew＝0                                       (21)

由公式(11)给出的转矩Ta由三相表示，而由公式(19)给出的转矩Tb由两相表示。扩展公式(19)，我们可以获得公式(20)。因此，发现公式(11)和(19)在数学上彼此等同。特别是，当电压Vu，Vv和Vw以及电流Iu，Iv和Iw以三相平衡交流电的形式出现时，由公式(11)表示的转矩Ta将是常数，并且由公式(19)表示的转矩Tb也将是常数，从图9可以看出，该常数是正弦波的平方函数的总和，该正弦波的相位相差Kmn＝90°，该相位差也就是转矩Tm和Tn之间的相差。

公式(19)应用于两相交流电机，而公式(11)和(21)应用于三相交流电机，但是它们的值相等。在公式(19)中，电流Im(＝-Iu+Iv)施加到M-相绕组38的情况以及电流-Iu和Iv分别施加到U-相绕组15和V-相绕组16的情况在电磁上彼此相同，但是铜损不同。从图9可以看出，实轴上的电流Im分量减小到电流Im乘以cos30°所导出的值。因此，当电流Im施加到M-相绕组38时，铜损将为75％，因此该铜损比电流-Iu和Iv施加到U-相绕组15和V-相绕组16时的铜损小25％。

更具体的是，将靠近的离散的环形绕组组合成一个绕组使得结构简单并且减小了铜损，从而确保了生产率的提高以及电机成本的降低。

图10是示出图1中的无刷电机150的定子14的第二种变型形式的展开图。通常，定子磁极的结构是影响无刷电机的转矩特性的一个因素，并且与嵌齿转矩脉动和由施加到电机的电流感应的转矩脉动紧密相关。为了缓解这些问题，如图所示，定子14被设计成具有U-相定子磁极22、V-相定子磁极23以及W-相定子磁极24。

每个定子磁极22、23和24基本上都与转子11的外壁(也就是，转子11的轴)平行。U-相定子磁极22的外形彼此相同。V-相定子磁极23的外形彼此相同。W-相定子磁极24的外形彼此相同。如图1所示，通过将一个齿14a向下延伸到定子14的底部形成每个U-相定子磁极22。通过使一个齿14b的上端和下端垂直于定子14的顶部和底部延伸来形成每个V-相定子磁极23。通过使一个齿14c向上延伸到定子14的顶部形成每个W-相定子磁极24。每个U-相定子磁极22都与邻近的一个V-相定子磁极23相隔120°电角度。类似的，每个V-相定子磁极23都与邻近的一个W-相定子磁极24相隔120°电角度。使用这种定子磁极通常导致转矩脉动增加的问题。为了避免出现这样的问题，每个定子磁极22、23和24都具有截角的侧边。换句话说，从其垂直方向观察，每个定子磁极22、23和24都具有U形的截面，其用来平滑侧边的磁效应，从而减少转矩脉动。转矩脉动的减小可以选择通过对转子11的每个永久磁铁12的侧边截角来实现，从而在转子11的圆周方向建立正弦波形式的磁通分布。示数0°、90°等等是转子11的圆周方向的机械角。定子14的整个圆周的范围涉及360°。

图11是示出图1的无刷电机150的定子14的第三种变型形式的展开图。

定子14装配有U-相定子磁极25、V-相定子磁极26，以及W-相定子磁极27。每个定子磁极25、26和27都在定子14的圆周方向与转子11的轴偏斜大约接近60°的电角度，从而导致转矩脉动减小。每个定子磁极25、26和27的宽度都小于180°，从而导致通过其中的最大磁通不再减小，从而确保了转矩的平均值。与图10中所示的相同，每个定子磁极25、26和27都具有截角的侧边。

如上所述，通过垂直延伸图1所示的齿14a、14b和14c的末端形成图10中的U-相定子磁极22、V-相定子磁极23，以及W-相定子磁极24。确保定子磁极22、23和24中磁路的期望体积需要增加体积，尤其是齿14a、14b和14c的转角，从而使得电机150的整体尺寸增加。这对于图11所示的结构也是同样的道理。

