CN1893405A - 确定调制方法中符号的时钟信号抽样时间点的方法和电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于确定一个电路装置的时钟信号(t_i)的采样时间点的方法，该电路装置用于根据一个数字化信号(sd，S)确定符号(Se)，所述信号与调制方法(QAM)中的至少一个正交信号对相关，其中数字化信号被转换为由极径分量(R)来表示的极坐标中(R，α)。为了能够与和符号相应的载波调节的频率和相位偏差无关地得到一个优化的采样时间点，建议采用信号在极径上的概率分布，这些极径对应于复平面中的调制方法，将不同的采样相位(φ_i，φ_i2)作为品质值(G，G^*)来加以考虑，并且通过确定多个概率分布来得到较好的品质值。与这些值相应的采样相位的变化值在后面作为采样时钟信号(t_i)的修正值被使用。

Description

确定调制方法中符号的 时钟信号抽样时间点的方法和电路

技术领域

本发明涉及一种用于确定电路装置中的时钟信号的采样时间点的方法，该电路装置是用来确定由接收到的、特别是由复数调制信号组成的符号，该方法具有权利要求1的前序部分中所述的特征，并且还涉及一种用于实现该方法的电路。

背景技术

在接收与正交信号对相耦合的数字信号时，时钟信号的采样频率和采样时间点对快速锁定带有判决反馈的调节回路来说是一个有用的参数。这种调节回路例如会出现在设置采样时间点时，设置去失真均衡器时，该均衡器在接收正交信号对时可以用于消除线性失真，或者载频控制和载相控制时。

通过这种方式接收的、尤其是经过编码的表示实际数据的信号在编码形式表现为一位或多位的数字值。这种编码通过正交信号对来实现通信，所述正交信号对对应于一个“指针”，这个指针代表了在要确定的时间点上正交信号对在直角坐标系的幅度和相位空间中所处的离散位置。这些时间点之间是相互等间距的并且能通过采样时钟尽可能精确地实现。常用的这种通信方法是QAM(正交幅度调制)和PSK(相移键控)

在一个普通的接收器中，为了接收数字信号，由一个本地振荡器所控制的复数乘法器或者混频器将接收到的、调制到一个载波上的QAM信号的频率和相位正确地混合到电路的基带中。在数字处理中上述过程可以在数/模转换(A/D：模拟/数字)之前或之后实现。信号可以以符号时钟或者用多倍的符号时钟来进行采样及数字化，或者数字化时钟可以与所需的符号时钟地运行。在这种情况下，信号仅通过一个纯数字式的采样率转换就能转换成符号时钟或者多倍的符号时钟。通过放大调节来实现对各个控制范围的充分利用，并且使接收到的信号能正确地映射到符号判决级上。一个自适应的去失真均衡器(均衡器)避免了符号间的干涉，该干涉是由发送方、传输路径或者接收方的失真而引起的。

在对QAM或者PSK信号进行高品质解调时，还需要一个控制电路来控制本地振荡器的频率和相位，并控制符号时钟的反馈增益及控制自适应均衡器，来和接收信号及预先给定的符号字母表中的相同元素相配合，这些符号字母表元素由判决级认为是可能性最大的。这种对所判决的符号的控制被称为“判决反馈耦合”控制。

由于在根据现有技术的数字解调器中，判决反馈均衡控制是相互间耦合的，因此在将接收信号混合到基带中的本地振荡器的载波控制时，如果频率和相位不稳定，则很难实现锁定。经常只有当相应的频率和相位相对密集地分布在其标称值附近时，才能成功锁定。关于判决反馈控制的例子可以在基础专业书籍中找到：K.D.Kammeyer，“Nachrichtenübertragung(信息通信)”，B.G Teubner出版社，斯图加特，1996年第2版，第5.7.3章“Adaptiver Entzerrer mit quantisierterRückführung(带有量化反馈的自适应均衡器)”，第213页至202页，第5.8.3章“Entscheidungsrückgekoppelte Taktregelung(判决反馈耦合的时钟控制)”，第213页至215页，以及在12.2.2章“Entscheidungsrückgekoppelte Trgerphasenregelung im Basisband(基带中的判决反馈耦合载波相位控制)”，第429页至431页。

用于构成解调器的电路结构通常使用两个时钟重建中的一个来为该电路结构的时钟提供一个合适的采样时间点。这既可以通过对输入信号的非线性失真进行整流或幂乘(最好是用符号的数目进行乘方)，并且紧接着对预期符号率的结果进行带通滤波来获得时钟信号，也可以采用判决反馈耦合来实现时钟重建。

上面提到的第一种方法特别是在高品质的调制方法中是不精确。而第二种方法为了在开始阶段实现正确的符号判决，需要一个相位精确的基带信号。另外还需要已经锁定了载频控制和载相控制，这在原理上是不可能的，因为通过未知的采样时间点，符号还不能检测到，因此判决反馈耦合的载频控制和载相控制也是不可能被锁定的。

发明内容

本发明的任务在于，改进用于确定电路装置的时钟信号的采样时间点的方法，其中所述电路装置用来根据数字化的信号确定符号，该数字化的信号与调制方法中的至少一个正交信号对相关。本发明的任务还在于改进相应的电路装置。

