CN106341199A - 一种基于曼彻斯特码的信噪比确定方法 - Google Patents

Abstract

一种基于曼彻斯特码的信噪比确定方法，该技术主要针对采用了曼彻斯特编码的通信系统，利用曼彻斯特码的特性，可以恢复出传输信号与传输噪声分量，通过两者的相关运算，可以非常方便简单地估计出当前传输信号的信噪比，在能够估计出信噪比的情况下，根据估计得出的信噪比，可以辅助载波跟踪，减小载波跟踪环路的初始频偏，实现更快的入锁，即通过对比采用不同初始频偏补偿情况下估计得出的不同信噪比，选取信噪比较高的初始频偏补偿，作为下一轮估计的基点，缩小频偏补偿范围，再次进行信噪比估计，选出信噪比较高的频偏补偿点，重复若干次后，可以保证频偏被补偿至足够小的误差范围，从而辅助载波同步。

Description

一种基于曼彻斯特码的信噪比确定方法

技术领域

本发明涉一种基于曼彻斯特码的信噪比确定方法，属于深空探测中继通信领域。

背景技术

该任务来源于“火星探测器测控数传分系统中继链路通信机”。在火星探测等深空探测活动中，由于通信距离远、无线电波传输延时长，信号能量衰减严重，以及可见时间短等特点，需要采用中继通信技术来实现火星、月球等表面着陆设备的对地数据传输。以火星为例，围绕火星转动的环绕器通过中继链路，获取着陆设备的观测数据，并将地球控制中心发来的遥控指令通过中继链路送给着陆设备，以实现远程控制。中继链路通常采用残留载波的BPSK调制方式进行传输。由于火星环绕器运动速度高，与火星地面上的着陆器进行通信就面临着较大的频偏以及多普勒变化率，对跟踪性能提出了较大的要求。除此之外，火星环绕器的高速运动，使得通信双方可见时间短。而由于数据信息量大，因此，一般根据信道环境进行不同速率档的信息传输，以实现信息的传输效率。因此，环绕器或着陆器上的接收机，面临着需要克服较大频偏，以及需要能够支持自适应速率解调的挑战。另外，由于运载能力的受限，项目要求设备小型化，带来的直接后果是处理资源严格受限。

目前比较常用的SNR估计方法，从时域分析的主要是M2M4(2阶矩4阶矩)算法，以及高阶矩估计算法，其最大的问题在于需要进行多次乘法运算，将消耗大量的硬件处理资源，很难应用在资源受限的条件中；从频域分析的主要是基于谱分析的信噪比估计方法，通过比较目标带宽内的功率进行等效的SNR估计，该方法涉及到大量的FFT运算以及平方运算，同样也会消耗较多资源。

发明内容

本发明解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供一种针对曼彻斯特编码调制的解调系统信噪比估计方法，在输入信号为曼彻斯特编码形式时，通过此方法可以降低实现复杂度，在最简情况下(权利2)，仅仅包含了加法运算，极大地减少了硬件资源的消耗。

本发明解决的技术方案是：一种基于曼彻斯特码的信噪比确定方法，步骤如下：

(1)接收曼彻斯特编码格式的码流，将码流进行等长分段，得到多段曼彻斯特编码格式的码流，每段曼彻斯特编码格式的码流长度为2N；

(2)将每段曼彻斯特编码格式的码流的奇数位提取得到奇数位码流s_odd(n)，将每段曼彻斯特编码格式的码流的偶数位提取得到偶数位码流s_even(n)；

根据信号的定义，s_odd(n)、s_even(n)如下：

s_odd(n)＝x(n)+n₀(2n-1) (1)

s_even(n)＝-x(n)+n₀(2n) (2)

式中x(n)为传输的信息，n₀(2n-1)表示奇数位的高斯白噪声，n₀(2n)为偶数位的高斯白噪声，n＝1，2，3...N，N为正整数；

(3)根据步骤(2)的s_odd(n)、s_even(n)，设s_sub(n)为求差序列，s_add(n)为求和序列，则有

s_sub(n)＝s_odd(n)-s_even(n)

＝2x(n)+n₀(2n-1)-n₀(2n)

＝2x(n)+n₁(n) (3)

s_add(n)＝s_odd(n)+s_even(n)

＝n₀(2n-1)+n₀(2n)