图12是示出图1中的无刷电机150的定子14的第四种变型形式的展开图，从而解决上述问题。

定子14装配有U-相定子磁极28、V-相定子磁极29，以及W-相定子磁极30，它们的形状使得单位电压Eu(＝dΦu/dθ)，Ev(＝dΦv/dθ)，并且Ew(＝dΦw/dθ)彼此的波形与幅值几乎相同，并且彼此的相位偏移的电角度为120°，其中Eu、Ev，以及Ew是流过U-相、V-相，和W-相定子磁极28、29和30的磁通Φu，Φv和Φw的旋转角度的变化速率。每个定子磁极28和30在齿14c和14a(见图1)的对应一个齿的转角处都具有最大宽度(也就是，体积)，从而确保磁路的期望体积。磁通从转子11流到每个齿14a和14c的表面(也就是，面对转子11的内表面)、其体积增加的转角，以及流到定子14的后磁轭(也就是，定子14的外围壁)。定子磁极28和30的这种结构使得与图10或11之一相比，电机150的整体尺寸减小。

图13是示出图1中无刷电机150的定子14的第五种变型形式的展开图。

定子14装配有U-相定子磁极34、V-相定子磁极35，以及W-相定子磁极36。U-相定子磁极34以及W-相定子磁极36在转子11的轴线方向彼此移位，并且具有电角度为180°的最大宽度。每个V-相定子磁极35都位于一个U-相定子磁极34和与其对称的一个邻近的W-相定子磁极35之间。每个U-相定子磁极34和W-相定子磁极35之所以都没有形成在齿14c和14a(见图1)的对应一个上的薄的尖端部，是因为它远离后磁轭并且难以机器加工。

U-相定子磁极34、V-相定子磁极35，以及W-相定子磁极36这样形成，以使得单位电压Eu、Ev，以及Ew的值几乎相等，但是相位不同，其中单位电压Eu、Ev，以及Ew是流过U-相、V-相，和W-相定子磁极34、35和36的磁通Φu，Φv和Φw的旋转角度的变化速率。这种结构可以使得相对大的有效磁通通过U-相定子磁极34和W-相定子磁极36，并且可以容易的对定子磁极34至36进行机器加工。

图14、15、16、17、18和19示出了可以在图1的结构中采用的转子11的变型形式。转子11的这些结构是本领域公知的，这里将省略对它们的细节的解释。

以下将详细描述根据本发明的无刷电机。无刷电机具有基本上与如图1所示的结构相同的结构。相同的部件将使用相同的参考标记来表示。

如图10所示，本发明的无刷电机150可以被设计为具有定子磁极22、23和24，并且排列在转子11的旋转方向。当在定子磁极22至24的相邻的两个磁极之间的气隙减小时，将会使得它们之间的磁通泄漏量增加，因此定子14中的磁路短路，从而导致电机150输出的转矩增加。当较大的电流被提供给绕组15至18时，将明显的出现这种现象。因此，输出转矩随着电流的增加而线性的增加到特定的值，然后饱和。

增加转子11的磁极数量或者减少定子14的内径将会导致定子磁极22至24之间的气隙减小，除非电机150的尺寸增加。在电机150被设计成尺寸紧凑或者转子11的磁极数量增加的情况中，这将是关键性的问题。

本发明的电机150被设计为装配有典型的集中绕组。如果电机150的相的数量被限定为N并且转子11的极数被限定为P，那么定子14的极数M基本上由M＝P/2×N的关系给出。在电机150被设计为一种三相电机从而使转子11具有八个磁极的情况下，定子14的磁极的数量M将为十二(12)。

当转子11的磁极的数量P或者定子14的内径不足以大到确保在转子11的磁极数量P和定子14的磁极数量M的上述组合中的定子14的磁极之间的所希望的气隙时，电机150的转矩特性会通过减少定子14的磁极数量M而得到改进，从而满足M＜P/2×N的关系。

在电机150被设计为具有三相并且转子11具有八个磁极的例子中，定子11的磁极的基数将为十二(12)。当定子14的磁极的宽度为机械角20°并且定子14的磁极之间的气隙的宽度为机械角10°时，可以优选减少定子14的磁极数量M从而增加定子14的磁极之间的气隙的宽度，其中上述磁极之间的气隙的宽度为机械角10°不足以避免定子14的磁极之间产生磁通泄漏。例如，当定子11的磁极的宽度固定为20°时，定子14的磁极数量M会从12减少到11、10或9，以使定子磁极之间的气隙宽度增加到12.72°、16°或者20°。