上述任务将通过具有权利要求1所述特征的、用于确定时钟信号的采样时间点的方法，以及具有权利要求13所述特征的电路来解决。

在方法方面的任务通过一种用于确定电路装置中时钟信号的采样时间点的方法来实现，其中所述的电路装置用来确定带有在调制方法中数字化信号的离散幅度的符号或符号编码。该调制方法包括下列步骤：将数字化的解调信号转换成一个极径分量，然后借助于在第一个采样相位的信号极径位置来确定这些信号的品质值，它们相对于一个基本时钟的基本时钟时间点是确定的，然后在一个相对于前面的采样相位发生变化的采样相位处(i2＝i+Δ)确定信号的另外一个品质值，并计算出对确定品质值的改善，同时得到改善后品质值的采样相位的进一步应用和/或对采样相位的进一步改变。

在装置方面的任务通过一种电路装置来解决，该电路装置具有：一个时钟控制装置，用于在离散采样时间点发出时钟信号；一个极坐标变换器，用于根据调制方法中的数字化信号确定至少一个极径坐标，所述数字化信号在特定的信号时间点上有离散的幅值；至少一个存储器，用于存储工作参数和信号的极径分量；一个控制装置，用于控制工作过程并执行如以上权利要求中任一项所述的确定时钟信号的采样时间点的方法，其中所述控制装置和/或其他元件被设计并实现为相对于基本时钟的基本时钟时间点改变采样相位，并用来确定信号的品质值，这些品质值通过不同的经过改变的采样相位来确定，并且特别是与特定符号相对于极径坐标的坐标系中的至少一个极径的空间位置有关。

具有优点的实施方式是从属权利要求的主题。

本任务通过考虑接收到的确定信号或采样信号相对于标称极径上的分布来得以解决。其中定义了一个采样品质，它与载波调节的状态以及与幅度调节的状态无关，并且试图提高采样品质值，从而可以确定正确的采样频率和采样相位。

被发送的模拟基带信号的信号向量在I，Q空间内从一个被发送的编码符号(标称符号)变到下一个编码符号。在一个编码符号点上或者其附近的停顿时间一方面根据符号时间点之间的速度和路径来确定，另一方面也可以通过已知的方式由发送和接收滤波器(奈奎斯特滤波器)来确定。采样相位越向两个符号时间点的中间移动，信号向量越少地被分配到中间，只有这样信号向量才能在确切的符号时间出现在编码后的符号上。

标称符号或其编码的符号不仅能在直角坐标系(I，Q)中表示，而且还能以极坐标(R，α)来表示，这样每个符号可以用一个标称极径和标称角度来限定。在常用的调制方法中，例如在64QAM中，不同的标称极径的数目比符号的数目要少得多，因为在一个标称极径上可能有多个具有不同相位角的不同符号。

如果信号在接收器中(该接收器正确地表现出幅度，并且其载频控制和载相控制被锁定)时间和相位正确地被采样，则接收到的信号的位置在复幅度空间和复相位空间中与被发送的符号及符号编码相一致。如果在正确的采样过程中载频控制和载相控制没有被锁定，这可能会在复幅度空间及复相位空间引起旋转或者倾斜，并且还可能会影响到信号的相位角并进而影响到直角坐标系中的坐标，但其极径分量不会受到影响，因为极径分量不受接收幅度空间和接收相位空间的角度误差的影响。这样在正确的采样和放大过程中，与载波控制无关，接收信号的所有极径都会出现在标称极径及由符号预先给定的极径上，这在解决问题时能够有利地被利用。

如果接收到的信号仅以直角坐标来表示，这样通过已知的方法和方式可以由直角坐标来确定极径分量，例如通过毕达格拉斯公式、通过表格、通过近似方法或者通过控制电路来实现。

由接收信号的极径分量分布可以推导出一个与当前选出的采样频率和采样相位的载频控制和载相控制状态无关的采样品质值。接收信号的极径在标称极径上或者在其附近出现的次数越多，采样品质值就越高。

这个品质值例如可以通过确定接收到的极径和下一个标称极径之间的间距来计算。这个间距的平均值越低，则品质值越高，一个理想的采样只有当接收信号的每个极径位于标称极径上，并且间距为零时才会出现。

作为替代，例如可以接收信号的极径归类到一个量化栅格中，该量化栅格应包含所有要寻找的标称极径。通过在一个用足够多的接收信号完成的试验中，用其采样频率和采样相位得到的密度分布(直方图)，同样可以确定采样品质值，其中求出在标称极径上或者直接在其周围出现的接收极径的数目。这样所有的结果在此基础上加上了标称极径，并且在必要的情况在还可以设定一个比例关系，这个比例关系可以是相对于在该试验中接收到的信号值及采样值的总数，也可以是相对于极径落在标称极径之间的空间内的信号数目。