＝n₂(n) (4)

令X(n)＝2x(n)，X(n)为实际传输的信号幅度，则有

s_sub(n)＝X(n)+n₁(n) (5)

s_add(n)＝n₂(n) (6)

式中，n₁(n)、n₂(n)分别为噪声序列经过线性运算之后的序列，依然为高斯白噪声，n₁(n)＝n₀(2n-1)-n₀(2n)，n₂(n)＝n₀(2n-1)+n₀(2n)；

(4)根据步骤(3)s_sub(n)和s_add(n)，则有

$\begin{array}{c}\frac{{\Σ}_N{s}_{sub}{\left(n\right)}^2}{{\Σ}_N{s}_{add}{\left(n\right)}^2}=\frac{{\Σ}_N{\left(X\right(n)+n_1(n\left)\right)}^2}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}\\ =\frac{{\Σ}_{N}X{\left(n\right)}^2+{\Σ}_N{n}_1{\left(n\right)}^2+2{\Σ}_{N}X\left(n\right)n_1\left(n\right)}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}\\ =\frac{{\Σ}_{N}X{\left(n\right)}^2}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}+\frac{{\Σ}_N{n}_1{\left(n\right)}^2}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}+\frac{2{\Σ}_{N}X\left(n\right)n_1\left(n\right)}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}\end{array}---\left(7\right)$

由于n₁(n)均是由原噪声经过相减或相加计算得出，因此n₁(n)、n₂(n)的均值依然为0，n₁(n)的方差为原噪声n₀(n)的2倍，即n₁(n)均值为0，且n₁(n)与X(n)互为线性独立，则有

∑_Nx(n)n₁(n)＝N×E(X(n)n₁(n))

＝N×E(X(n))E(n₁(n))

＝0 (8)

式中，E(.)表示数学期望；

可知式(7)第三项为0，而由于n₁(n)、n₂(n)方差为n₀(n)的两倍，设n₀(n)方差为σ²，则可得

∑_N n₂(n)²＝∑_N n₁(n)²＝2∑_Nn₀(n)²＝2Nσ² (9)

将式(9)代入式(7)得

$\frac{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{sub}{\left(n\right)}^2}{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{add}{\left(n\right)}^2}=\frac{{\mathrm{NE}}_S}{2{\mathrm{N\σ}}^2}+1=\frac{E_S}{2{\mathrm{\σ}}^2}+1---\left(10\right)$

式中E_s为每个传输符号的能量值，E_s＝X(n)²，即步骤(1)接收的曼彻斯特编码格式的码流的每个原始信息的能量值；根据高斯白噪声的特性，有代入式(10)得：

$\frac{E_S}{N_0}=\frac{E_S}{2{\mathrm{\σ}}^2}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{sub}{\left(n\right)}^2}{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{add}{\left(n\right)}^2}-1---\left(11\right)$

(4)根据式(11)，再进行取LOG运算，可以得到信噪比估计值SNR，即

$SNR=10{\log }_{10}(\frac{{\Σ}_N{s}_{sub}{\left(n\right)}^2}{{\Σ}_N{s}_{add}{\left(n\right)}^2}-1);---\left(12\right)$

还包括步骤(5)如下

(5)对步骤(4)的信噪比估计值SNR，消除平方运算，得到新的信噪比估计值SNR′，具体方式如下：

${\mathrm{SNR}}^{\′}=20{\log }_{10}\left(\frac{{\mathrm{\Σ}}_N\left|s_{sub}\left(n\right)\right|}{{\mathrm{\Σ}}_N\left|s_{add}\left(n\right)\right|}\right)+f\left(20{\log }_{10}\right(\frac{{\mathrm{\Σ}}_N\left|s_{sub}\left(n\right)\right|}{{\mathrm{\Σ}}_N\left|s_{add}\left(n\right)\right|}\left)\right)---\left(13\right)$

式(13)中第二项为修正函数，以拟合由于取模求和产生的非线性误差；

令且

根据信噪比估计值，辅助对接收的曼彻斯特编码格式的码流的载波进行初始补偿，步骤如下：

(1)将载波的最大频偏，进行M等分分区，M为大于等于2的正整数；在等分了M个分区之后，提取每个分区中心频点fc1、fc2...fcM，以此为频偏补偿值，对载波调制的曼彻斯特编码格式的码流进行一次变频，对变频结果进行SNR估计，得到多个SNR估计值；