定子14的磁极数量M越小，则定子14的磁极之间的气隙的宽度就将越大。但是，定子14的磁极数量的减小会导致电机150输出的转矩降低。因此，需要将电机150设计为确保定子14的磁极数量M、定子14的磁极宽度、以及定子14的磁极之间的气隙之间的最佳平衡。

下面所详细描述的转子11的磁极数量P和定子14的磁极数量M选自多种组合，而不管电机150的相数N是多少。更具体而言，可行的是，选择定子14的磁极数量M以满足M＜P/2×N的关系。

转子11的磁极数量P和定子14的磁极数量M的一些组合会导致例如电机150的脉动转矩增加的问题。下面将论述不会引起这种问题的组合。当然，如果电机150用于不是不能采用转矩脉动的情况的应用场合中时，其它的组合也是可以利用的。

参考现有技术的论述，在电机150为N-相电机的情况下，转矩脉动可以通过将电流施加到定子14的绕组来减小，其中定子14的绕组与如上所述的单位电压的乘积所给定的感应电压的相位相同，当感应电压的波形和幅值彼此相同并且相位移动的电角度达360°/N时，该单位电压是流过定子14的磁极的磁通的旋转角度以及N相绕组的匝数的变化的速率。

但是，当定子14的磁极彼此间隔相等的间隔时，仅仅在特定的条件下允许选择转子11的磁极数P和定子14的磁极数M的组合，其中感应电压彼此的波形和幅值相同并且相位移动达360°/N，其由电角度表示。下面将采用三相电机的例子来论述转子11的磁极数P和定子14的磁极数M的组合、相位相同的定子14的磁极的选择及其概念的情况。

在下面的论述中，由定子14的每个磁极所感应的电压的幅值和相位将由二维矢量表示，这二维矢量被称为感应电压矢量。

感应电压矢量的数量与定子14的磁极的数量相同，但是彼此同相取决于矢量之间的相差。因此，相位角不同的感应电压矢量的数量不总是与定子14的磁极数M相等。

如上所述，三相电机需要满足由定子14的磁极感应的电压的幅值彼此相同并且相移达120°的条件。当有多达三(3)的整数倍的感应电压矢量彼此之间相位差相等时，则满足该条件。在这种情况下，如果任何彼此相位角相差120°的感应电压矢量被定义为一个向量集时，那么向量集的数量将是整数。如果一个向量集的每个感应电压矢量和方位彼此靠近的其它向量集的感应电压被组合成一个矢量和时，则彼此幅值相同的矢量和将存在120°相位角差。

下面将描述感应电压矢量的这种布局的情况。如果转子11的磁极数被限定为P，定子14的磁极数被限定为M，P/2和M的最大公因数被限定为Y，则最大公因数Y将等于均由成对的转子11的磁极(也就是，磁铁12的成对的N极和S极)以及同相的定子14的磁极组成的同相组合数。例如，当转子11的磁极数为十二(12)以及定子14的磁极数为九(9)时，转子11的磁极数的一半(也就是，12/2＝6)和定子14的磁极数(也就是，9)的最大公因数将为三(3)。这就意味着设置均由转子11的四个磁极和定子14的三个磁极组成的三种组合。由每一个组合中的定子14的磁极感应得到的电压的相位彼此相同。因此，转子具有十二(12)个磁极并且定子具有九(9)个磁极的电机将被视为与转子具有四(4)个磁极(也就是，12除以6(12/2)和9的最大公因数3)并且定子具有三(3)个磁极(也就是，9除以3)的电机等效。

更具体的是，彼此不同相的感应电压的最小组合数可以由M/Y表示。当彼此不同相的感应电压的数量为三(3)的整数倍时，将推导出相位相差120°并且幅值相同的矢量和，并且能够得到电机的矢量平衡结构。

例如，当不同相的感应电压矢量的数量为三(3)时，分布系数将为1。当不同相的感应电压矢量的数量为六(6)时，分布系数将为0.866。当不同相的感应电压矢量的数量为九(9)时，分布系数将为0.844。当不同相的感应电压矢量为十二(12)时，分布系数将为0.837。更具体的是，分布系数随着不同相的感应电压矢量的数量的增加而减小。这种减小的速度是适中的。增加不同相的感应电压矢量的数量的方案并不是不能采用的。