对于具有多个相互靠得很近的标称极径、并且与其他单个标称极径的间距也很近的高品质的调制方法来说，具有优点的是仅通过选出的极径范围内的多个标称极径中的一个来确定采样品质值。符合目的的是，在考虑半径范围时不仅对精确的圆环范围进行分析，而且还分析标称极径范围附近的一个容差范围。其中可以采用一个加权系数，这样信号直接在需要的极径值上被加权为一个较高的值，并被确定为在极坐标平面内一个标称极径及相应圆环范围的周围区域内的信号。

在分析极径密度分布及直方图时可以通过非线性的方法，如功率图除以平方，这样结果中的累计就变得更好了。而在不合适的采样相位中，所有接收极径会产生均匀分布，只有在更合适的采样相位时才会出现一个较小的变化，即对标称极径进行累计，并且当采样相位更好地与实际的接收符号及符号编码的时间相位位置相匹配时，这个累积值才会更大。通过这种分析得出的采样品质信号不仅与载波控制状态有关而且还与放大控制状态有关，因为该结果在标称极径上的累积不受接收器的幅度比例的影响。不需要知道标称极径在接收器的幅度比例上的绝对位置。

当前面不知道标称极径的位置时，同样也可以使用上述没有预先给出标称极径绝对值的分析方法，例如在多发送方/多天线技术(发送器分集)中，只要两个发送方共用一个振荡器并且只要符号采样时间点相同。然而，由于在时-空-编码中符号近似为非相关或者由于符号绝对非相关，标称极径的数目与调制级的乘积成比例地增加。

合适的求均值方法提高了用上述方法得到的品质信号的质量。

在同样的采样频率下，将采样相位改变一定的量可能会导致采样品质的值提高或者降低。通过用沿着提高采样品质的方向改变的采样相位值来进行系统性的连续重复试验，可以通过迭代的方式得到优化的采样相位。一步步地改变采样相位可以通过进一步改进该方法来进行适应。

在本方法的一个可行的实施方式中，采样电路和后面的元件被双倍地应用，其中两个采样电路在略微不同的采样相位位置工作。通过比较由这两个电路部分所得到的采样品质值可以直接推导出控制方向，通过该控制能对信号进行更好的采样。

在本发明的另一个可能的实施方式中，采样相位位置周期性地略微发生变化。在给定情况下，这种采样相位位置的调制能够实现对采样品质值的调制，其中所述品质值的调制相位位置指示出了控制方向，通过该控制能对信号进行更好的采样。

提到的所有这些方法能够利用接收信号的极径或者接收信号极径的平方来工作。通过这种方式可以在必要的情况下节省对输入信号求方根的运算开销。

具有优点的是，可以通过使用上面提到的方法，为了进行优化采样对所求得的采样相位位置进行持续监控。在解调器中，所要寻找的优化相位位置的连续改变表现为所发送的符号频率和所选出的采样频率之间的频率差。通过对这个优化相位位置求一阶导数可以得到对所选出的采样频率的一个必要的修正值。

采用这种方法及一个相应的电路装置提供了调制方法，特别在二进制或者复数字信号中的调制方法，如PSK和QAM。

通过已知的方式和方法，在用于确定一个电路装置的时钟信号采样时间点的方法中(其中该电路装置用于根据数字信号确定符号，该数字信号与调制方法中的至少一个正交信号对相关)，可以确定数字化信号的极径分量。基本时钟相对于一个基本时钟时间点是固定的，在下一个与原始基本时钟的基本时间点相差一个差值时钟周期的变化的采样时间点确定另一个采样品质值之前，在基本时钟的第一个采样相位位置上先确定一个采样品质值。通过选择差值时钟周期小于整个时钟周期或者不等于时钟周期的整数倍，使得采样时间点相对于接收到的原始模拟信号产生一个偏移，这反映了所获得的符号的采样品质。

对符号时钟来说，只有选择理想的采样相位位置，才能获得优化的采样品质。由此出发可以得出，在通常情况下第一次确定的采样品质和后面改变了采样相位位置后的采样品质是不一样的。为了确定相对更好的采样相位位置，可以选择与那些计算出的采样品质中较高的采样品质相对应的采样相位位置。对于将来相对原始基本时钟的基准时钟时间点的采样相位位置可以选择这样的时间点：其对应一个差值时钟周期，该差值周期被应用于更高的采样品质，它在时间上有一个偏差，并且在第一次确定时还没有得到更高的采样品质。当然这种过程可以一直被重复使用，目的是借助于下一个在同方向或者反方向上的偏移来判断是否实际上理想的采样时间点已经被计算出来了。

该方法及相应的电路装置的应用提供了一种特别用在二进制或者复数字调制的方法，如BPSK(二进制相移键控)，QPSK和QAM。这种方式的调制方法将被通过电缆、卫星和部分地面设施的新的无线电、电视和数据业务所采用。

附图说明

下面借助附图描述了一个实施例，如图所示：

图1一种用于确定由数字化信号组成的符号的电路装置，它与调制方法中的至少一个正交信号对相关，其中所述电路装置包含一个用于确定时钟信号的采样时间点的装置，并且符号在空载的A/D转换器上通过纯数字采样率转换获得；