(2)选择最大SNR估计值对应的那一个频点和分区，在此分区内，重新划分M个分区，提取重新划分M个分区的每个分区中心频点fc1、fc2...fcM，得到新的fc1、fc2...fcM的值，再次进行SNR估计，得到多个SNR估计值；

(3)重复步骤(2)一定次数后，输出最大SNR估计值对应的那一个频点，以该频点对载波进行补偿，即能够开启载波跟踪。

所述步骤(3)中重复步骤(2)一定次数选取为：

载波跟踪要求的频偏范围为f′，设载波的最大频偏为f_max，重复步骤(2)的次数为

本发明与现有技术相比，具有如下有益效果：

(1)利用曼彻斯特编码的特点，分离出信号支路与噪声支路，通过两个支路进行信噪比的估计，并采用了拟合手段，获得了更为简化的估计方式。

(2)针对估计出来的信噪比，直接作为载波同步辅助的重要判据，可以在载波跟踪环跟踪能力有限的情况下，完成初始频偏的快速捕获功能，减小载波同步的初始入锁难度，加快入锁过程。

(3)本发明采用的调制方式为残留载波的BPSK调制方式。通过采用小于π/2(rad)的调制指数，使得信号频谱中出现离散(残留)的载波分量。为了避免残留载波分量对信号频谱造成干扰，在现行的CCSDS临近链路标准协议中规定，当采用残留载波调制方式时，需配合使用曼彻斯特编码。本文针对采用曼彻斯特编码调制方式的特点，提出一种采用基于曼彻斯特编码调制方式的极简信噪比估计算法，通过该算法能够非常可靠地实现解曼彻斯特码模糊以及辅助降低载波跟踪环路输入频率误差，降低环路入锁时间，同时仅仅占用极少的硬件处理资源。

(4)在确定载波最大频偏以及载波跟踪能入锁的最大频偏之后，可以很方便地确定载波补偿迭代次数，节省了处理时间。

附图说明

图1解调辅助载波同步算法框图；

图2曼彻斯特编码波形图；

图3曼彻斯特奇偶位差值和值序列波形图；

图4频偏与信噪比关系图(SNR＝10dB)；

图5频率区间的划分示意图；

图6信噪比估计算法实现框图；

图7信噪比估计算法简化实现框图。

图8信噪比估计算法流程图。

具体实施方式

本发明的基本思路一种基于曼彻斯特码的信噪比确定方法，该方法主要针对采用了曼彻斯特编码的通信系统，利用曼彻斯特码的特性，可以恢复出传输信号与传输噪声分量，通过两者的相关运算，可以非常方便简单地估计出当前传输信号的信噪比，同时在有资源上的苛刻要求时，可以在牺牲一定估计范围的情况下，进一步简化算法；在能够估计出信噪比的情况下，根据估计得出的信噪比，可以辅助载波跟踪，减小载波跟踪环路的初始频偏，实现更快的入锁，即通过对比采用不同初始频偏补偿情况下估计得出的不同信噪比，选取信噪比较高的初始频偏补偿，作为下一轮估计的基点，缩小频偏补偿范围，再次进行信噪比估计，选出信噪比较高的频偏补偿点，重复若干次后，可以保证频偏被补偿至足够小的误差范围，从而辅助载波同步。

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

如图8所示，本发明的信噪比估计方法如下：

根据曼彻斯特编码的定义，信号发送端将待传比特流转换为NRZ基带信号后，对其进行进一步的双相调制，即对符号乘以一个[1，-1]序列，得到曼彻斯特码流，如图2所示，横坐标为符号样本序号，纵坐标为对应的幅度值。接收端接收到的信号为曼彻斯特码流。在此前提下：

(1)取2N个曼彻斯特编码码流进行奇偶分路，分为奇数位符号N个和偶数位符号N个，分别为s_odd(n)以及s_even(n)。设x(n)为对应的信息分量，n₀(n)为高斯白噪声序列，由于曼彻斯特编码等效为[1，-1]的扩展，因此所有s_odd(n)中x(n)为正，所有s_even(n)中x(n)为负，如式(1)、式(2)所示：

s_odd(n)＝x(n)+n₀(2n-1) (1)

s_even(n)＝-x(n)+n₀(2n) (2)