例如，下面将列出当定子14的磁极彼此相隔不规则的间隔，以满足单位电压的波形和幅值基本上相同并且相移为由电角度表示的360°/N的条件时，转子11的磁极数和定子14的磁极数以及分布系数，其中如上所述，单位电压是流过定子14的磁极的三个相群的磁通旋转角度的变化速率。

表格1

	3	6	9	12	15	18	21	24	27	30
											2	-	-	-	-	-	-	-	-	-	-
4	1.000	-	-	-	-	-	-	-	-	-
											6			-	-	-	-	-	-	-	-
8	1.000	1.000	0.844	-	-	-	-	-	-	-
											10	1.000	0.866	0.844	0.837	-	-	-	-	-	-
12			1.000			-	-	-	-	-
											14	1.000	0.866	0.844	0.837	0.833	0.831	-	-	-	-
16	1.000	1.000	0.844	1.000	0.833	0.844	0.830	-	-	-
											18									-	-
20	1.000	1.000	0.844	0.866	1.000	0.844	0.830	0.837	0.829	-

作为一个例子，表格1涉及转子11的二十个磁极与定子14的三十个磁极的组合，但是，在上述的条件下也可以使用其它的组合。

没有指定分布系数的表格1中列出的组合都是不满足以下条件的组合，即转子11的磁极数和定子14的磁极数被选择以使得单位电压的波形和幅值基本上相同并且相移达360°/N，其由电角度表示，其中单位电压是流过定子14的磁极的三个相群的磁通旋转角度的变化速率。这些组合不能确保所希望的电机的感应电压矢量平衡结构，但是能够使电机在运行过程中旋转。

下面将用一个例子来描述如何在M＜P/2×N的条件下将定子14的磁极分配给各相，其中电机150是装配有八个磁极的转子11的三相电机。下面的三相是指U-相、V-相和W相。

在定子14的磁极数为十二(12)的情况中，定子14的磁极按序将选择的磁极分配给U-相、V-相、W-相、U-相、V-相、W-相、U-相、V-相、W-相、U-相、V-相和W-相，同相的磁极感应得到的所有电压彼此的相位角都相同并且被最大化，从而使电机150输出的转矩最大。

下面将描述定子14的磁极数为九(9)的一个例子，该磁极数小于十二(12)。这里，如图20所示，定子14的磁极由T₁，T₂，T₃，T₄，T₅，T₆，T₇，T₈和T₉表示。磁极T₁至T₉所感应的电压由V_T1，V_T2，V_T3，V_T4，V_T5，V_T6，V_T7，V_T8和V_T9表示。由图21的矢量表示的电压V_T1至V_T9由相位差达40°。如果感应电压V_T1被限定为0°，那么那些感应电压V_T2，V_T3，V_T4，V_T5，V_T6，V_T7，V_T8和V_T9将为160°，320°，480°(＝120°)，640°(＝280°)，800°(＝80°)，960°(＝240°)，1120°(＝40°)和1280°(＝200°)。

定子14的九个磁极和U-相、V-相以及W-相可以有许多种组合，但是，感应电压V_T1至V_T9中的同相电压之间的相位差尽可能小的组合是优选的，这是因为这种组合可以增加感应电压V_T1至V_T9中的同相电压的矢量和。

例如，位于感应电压V_T1，V_T4和V_T7中相位为0°，120°和240°的定子14的磁极T₁，T₄和T₇被限定为参考磁极。与每个参考磁极T₁，T₄和T₇相差(360×K±60)°电角度的磁极T₁至T₉被集中到同相的组中。注意到，K是整数。更具体的是，更加接近0°的磁极T₁，T₃和T₈被集中到U-相组中。更加接近120°的磁极T₂，T₄和T₆被集中到V-相组中。更加接近240°的磁极T₅，T₇和T₉被集中到W-相组中。这使得磁极T₁至T₉的相位以U，V，U，V，W，V，W，U和W的顺序设置。