图2A-2C在发送方的数字和模拟区已知的信号图示，以及接收方选择正确的和错误的时钟；

图2D在直角复坐标空间中展示16QAM的符号排列；

图3A，3B在极径上的概率分布以及在64QAM复极坐标符号空间展示中的信号分布；

图4实现用于确定采样时间点的方法流程图；以及

图5图1所示检测电路装置的详细视图。

具体实施方式

如图1中所看到的，解调器1作为示例性的电路装置用于根据数字化信号sd确定符号Se，该数字化信号与某种调制方法(例如根据QAM标准)中的正交信号对相关。所述解调器具有多个单独的输入装置，所有这些装置或者单个装置也可以是一个集成电路的组成部分。特别是后面描述的装置可以根据应用的需要被省略，或者可以添加其他的装置。同时也可以根据应用需要使用实信号、复信号或者单个复信号分量，来满足特定的电路装置的要求。

在所示的实施方式中，解调器1从信号源2(如调谐器)的输入端接收到一个模拟信号sa。这个通常位于一个频带受限的中频位置的模拟信号sa由一个A/D转换器3(A/D：模拟/数字)转换成一个数字信号sd。这个数字信号sd从A/D转换器3送入带通滤波器5，这个带通滤波器消除了数字信号中的直流分量和干扰谐波。

从带通滤波器5出来的信号被送入一个正交变换器6，它将数字或数字化信号sd转换为基带信号。这个基带信号满足了解调器1和所使用的调制方法的需要。正交变换器相应给出了数字化信号sd在直角坐标系中的两个正交信号分量I，Q。为了实现频率转换，通常正交变换器6会连接到一个本地振荡器的两个相互间相差90度的载波上，它们的频率和相位通过一个载波调节装置8来进行控制。正交信号分量I，Q被送到一个低通滤波器9，它用来消除高次谐波的干扰。通过这种方式经过滤波的正交信号对I，Q被送到一个符号采样装置10。对符号采样装置10的控制通过一个输入端来实现，在这个输入端上引入采样信号t_i。符号采样时间点t_i在正常的工作状态下被初始化为符号频率1/T，并且通常还位于包含在接收信号sd、S中的符号Se的相位位置处。

符号采样时间点t_i是由采样控制装置27中产生的，它由一个开关Sch和一个自身的功能装置27a组成。

采样装置10的输出信号借助于带有奈奎斯特特性的低通滤波器11进行滤波，并且被送至一个放大控制装置，所述放大控制装置将信号强度的平均值调节到所使用的调制方法的期望值上，并且充分利用了符号判决器15的控制范围。从放大控制装置12输出的信号会送入一个去失真均衡器(均衡器)14中。去失真均衡器14过滤掉这两个正交信号对分量I，Q中的失真干扰，并在其输出端输出信号S。然后将这个采样后的信号借助于符号判决器15来构建符号Se。

然后这个信号S和符号Se可以送入到另外一个数字信号处理装置16，并且最好还直接或者间接地送入到解调器1中的一个判决反馈耦合控制环路或者元件中。

尤其是将信号流S和信号流Se进行比较，以在去失真均衡器14中对滤波器参数进行匹配，在相位偏差检测器18中检测载波控制的相位和频率误差并且相应地控制载波调节装置8，在采样误差检测装置19中检测在锁定状态下的采样频率和采样相位的误差，并且对采样控制装置27进行相应的控制。相位误差检测器18和采样误差检测器19获得的输入信号是从去失真均衡器14中得出的信号S和从判决器15得出的符号Se。

当对不同的元件，特别是对相位误差检测器18、载波调节装置8、本地振荡器7和正交变换器6进行的载波调节还没有被锁定时，使用一个特定的检测电路17作为时钟控制装置的一部分或者附加部分来为采样率控制装置27提供输入信号。这个检测电路17由多个元件组成，这些元件中的一部分或者全部都可设置在一个集成的电路或者电路元件中。在检测电路17中，来自去失真均衡器14的、被送至一个坐标转换器20的复信号S的极径通过这个坐标转换器被确定，这个复信号S在直角坐标系中有I，Q分量。这既可以通过公式 $R=\sqrt{(I^2+Q^2)}$ 来实现，也可以借助于表格、近似方法、或者通过Cordic算法来实现。

也可以在检测开关17中将所有后续步骤全部通过一个R²扩展的尺度或者在一个通过R²扩展的空间内实现。通过这种方式省去了复杂的求方根运算。下面描述的表格和其他的方法都与此相对应。

检测开关17还具有一个用于确定品质值的电路28，至少要将由坐标转换器20得到的极径分量R送入这个电路28，且该电路28向控制装置24给出了一个代表或反映采样质量的信号G，同时它还向采样控制装置27给出了一个所得到的采样相位控制信号。另外，这个用于确定品质值的电路28与两个存储装置22和29相连，其中第一个存储装置22上同样至少要引入由坐标转换器20给出的极径分量R。所述的第一个存储装置被如此设计：使得它根据所引入的极径分量R形成一个密度分布。所述的第二个存储装置保存有一个标称极径Ra-Ri的表。