例如输入曼彻斯特码流值为-0.973，1.164，-0.964，-0.174，-1.152，0.671，-0.635，1.121，-0.430，0.751，-1.204，0.746，1.224，-1.433，0.926，-0.488，实际信噪比为10dB。

通过奇偶分路后得到两组码流，分别为：

奇数码流-0.973，-0.964，-1.152，-0.635，-0.430，-1.204，1.224，0.926；

偶数码流1.164，-0.174，0.671，1.121，0.751，0.746，-1.433，-0.488；

(2)分别对奇偶序列进行求和与求差运算，得到两路信号，求和运算结果为s_add(n)，求差运算结果为S_sub(n)，则有：

s_sub(n)＝X(n)+n₁(n) (5)

s_add(n)＝n₂(n) (6)

其中X(n)＝2x(n)，为实际传输的信号幅度。n₁(n)、n₂(n)分别为噪声序列经过线性运算之后的序列，依然为高斯白噪声，n₁(n)＝n₀(2n-1)-n₀(2n)，n₂(n)＝n₀(2n-1)+n₀(2n)；

根据式(5)式(6)，s_sub(n)与s_add(n)的结果如图3所示，分别为求差结果序列与求和结果序列，横坐标为对应样本序号值，纵坐标为幅度值，可以很明显地看到求和序列为噪声；

根据步骤(1)中实例，对应的求差序列为-2.137，-0.790，-1.823，-1.756，-1.181，-1.950，2.657，1.414；

求和序列为0.191，-1.138，-0.481，0.486，0.321，-0.458，-0.209，0.438；

(3)对所求得的s_add(n)、s_sub(n)进行平方和运算后进行相除，得到

$\begin{array}{c}\frac{{\Σ}_N{s}_{sub}{\left(n\right)}^2}{{\Σ}_N{s}_{add}{\left(n\right)}^2}=\frac{{\Σ}_N{\left(X\right(n)+n_1(n\left)\right)}^2}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}\\ =\frac{{\Σ}_{N}X{\left(n\right)}^2+{\Σ}_N{n}_1{\left(n\right)}^2+2{\Σ}_{N}X\left(n\right)n_1\left(n\right)}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}\\ =\frac{{\Σ}_{N}X{\left(n\right)}^2}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}+\frac{{\Σ}_N{n}_1{\left(n\right)}^2}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}+\frac{2{\Σ}_{N}X\left(n\right)n_1\left(n\right)}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}\end{array}---\left(7\right)$

由于n₁(n)均是由原噪声经过相减或相加计算得出，因此n₁(n)、n₂(n)的均值依然为0，n₁(n)的方差为原噪声n₀(n)的2倍，即n₁(n)均值为0，且n₁(n)与X(n)互为线性独立，则有

∑_NX(n)n₁(n)＝N×E(X(n)n₁(n))

＝N×E(X(n))E(n₁(n))

＝0 (8)

式(8)中，E(.)表示数学期望；

根据式(8)，可知式(7)第三项为0，而由于n₁(n)、n₂(n)方差为n₀(n)的两倍，设n₀(n)方差为σ²，则可得

∑_N n₂(n)²＝∑_N n₁(n)²＝2∑_N n₀(n)²＝2Nσ² (9)

将式(9)代入式(7)得

$\frac{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{sub}{\left(n\right)}^2}{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{add}{\left(n\right)}^2}=\frac{{\mathrm{NE}}_S}{2{\mathrm{N\σ}}^2}+1=\frac{E_S}{2{\mathrm{\σ}}^2}+1---\left(10\right)$

式中E_s为每个传输符号的能量值，E_s＝X(n)²，即步骤(1)接收的曼彻斯特编码格式的码流的每个原始信息的能量值；根据高斯白噪声的特性，有代入式(10)得：

$\frac{E_S}{N_0}=\frac{E_S}{2{\mathrm{\σ}}^2}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{sub}{\left(n\right)}^2}{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{add}{\left(n\right)}^2}-1---\left(11\right)$