U-、V-和W-相的感应电压Uu，Vv和Vw的幅值由图22示出。例如，U-相的感应电压Vu由关系式Vu＝Wu×Eu×(cos(0°)+cos(-40°)+cos(40°))×S1＝2.532×Eu×S1得出。当同相组的磁极的感应电压彼此之间的相位差相同时，则每个感应电压Vu，Vv和Vw都将为3×Eu×S1。同相组的磁极的感应电压之间的相差使得产生的电压为2.532/3＝0.844。如上所述，这个比例通常被称作为分布系数。

绕组因数由分布系数和短节距因数的乘积表示，该绕组因数是电机的转矩产生率中的一个因数。绕组因数的值尽可能接近一(1)是可行的。短节距因数取决于定子14的磁极的宽度。通过使它在定子14的磁极之间的磁通泄漏小的范围内尽可能的接近转子11的磁铁12的宽度，从而实现短节距因数的增加。更具体的是，可以通过增加定子14的磁极之间的气隙实现本发明的电机150的结构中短节距因数的增加。在电机150的实际设计中必须考虑短节距因数和定子14的磁极之间的磁通泄漏之间的平衡。定子14的磁极所希望的宽度也取决于多种因素。因此，短节距因数的最佳值没有在这里提到。下面将仅仅描述分布系数的改进。

下面将进一步研究选择出的、不满足以下条件的定子14的磁极的相位的布局，该条件是距离参考磁极的电角度为(360×K±60)°的定子14的磁极被集中到同相的组中。例如，当定子14的磁极以U，W，W，V，U，U，W，V和V的顺序排列时，同相组中感应的电压的相位角将移动达80°。在U-相组的例子中，感应电压Vu由关系式Vu＝Wu×Eu×(cos(0°)+cos(-80°)+cos(80°))×S1＝1.347×Eu×S1得到。分布系数将低至0.499。

从上面的论述可以明显得到的是，可以通过将距离选定磁极的电角度为(360×K±60)°的定子14的磁极分配到同相组来最大化分布系数。这使得由感应电压之间的相差产生的电机150输出的转矩的下降值最小。

在转子11的旋转方向彼此相隔等间隔的定子14的磁极的布局已经被详细的描述。定子14的磁极不必以等间隔排列，而可以彼此相隔不规则的间隔。根据具体的情况，以不规则的间隔排列的定子14的磁极的布局使得转矩产生效率提高或者减少电机150的感应电压矢量不平衡性。这将在下面详细描述。

图30至33示出了一种典型的电机。这种电机包括设置在转子的旋转方向的定子磁极和绕组。定子磁极和绕组通常占用电机中大量的空间。因此，当定子磁极设置的间隔不规则时，将使得被绕组占用的空间的体积彼此不同，从而导致形成没有绕组占用的死区。但是，本发明的电机150的结构被设计为：绕组在转子11的旋转方向彼此不靠近，从而不在定子磁极的周围形成死区。

下面将描述如何进一步改进具有感应电压矢量平衡结构的电机150的转矩产生效率，其中选择转子11的磁极数和定子14的磁极数，以使单位电压(也就是，Eu，Ev和Ew)的波形和幅值基本上相同并且相移角达360°/N，其由电角度表示，其中单位电压是流过定子14的磁极的N相组的磁通的旋转角的变化速率。在转子11的磁极数为八(8)并且定子14的磁极数为九(9)的情况下，如上所述，同相组的感应电压相移，因此分布系数将为0.844。通过在转子11的旋转方向移动定子14的磁极，从而实现电机150的这种结构中的分布系数的增加以改进电机的转矩产生效率，从而使感应电压的相位角尽可能彼此靠近。仅仅根据电机150的转矩产生效率使得相位角彼此完全匹配是可行的。

在转子11的磁极数为八(8)，定子14的磁极数为九(9)，并且定子14的磁极等间隔设置的情况下，定子14的磁极之间的间隔将为40°。当如图23所示的磁极T₁和T₂之间、磁极T₄和T₅之间以及磁极T₇和T₈之间的间隔被设置为60°时，磁极T₂和T₃之间、磁极T₃和T₄之间、磁极T₅和T₆之间、磁极T₆和T₇之间磁、极T₈和T₉之间以及磁极T₉和T₁之间的间隔被设置为30°，如图24所示，这使得同相组中的感应电压的相位角将彼此一致，因此分布系数将为一(1)，从而提高电机150的效率。