为了进行控制，第一个存储装置22、用于确定品质值的电路28和构成解调器1的其他元件连接到一个控制装置24，C。这个控制装置24控制着整个设备的正常工作顺序，并且控制着各个部件及与其运行过程相应的硬件和软件支持的指令集。通常控制装置C也具有单个的所谓的组件功能，并且整体或者部分地集成。

在描述用于提供优化的采样信号t_i的方法流程之前，下面先描述一下常用的信号处理及其在电路装置中的应用的基本原理。在图2A-2C中，数/模转换过程及模/数转换过程的左右两边分别是一个理想冲激响应图和一个模拟奈奎斯特-小波图。上面画的是一个时间轴t上的幅度E，在这个时间轴上标有离散的基本时钟时间点t_B。除此之外，图2C示出了一个时间轴上相对于基本时钟t_B有一定偏差的实际采样时间点t_i。

在发送方例如示出了一个幅度为1的冲激，并且被变换为奈奎斯特-小波(图2A)。

图2B和2C示出了一个被接收方所接收的小波。图2B从一个理想时钟采样信号出发，其中一个采样时间点落在小波最大的中央值上，而其他的采样时间点分别落在小波的过零点上，并且信号绝对值之和为零。所给出的数字冲激具有一个重建后的原始幅值E＝1。在本实施例中仅间接地采用了这个奈奎斯特条件。向量在相位空间中首先从一个符号编码Se开始运动。一旦当它位于中间的线段上时，它就不能出现在一个符号编码上。所要找到的仅仅是正确的指针位置，在该位置处能出现正确确定的采样相位和采样频率。

在图2C的实例中，首先从一个时间上偏移的时钟信号出发，其中不是在小波的中心最大幅值位置处，而是在一个较小的幅值位置进行采样。在采样之后紧接着给出的是其幅值E相对于原始幅值已经减小了的中心最大值。另外，相邻采样信号的时间点现在已不再精确地位于被观测的信号的小波零点上，相邻采样信号的幅度将会受到观测信号的相应影响，并且它们也会相应影响观测信号，而且采样时间点偏离理想采样时间点越远，所述的影响就越大。

在图2C中的非理想采样的情况下，通过符号采样装置10提供一个相应的内插采样值作为数据供进一步处理。在传输数字数据流时，单一的奈奎斯特冲激按节拍方式相互叠加，并且作为I和Q分量从符号采样装置10输出。在I、Q信号值平面上同时显示了符号编码平面和相位平面，通过那些与理想时间点不一致的采样来检测该点的坐标，这些点位于从一个符号编码的相位向量到下一个相位向量之间的路径上。

图2D示出了一个由正交信号对I、Q扩展的直角坐标平面，其中由16QAM信号的16个符号Sx，y显示了相应的位置。下标x，y对应于相应的直角坐标，其中16个符号在理想采样下能被计算出来。同时还示出了三个圆圈Ka、Kb、Kc，在这些圆圈上排列有根据16QAM方法预先给定的符号Sx，y。当坐标系的比例尺按如下选定，即第一个象限中最里面的符号为(1，1)时，这些圆圈Ka、Kb、Kc对应于从坐标原点到所计算出的极径值R_a＝1,41；R_b＝3,16；R_c＝4,24。用极坐标R、α来定义信号Sx，y时，需要相应的角度分量α。至少对极坐标的极径分量或者对其求平方计算可以通过前面描述的电路装置在坐标转换器20中实现。

图3A示出了在64QAM系统中根据由坐标转换器20得出的极坐标的极径分量R的分布。其中示出了由去失真均衡器14所给出的、通过坐标转换器20转换到极坐标的信号S的极径的概率分布。该分布对坐标分量R的平方R²的应用同样有效。

图3B以示例方式示出了一个64QAM系统中所确定及采样后的信号位置。除了通过小圆圈所示的被获得并确定的信号外，还示出了圆环a-i，它们由调制系统预先给定的极径Ra-Ri来定义或确定。

比较图3A和3B可以得出符号的个数：在里面的圆圈a上有8个符号，在下一个圆圈b上有大约34个符号，在后面的圆环c-i上或者在其区域内有大约17、33、44、39、26和19个确定的符号。

考虑到基于图2A-2D和3A、3B描述的原理，后面将给出一种用于确定优化的采样时间点的方法，而在接收周期开始时，载波调节(18，8，7，6)还没有被锁定。

所示的采样复信号的极径概率分布是品质信号确定或品质值确定的评判标准，因为相对于直角坐标的极径与载波调节的频率偏差和相位偏差均有关。因此在一个接收周期开始时，当该周期中载波调节还没有被锁定时，考虑到采样时间点分别所使用的调制方法的确定的标称极径，通过在采样控制装置27中系统地改变检测电路17，从而可以对采样品质信号G进行优化，并且能由此得出正确的采样频率位置和采样相位位置。

根据图4，作为示例的方法步骤一开始假设在图1和图5中所示的载波调节18，8，7，6还没有锁定，因此一个开关Sch首先在一个“同步”位置上出现在采样控制装置27中。在采样控制装置27中采样频率1/T被如此选择，使其与预计的符号率相一致。采样相位首先可以随意选择。在如图所示的实施例中，采样控制装置27中产生的采样信号t_i将被送到采样装置10。