结合步骤(2)中举例数据，可以计算得

(5)采用查表法得到即为估计出的SNR(以dB形式表示)值。

对步骤(4)中实例得到的信噪比值10.014进行对数域的转换，得到信噪比为1.0006dB，估计完成。

根据上述步骤(1)～步骤(5)，可以得到运算过程为：

●对输入的曼彻斯特编码信号进行分路，分为奇数位符号和偶数位符号，等效一个串并转换器；

●分别对奇偶序列进行求和与求差运算，得到两路信号，求和运算结果为s_add(n)，求差运算结果为S_sub(n)；

●对所求得的s_add(n)、s_sub(n)进行平方运算得到序列s_add(n)²、s_sub(n)²；

●对N个s_add(n)²、s_sub(n)²进行分别求和，并做除法运算得到

●计算并采用查表法得到即为估计出的SNR值。

具体实现结构如图6所示。

对信噪比估计算法的进一步简化：

当需要得到更简便的估计算法时，可以通过取模运算来代替平方运算，得到：

${\mathrm{SNR}}^{\′}=20{\log }_{10}\left(\frac{{\mathrm{\Σ}}_N\left|s_{sub}\left(n\right)\right|}{{\mathrm{\Σ}}_N\left|s_{add}\left(n\right)\right|}\right)+f\left(20{\log }_{10}\right(\frac{{\mathrm{\Σ}}_N\left|s_{sub}\left(n\right)\right|}{{\mathrm{\Σ}}_N\left|s_{add}\left(n\right)\right|}\left)\right)---\left(13\right)$

式(13)中二项为修正函数，以拟合由于取模求和产生的非线性误差，令且

具体实现方法就是在计算得到s_add(n)、s_sub(n)之后，进行取模运算，对运算的结果分别进行查表，将查表结果相减，通过f(·)运算，即可求得结果，实现结构如图7所示。

结合步骤(1)、(2)的实例，代入计算可得信噪比估计值为9.32dB。

解调辅助载波同步的算法：

根据信噪比估计值，可以对接收的曼彻斯特编码格式的码流的载波进行初始补偿，从而达到辅助载波同步的作用。由于信噪比估计基于了曼彻斯特码能量的累积求和，因此在存在载波频偏的情况下，累积求和的结果会随着幅度值的波动而产生偏差。同时，由于曼彻斯特编码码字在分组时会出现一个符号的模糊度，可以通过SNR估计结果来筛选出正确的分组情况。如图4所示为在实际信噪比为10dB情况下的信噪比估计值，横坐标为归一化频偏值，纵坐标为估计得到的信噪比。可见只有正确的曼彻斯特分组才能有较高的信噪比估计值，同时信噪比估计值随着归一化频偏的减小而增加。综上，算法步骤如下：

(1)将载波的最大频偏，进行M等分分区，M为大于等于2的正整数；在等分了M个分区之后，提取每个分区中心频点fc1、fc2...fcM，以此为频偏补偿值，对载波调制的曼彻斯特编码格式的码流进行一次变频，对变频结果进行SNR估计，得到多个SNR估计值；

(2)选择最大SNR估计值对应的那一个频点和分区，在此分区内，重新划分M个分区，提取重新划分M个分区的每个分区中心频点fc1、fc2...fcM，得到新的fc1、fc2...fcM的值，再次进行SNR估计，得到多个SNR估计值，如图5所示；

(3)重复步骤(2)一定次数后，输出最大SNR估计值对应的那一个频点，以该频点对载波进行补偿，即能够开启载波跟踪。设载波跟踪要求的频偏范围为f′，载波的最大频偏为f_max，重复步骤(2)的次数为

系统实现：

相应的系统实现如图1所示，该系统由乘法器1、乘法器2、载波跟踪模块、符号同步模块、延迟模块、SNR估计模块、比较选择器、选择器、缓存模块、比较器以及数控振荡器(NCO)模块组成。

其中乘法器1功能为初始频偏补偿，将输入的调制后曼彻斯特码流信号与NCO输出的频偏补偿信号fc1、fc2...fcN依次进行相乘，得到补偿后的曼彻斯特码流信号；

乘法器2主要功能为载波恢复，将乘法器1输出的补偿后信号与载波跟踪输出的载波恢复信号进行相乘，得到载波恢复之后的曼彻斯特码流信号；

载波跟踪模块主要功能在于对输入的载波恢复之后的曼彻斯特码流信号进行动态跟踪，并输出相应的载波恢复信号，实现动态的载波恢复，保证能够一直跟踪上信号，该模块可以应用目前已有的成熟算法；