当磁极T₁和T₂之间、磁极T₄和T₅之间以及磁极T₇和T₈之间的间隔被设置为50°时，以及磁极T₂和T₃之间、磁极T₃和T₄之间、磁极T₅和T₃之间、磁极T₆和T₇之间、磁极T₈和T₉之间以及磁极T₉和T₁之间的间隔被设置为35°时，这使得同相组中的感应电压的相位角彼此将不完全一致，但是分布系数将为0.960，这将导致电机150的转矩产生效率比磁极T₁至T₂等间隔设置时的情况要高。这样的布局使得定子14的所有的磁极T₁至T₉在定子14的半径方向不与转子11的磁极对齐，从而提高了电机150的转矩产生效率而不增加变动力矩。

下面将描述等间隔设置的转子11的磁极数与定子14的磁极数的感应电压矢量不平衡的组合的效果。例如，在转子11的磁极数和定子14的磁极数都为六(6)以及定子14的磁极等间隔设置的例子中，由定子14的磁极感应的电压矢量被集中在彼此相位差为180°的两个矢量上。因此，当电机150以三相运行时，将会导致感应电压的矢量不平衡。可以通过例如图25所示的结构来避免出现矢量不平衡。定子14具有磁极T₁₁，T₁₂，T₁₃，T₁₄，T₁₅和T₁₆，其中相U，W，V，W，U和V被分配到磁极T₁₁，T₁₂，T₁₃，T₁₄，T₁₅和T₁₆。磁极T₁₁和T₁₂之间，磁极T₁₂和T₁₃之间，以及磁极T₁₆和T₁₁之间的间隔被设置为80°。磁极T₁₃和T₁₄之间，磁极T₁₄和T₁₅之间，以及磁极T₁₅和T₁₆之间的间隔被设置为40°。如图26所示，磁极T₁₁至T₁₆的这种布局将会使得U-、V-以及W-相组的感应电压Vu，Vv和Vw的矢量的幅值彼此相等并且它们之间的相位差为120°，从而消除了感应电压的矢量不平衡，并且减少了变动力矩和转矩脉动。

上述优点还可以从电机150的结构中导出，在该电机150中，转子11的磁极数和定子14的磁极数不是相组数的整数倍。例如，如图27所示，定子14具有磁极T₂₁，T₂₂，T₂₃和T₂₄，其中相U，V，W和W被分配到磁极T₂₁，T₂₂，T₂₃和T₂₄。磁极T₂₁和T₂₂之间，以及磁极T₂₃和T₂₄之间的间隔被设置为160°。磁极T₂₂和T₂₃之间，以及磁极T₂₄和T₂₁之间的间隔被设置为20°。如图27所示，磁极T₂₁至T₂₄的这种布局会使得U-、V-以及W-相组的感应电压Vu，Vv和Vw的矢量的幅值彼此相等并且它们之间的相位差为120°，从而消除了感应电压的矢量不平衡，并且减少了变动力矩和转矩脉动。

从上述内容可以明显的得到，本发明的电机150可以被设计为具有转子11的磁极和定子14的磁极的多种组合中的任意一种，其中定子14以不规则的间隔设置，从而提高转矩产生效率并且减少变动力矩和转矩脉动。最好根据定子14的两个邻近的磁极之间的气隙的宽度以及变动力矩和转矩脉动的影响来选择定子14的磁极之间的间隔的尺寸。

当难以以不规则的间隔设置定子14的磁极或者难以确保上述影响的期望程度时，定子14的磁极可选择为具有不同的宽度。当然，定子14的磁极也可以被制造成具有不同的宽度并且以不规则的间隔设置。

例如，当电机150被设计为具有规则的间隔设置的、转子11的十二(12)个磁极和定子14的十五(15)个磁极时，如图29所示，将使定子14的磁极感应五个电压V_T31，V_T32，V_T33，V_T34和V_T35，这些电压的矢量彼此移相达72°。如果均包括邻近的两个感应电压矢量的两对分别被限定为V-和W-相，并且剩余的一个感应电压矢量被限定为U-相时，V-和W-相的感应电压矢量(也就是，电压Vv和Vw的矢量)的每个总和将是U-相的感应电压矢量(也就是，电压V_T31的矢量)的1.6倍。可以通过使U-相的定子14的磁极形成为具有较大的宽度从而增加流过其中的磁通量，或者也使V-相和W-相的定子14的磁极形成为具有较小的宽度从而减小流过其中的磁通量，从而实现U-、V-和W-相的感应电压矢量中的平衡。U-和V-相的感应电压矢量(也就是，电压Vu和Vv的矢量与电压Vu和Vw的矢量)之间以及U-和W-相之间的相差都为108°。V-和W-相的感应电压矢量的相差为144°。108°和144°都不是120°，但是接近于可允许的范围内，从而确保可允许的感应电压矢量平衡。