在第一次试验中，在程序开始后首先确定参数。品质值G被设为零。另外，采样相位以及Δ将被确定(S1)。然后进入第二个方法步骤，其中将采样相位的值提高一个相位差Δ。这个值被送入采样控制装置27中。

然后对一个确定的数目，例如统计显示在9个理论极径下具有1000个符号S，在采样装置10中以所选出的采样频率f和所选出的采样相位对信号S()进行采样(S3)。为由此得到的经过采样的信号或采样值S分别确定其极径(S4)。这些由此定义的量化栅格可以有利地涵盖所有的标称值。根据目的可以如此选择分辨率的大小，使得在标称极径周围的区域内，在理想采样时刻会出现所有测得的极径，而在标称极径之间的区域内，在理想采样时刻不会出现任何结果，从而可以进行良好的区分。最后，在电路28中通过将标称极径上和标称极径周围出现的接收极径值的数目与远离标称极径处接收的极径值的数目进行比较，可以得出一个品质值G^*，以评价这次试验的采样质量(S5)。标称极径的值将被预先保存在存储装置29中。

在一次新的试验中，由控制装置24选择一个改变了的采样相位_i2＝_i1+Δ，并且提供给采样控制装置27。利用这个新的采样相位可以针对固定数目的符号再次求出极径(S4)并确定采样质量G^*(S5)

如果在这个新的采样相位上采样品质值G^*变高(S6)，则在下一次试验中采样相位将会沿着这个方向继续变化(S7)。如果新的品质值G^*变小，则在下一次试验中采样信号将沿着相反的方向变化(S8)。这种方法一直进行，直到发现正确的采样相位位置。采样相位的变化量可以和优化的过程相匹配。

当为了确定采样质量，在一次试验之后对存储在存储装置22中的极径分布在特定的离散极径周围进行累计的时候，检测及捕获电路17可以在不需要知道标称极径的情况下并且不需要存储装置29地独立工作。这例如可以通过单个概率分布求平方、然后进行求和来实现。这个和值越大，品质值G，G^*就越好。

代替使用固定数目的符号、借助于概率分布来计算品质值G，G^*，也可以按如下的方式来构造用于计算品质值的电路28：即通过确定每个符号的品质值，并经而对其结果数据流进行低通滤波来连续地确定瞬时采样相位的品质值G。这样接收的极径分别到下一个标称极径之间的差值将会计算出来(所述标称极径的值保存在存储装置29中)，并且极径差值被低通滤波去掉。得到的结果越低，品质值G就越好。其中例如可以用多个紧挨着的极径来覆盖整个区域，或者每个结果的差值高度是有限的，或者经过了加权。这些变量不需要存储装置22就能得到。

对于每个新接收到的信号使用这种方法在原理上是可行的。为了从接收信号中去除波动而进行安全调节，也可以将一个或者多个接收到的模拟信号或者数字信号在符号采样装置10之前的一点处中间存储。这样为了进行试验可以总是使用同样的信号序列sa，sd。对于不同的采样时间点Δt_i及采样相位_i、_i2，可以用确定数目的相同的所存储的信号一个接一个地进行试验。在使用并联电路或者并行结构的相应软件时，也可以对不同的采样相位进行并行试验。特别是同时考虑两个相位_i，这样做是为了能够辨别用来优化相位位置变化的方向。

最好持续地监控所找到的优化采样。为此将试验得到的品质值与相对于优化采样相位的在前或在后产生的相移进行比较。采样相位的优化时间点的不断改变表明了在所发送的符号频率和所选择的采样频率之间存在一个频率差。以数学的方式，通过对优化采样相位偏移进行求导得出在所发送的符号频率与当前采样频率1/T之间的频率差。在这种情况下，通过改变所施加的控制电压，控制单元或控制装置24对采样控制装置27中的采样间隔T进行了校正。

所有的这些方法仅涉及对信号S的极径的观察，并且与其相位位置无关，而且也和载波调节(18，8，7，6)的状态无关。

如果载波控制最终被锁定，则开关Sch被设定到第二个位置“跟踪”。现在将常规采样误差检测器19的输出信号引入，送至判决器15之前的信号S以及符号Se被送入采样误差检测器。现在通过已知的判决反馈耦合的采样调节来控制采样。

图5示出了一个采样控制装置27的实施例。为了避免重复，这里基本上仅描述了各个部件。用相同附图标记标注的组件和信号具有同样的或者相似的功能，其作用和前面的描述的一样。在这个实例中，采样控制装置27由一个数字振荡器26、一个双极性开关Sch以及一个PI控制滤波器组成，该滤波器又由两个用于比例放大部分(P)和积分(I)放大部分的系数乘法器、一个用来对P和I控制量进行叠加的加法器、一个加法器25a和一个延时栅25组成。数字振荡器在最简单的情况下由一个具有模数-溢出功能的累加器构成。累加器的一个县前已定义过的状态，例如0或者溢出，产生了采样信号t_i。