符号同步模块主要是对乘法器2输出的载波恢复后的曼彻斯特码流信号进行符号同步，得到可靠的曼彻斯特码流，可以应用目前已有的成熟算法；

延迟模块功能是对输入的曼彻斯特码流进行一个符号的延迟；

SNR估计模块式本专利提出的算法模块，输入为曼彻斯特码流，输出为计算得到的信噪比估计值；

比较选择器功能是将两路信噪比估计值输出进行比较，选取较大的估计值输出，同时控制选择器对噪比估计值较高的曼彻斯特码流进行输出，作为正确的解调结果；

选择器功能为根据比较选择器的选择结果，选择两路曼彻斯特码流中对应信噪比估计值较高的一路进行输出，作为正确的解调结果；

缓存模块主要是在辅助补偿过程中，对不同的补偿频率对应估计的信噪比估计值进行缓存，以便最终进行比对筛选，得到在fc1、fc2...fcN补偿情况下信噪比最大的频点；

比较器功能为对比筛选不同频点下的信噪比估计值，输出为信噪比最大值对应的频点；

NCO模块输入为比较器输出的频点值，根据频点值大小输出对应频率的单载波信号，作为频率补偿值。

具体流程为：

(1)将整个框图的模块都关闭，作为初始状态，确定f_max值为系统指标要求的最大频偏范围，分区数量为M，最大辅助修正次数为初始设置Δf＝f_max。

(2)根据Δf设置fck的值，其中fck＝Δf×k/M，令k＝1，将输入信号与fck进行相乘，得到修正之后的信号；

(3)对修正之后的信号进行符号同步，对符号同步的结果与其延迟一个符号的结果进行基于曼彻斯特编码情况下的信噪比估计；

(4)对估计出来的两组信噪比值进行对比，选取较大的信噪比缓存下来并记为SNR(k)；

(5)令k＝2～M重复上述(2)～(4)过程，得到了一组SNR(k)，(k＝1，2...M)，选取最大值的k，记为K(j)，此时j＝1，更新Δf＝Δf/M，将整个环路的初始频偏设置为K(1)+Δf×k/M；

(6)令j＝2～C重复过程(2)～(5)，每次选取的最大值得到的结果都缓存下来，，得到每次得到新的初始频偏设置为

(7)最终的频偏纠正值为此时开启载波跟踪，完成整个解调辅助载波同步流程。

本技术主要针对采用了曼彻斯特编码的通信系统，利用曼彻斯特码的特性，可以恢复出传输信号与传输噪声分量，通过两者的相关运算，可以非常方便简单地估计出当前传输信号的信噪比，同时在有资源上的苛刻要求时，可以在牺牲一定估计范围的情况下，进一步简化算法；在能够估计出信噪比的情况下，根据估计得出的信噪比，可以辅助载波跟踪，减小载波跟踪环路的初始频偏，实现更快的入锁，即通过对比采用不同初始频偏补偿情况下估计得出的不同信噪比，选取信噪比较高的初始频偏补偿，作为下一轮估计的基点，缩小频偏补偿范围，再次进行信噪比估计，选出信噪比较高的频偏补偿点，重复若干次后，可以保证频偏被补偿至足够小的误差范围(小于其中f_max为输入最大频偏，M为分区数量，C为迭代次数)，从而辅助载波同步。

本技术已经应用于深空探测自适应解调器的接收机中，可以应用到一切采用了曼彻斯特编码传输体制的通信系统中，相比现有的通用算法，本专利可以极大减少资源消耗，相对于M2M4算法，资源消耗减小为十分之一，并拥有较好的性能。

本发明未详细说明部分属本领域技术人员公知技术。

Claims (4)

1.一种基于曼彻斯特码的信噪比确定方法，其特征在于步骤如下：

(1)接收曼彻斯特编码格式的码流，将码流进行等长分段，得到多段曼彻斯特编码格式的码流，每段曼彻斯特编码格式的码流长度为2N；

(2)将每段曼彻斯特编码格式的码流的奇数位提取得到奇数位码流s_odd(n)，将每段曼彻斯特编码格式的码流的偶数位提取得到偶数位码流s_even(n)；

根据信号的定义，s_odd(n)、s_even(n)如下：

s_odd(n)＝x(n)+n₀(2n-1) (1)

s_even(n)＝-x(n)+n₀(2n) (2)