还可以通过基于相位改变定子14的绕组(例如，绕组15，16，17和18)的匝数来实现U-、V-和W-相的感应电压矢量中的平衡。当然，这也可以通过组合以不规则间隔设置的定子14的磁极的布置和/或具有不同的宽度的结构来实现。

例如，当电机150被设计为具有规则的间隔设置的、转子11的十二(12)个磁极和定子14的十五(15)个磁极时，如上所述，这将导致定子14的磁极感应出五个电压，这五个电压的矢量彼此移相达72°。如果均包括邻近的两个感应电压矢量的两对分别被限定为V-和W-相，并且剩余的一个感应电压矢量被限定为U-相时，V-和W-相的感应电压矢量的每个总和将是U-相的感应电压矢量的1.6倍。可以通过将U-相绕组的匝数增加到V-和W-相的那些绕组的匝数的1.6倍来实现U-、V-和W-相的感应电压矢量中的平衡。U-和V-相的感应电压矢量之间以及U-和W-相之间的相差都为108°。V-和W-相的感应电压矢量的相差为144°。108°和144°都不是120°，但是接近于可允许的范围内，从而确保可允许的感应电压矢量平衡。

本发明的电机150被设计为使定子14的磁极之间的磁通泄漏最小和/或避免磁路之间的短路。根据电机150的尺寸、转子11或者定子14的磁极数、使用电机150的目的，和/或其它电机的约束条件来组合上述的方法是可行的。

虽然根据优选实施例公开了本发明从而便于更好的理解其内容，但是应当理解本发明可以以多种方式实现而不脱离本发明的原理。因此，本发明应当理解为包括对所示出的实施例进行的所有可能的实施例和变型，其中可以不脱离附属权利要求所阐述的本发明的原理实施这些可能的实施例和变型。

Claims (5)

1、一种交流电机，包括：

具有转子磁极的转子，该转子磁极是沿其圆周交替设置的N极和S极；

具有由沿其圆周设置的磁极组成的N定子磁极组的定子，基于磁极，该N定子磁极组分别从一个预先选定参考的转子磁极沿所述定子的圆周方向移动不同的角度；以及

多个环形绕组，每个环形绕组都沿所述转子的圆周方向延伸，该环形绕组分别相对于N定子磁极组沿所述定子的轴线方向彼此靠近设置，

其中选择转子磁极数P和所述定子的磁极数M，以满足关系式M＜(P/2)×N。

2、如权利要求1所述的交流电机，其中选择转子磁极数P和所述定子的磁极数M，以满足单位电压的波形和幅值基本相同并且由电角度表示的相角移动达360°/N的条件，其中单位电压是流过N定子磁极组的磁通的旋转角的变化速率。

3、如权利要求1所述的交流电机，其中所述定子的磁极设置为彼此相隔不规则的间隔，从而满足单位电压的波形和幅值基本相同并且由电角度表示的相角移动达360°/N的条件，其中单位电压是流过N定子磁极组的磁通的旋转角的变化速率。

4、如权利要求1所述的交流电机，其中所述定子的磁极的至少一个宽度被选择为不同于所述定子的磁极的另一个或其它的宽度，从而满足单位电压的波形和幅值基本相同并且由电角度表示的相角移动达360°/N的条件，其中单位电压是流过N定子磁极组的磁通的旋转角的变化速率。

5、如权利要求1所述的交流电机，其中至少一个所述绕组的匝数被选择为不同于所述绕组的另一个或其它的匝数，从而满足以下的条件，其中N定子磁极组中分别感应的电压，也就是由单位电压的乘积所给定的电压，其波形和幅值基本上相同并且由电角度表示的相角移动360°/N，其中单位电压是流过N定子磁极组的磁通的旋转角变化的速率。

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