数字振荡器26对输入的量进行累加。一个恒定的量值定义了采样信号t_i的频率1/T。一个仅位于系统时钟上的量值作为采样信号t_i的相位差。

当开关Sch处于第一个位置“同步(sync)”时，控制装置24控制着数字振荡器26和延时栅25的内容。控制装置24根据前面所述的方法通过一个常数来选择一个采样频率，并通过将相对于原来的采样相位的角度差一次性叠加在所述的常数上来选择新的采样相位。其他过程和前面描述的一致。

如果开关Sch位于第二个位置“跟踪”，那么采样相位的误差将在采样误差检测器19中被检测到，并且采样频率用已知的方法通过具有比例放大P和积分放大I的PI控制器进行处理，并且后续输入到数字振荡器26中。在从“同步”到“跟踪”的切换中通过检测电路17检测出的正确采样频率1/T保留在延时栅25中，它现在用转换开关的下半部分和加法器25a一起构成了一个积分器，直到必要的情况下，一个由采样误差检测器19产生的误差电压通过乘法器乘以系数I来改变。

该方法也可以应用到其他示例性的电路结构。如图1所示，例如可以从时钟控制装置将一个中央控制的、以采样信号t_i形式出现的采样和数字化时钟送入到数/模转换器3中。通过时钟控制17，这个采样信号t_i仅被精确地同步到用于接收符号或信号sa上。由此也可以省去采样装置中后续的、作为本身功能单元的内插运算(图1中的10)。在正交变换器6之后的低通滤波器9也不再需要。它的限频作用由具有奈奎斯特特性的低通滤波器11来实现。

特别地，在另外一种实施方式中，例如当从信号源2给出的输入信号sa的中频过高时，使用了用于数字化的接口，即在正交变换器6后面的数/模转换器3，其同样具有和本地振荡器7类似的形式。

在本方法中，首先从电路装置的载频出发，即解调器1还没有确定，而且电路装置的整个坐标系相对于输入信号的坐标系统发生旋转。因此通常的判决反馈耦合控制还无法工作。在所建议的方法中，这个旋转可以被忽略。在数/模转换器或者在后面的纯数字采样率变换中所需的采样时钟的相位不确定，并且有可能在一个有限的范围内频率也不确定。这种方法的目的在于捕获采样时钟t_i。

可以使用电路装置17来实现时钟捕获。在这种情况下只考虑前面的符号S的极径R。由于整个信号值是确定的，这使得幅度控制能够控制在期望值上。

用于进行时钟捕获的电路装置17可以给出一个时钟，这个时钟还具有一个相位和频率上的偏差。

在真正的时钟捕获中，通过考虑多个信号与标称极径的相对位置的分布将它们进行归类。在对n个符号进行归类之后能够得到一个分布图样。其中例如可以考虑信号出现在标称极径上的总和或者在离标称极径一定的容差范围内出现的符号的总和，在必要的情况下可以考虑加权。作为替代，也可以考虑在这个中间区域内出现的符号的总和或者每个栅格内符号的平方和。

一个用不同的相位进行的多次试验过程用图例来表示，显示出了将相位连续改变一个相位差Δ之后确定的时钟信号的改善情况：

采样品质值G	栅格(R)	∑(S(R))	∑(S(R)2)
				坏	1 2 1 2 2 1 3 1 1	14	26
好	0 1 0 2 3 4 3 1 0	14	40
				很好	0 0 0 4 6 4 0 0 0	14	68
非常好	0 0 0 0 1 4 0 0 0	14	196

在第一列显示了改善的采样品质G，在第二列显示了每个栅格上的符号数，这些符号位于标称极径周围的预定栅格间距上。第三列显示了分别计算出的总合值14，其中所考虑的范围是标称极径周围的整个极径范围。因此符合目的的是，在考虑简单的总和时仅仅考虑到最好紧密围绕在标称极径R周围的区域或者加权后的区域。与此不同的是，当考虑极径和值的平方时，在考虑整个栅格区域时同样由所得到的结果值得出一个采样品质G的显著改善。具有优点的是，这种过程基本上和标称极径的实际位置无关，其中考虑到了放大。

通过一步一步地略微改变相位，可以通过进一步提高或者降低相位来得到一个迭代的改善。

通过这种方式和方法可以确定和连续监控一个优化的相位。

如果在该过程中优化的相位发生改变，那么采样频率就无法确定。通过相位差Δ可以直接锁定到相应的匹配频率f上。

在时钟控制被锁定之后可以切换开关Sch，这样可以采用正常的判决反馈耦合的采样控制。一旦同时进行的采样监控发现品质值下降，则开关Sch重新切换到另一个位置，以对采样时钟进行跟踪和校正。

在另一个替代实施例中，同样也可以考虑所确定的符号和下一个标称极径的差值。一个良好的采样相位能够使得到的差值很小或者没有差值。特别地，这种方法适合与一个低通滤波器一起使用，以供后续的测量使用。在单个的试验中这可以被忽略。

本发明的基础在于，在正确的采样中当前符号的所有极径都落在标称极径上，而在这些符号之间的时间内相位向量位于从一个符号到下一个符号之间的路径上，因为在大多数情况下另一个符号是受控制的，并且符号整体上是经过低通滤处理的，因此过渡阶段比较弱，这样相位向量有可能不会落到一个标称极径上。具有优点的是，这种与载波调节的状态完全无关，因为当前符号的角度信息被忽略掉了。因此这种方法可以通过对每n个符号进行试验来工作。所述的n个符号可能在不同的试验中是相同的，或者也可以重新确定。在这种方法中没有施加对应于相位品质的一阶导数的控制电压。其中控制是周期性分步进行的。这种尝试可以由对采样角度的有意义的调制来代替，这种调制在未经过优化的采样时导致了采用与品质值同样的频率进行的调制。另外也可以将采样电路和后面的功能块双重实现，这样做的目的是为了允许一个提前/滞后的测量。同样也可以使用一个独立的装置来对合适的信号部分进行处理，这个装置作为相应的电路元件的补充。

Claims (14)

1，用于确定一个电路装置(1；1’)的时钟信号的采样时间点(t；T)的方法，该电路装置用于确定具有在一种调制方法(QAM)中的数字化信号(sd，S)的离散幅值的符号，该方法具有以下步骤：

a)将数字化的以及解调后的信号(S)转换为极径分量(R，S1，S2)，

其特征在于以下的步骤：

b)根据在第一个采样相位(_i)的信号的极径位置确定信号(S)的品质值(G)，其中所述的采样相位相对于基本时钟的基本时钟时间点是固定的(S2，S3)，

c)在相对于先前的采样相位(_i)发生改变的采样相位(_i2＝_i+Δ)确定信号(S)的另一个品质值(G^*)(S4，S5)，

d)计算出确定的两个品质值(G，G^*)中较好的一个(S6)，并且

e)进一步使用与所述较好的品质值(G或G^*)相对应的采样相位(_i或_i2)，和/或

f)继续改变采样相位(_i，_i2)(S6，S7，S8)。

2.根据权利要求1所述的方法，其中调制方法采用PSK或QAM方法或者一个相对而言品质值较高的调制方法(PSK：相移键控，QAM：正交幅度调制)。

3.如权利要求1或2所述的方法，其中根据对应于确定的信号(S)的时间间隔的品质值(G，G^*)，并且根据所使用的采样相位(_i及_i2)确定一个频率修正值。

4.如权利要求1或2所述的方法，其中信号(S)的确定的品质值(G，G^*)在连续的时间点上以相同的采样相位(_i＝_i2)来实现，并且借助于品质值(G，G^*)的改变反映了所需的频率修正值。

5.如以上权利要求中任一项所述的方法，其中信号(S)的品质值(G，G^*)根据信号(S)在极径分量(R)上的概率分布被确定。

6.如权利要求5所述的方法，其中品质值(G，G^*)根据信号(S)的概率的平方并且根据信号的极径分布被确定。

7.如以上权利要求中任一项所述的方法，其中信号(S)的品质值(G，G^*)在信号极坐标平面(R，α)中调制方法(QAM)的固定极径范围(R_a-R_i)内被确定。

8.如以上权利要求中任一项所述的方法，其中信号(S)的品质值(G，G^*)在从调制方法(QAM)的多个极径中所选出的一个或者多个极径(R_a-R_c)的范围内可以被确定。

9.如权利要求7或8所述的方法，其中信号(S)的品质值(G，G^*)仅在极径(R_b)周围的固定容差范围(ΔR)内被确定。

10.如权利要求5至9中任一项所述的方法，其中信号(S)的品质值(G，G^*)在极径(R_a-R_i)周围的范围内通过加权被确定。

11.如以上权利要求中任一项所述的方法，其中基本时钟在采样时间点的一个必需的固定偏移之后相对于原始基本时钟移动了一个相应的时钟周期差。

12.如以上权利要求中任一项所述的方法，其中在多个采样时间点上确定的品质值(G，G^*)连续发生变化时，对基本时钟的时钟周期(T)进行校正。

13.一种电路装置，具有：

-一个时钟控制装置(17-29)，用于将时钟信号(t_i)输出给离散采样时间点，

-一个极坐标变换器(20；I，Q-＞R，α)，用于根据具有一个调制方法(QAM)中的离散幅度的数字化信号(sd)来为信号(S)确定至少一个极径坐标(R)，

-至少一个存储器(M)，用于存储工作参数和信号(S)的极径分量(R)，

-一个控制装置(C，24)，用于控制工作过程，并执行如以上任一权利要求所述的确定时钟信号(t_i)的采样时间点的方法，其中

-所述控制装置(C，24)和/或其他元件(22，28，29)被如此设计和构造：

-相对于一个基本时钟的基本时钟时间点改变采样相位(_i，_i2)，并且

-确定信号的品质值(G，G^*)，该品质值是通过不同的改变了的采样相位(_i及_i2)来确定，并且特别是根据确定的信号(S)相对于极径坐标的坐标系中的至少一个极径(Ra-Rc)的空间位置来确定。

14.如权利要求13所述的电路装置，具有一个开关装置(27，Sch)，用于通过可选择的方式对应于一个判决反馈耦合的采样控制或者利用一个变化的相位(_i，_i2)的值来确定时钟信号(t_i)。

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