式中x(n)为传输的信息，n₀(2n-1)表示奇数位的高斯白噪声，n₀(2n)为偶数位的高斯白噪声，n＝1,2,3…N，N为正整数；

(3)根据步骤(2)的s_odd(n)、s_even(n)，设s_sub(n)为求差序列，s_add(n)为求和序列，则有

s_sub(n)＝s_odd(n)-s_even(n)

＝2x(n)+n₀(2n-1)-n₀(2n)

＝2x(n)+n₁(n) (3)

s_add(n)＝s_odd(n)+s_even(n)

＝n₀(2n-1)+n₀(2n)

＝n₂(n) (4)

令X(n)＝2x(n)，X(n)为实际传输的信号幅度，则有

s_sub(n)＝X(n)+n₁(n) (5)

s_add(n)＝n₂(n) (6)

式中，n₁(n)、n₂(n)分别为噪声序列经过线性运算之后的序列，依然为高斯白噪声，n₁(n)＝n₀(2n-1)-n₀(2n)，n₂(n)＝n₀(2n-1)+n₀(2n)；

(4)根据步骤(3)s_sub(n)和s_add(n)，则有

$\begin{array}{c}\frac{{\Σ}_N{s}_{sub}{\left(n\right)}^2}{{\Σ}_N{s}_{add}{\left(n\right)}^2}=\frac{{\Σ}_N{\left(X\right(n)+n_1(n\left)\right)}^2}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}\\ =\frac{{\Σ}_{N}X{\left(n\right)}^2+{\Σ}_N{n}_1{\left(n\right)}^2+2{\Σ}_{N}X\left(n\right)n_1\left(n\right)}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}\\ =\frac{{\Σ}_{N}X{\left(n\right)}^2}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}+\frac{{\Σ}_N{n}_1{\left(n\right)}^2}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}+\frac{2{\Σ}_{N}X\left(n\right)n_1\left(n\right)}{{\Σ}_N{n}_2{\left(n\right)}^2}\end{array}---\left(7\right)$

由于n₁(n)均是由原噪声经过相减或相加计算得出，因此n₁(n)、n₂(n)的均值依然为0，n₁(n)的方差为原噪声n₀(n)的2倍，即n₁(n)均值为0，且n₁(n)与X(n)互为线性独立，则有

Σ_NX(n)n₁(n)＝N×E(X(n)n₁(n))

＝N×E(X(n))E(n₁(n))

＝0 (8)

式中，E(.)表示数学期望；

可知式(7)第三项为0，而由于n₁(n)、n₂(n)方差为n₀(n)的两倍，设n₀(n)方差为σ²，则可得

∑_Nn₂(n)²＝∑_Nn₁(n)²＝2∑_Nn₀(n)²＝2Nσ² (9)

将式(9)代入式(7)得

$\frac{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{sub}{\left(n\right)}^2}{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{add}{\left(n\right)}^2}=\frac{{\mathrm{NE}}_S}{2{\mathrm{N\σ}}^2}+1=\frac{E_S}{2{\mathrm{\σ}}^2}+1---\left(10\right)$

式中E_S为每个传输符号的能量值，E_S＝X(n)²，即步骤(1)接收的曼彻斯特编码格式的码流的每个原始信息的能量值；根据高斯白噪声的特性，有代入式(10)得：

$\frac{E_S}{N_0}=\frac{E_S}{2{\mathrm{\σ}}^2}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{sub}{\left(n\right)}^2}{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{add}{\left(n\right)}^2}-1---\left(11\right)$

(4)根据式(11)，再进行取LOG运算，可以得到信噪比估计值SNR，即

$SNR=10{\log }_{10}(\frac{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{sub}{\left(n\right)}^2}{{\mathrm{\Σ}}_N{s}_{add}{\left(n\right)}^2}-1)---\left(12\right).$

2.根据权利要求1所述的一种基于曼彻斯特码的解调辅助载波同步方法，其特征在于：还包括步骤(5)如下

(5)对步骤(4)的信噪比估计值SNR，消除除法与平方运算，得到新的信噪比估计值SNR′，具体方式如下：

${\mathrm{SNR}}^{\′}=20{\log }_{10}\left(\frac{{\mathrm{\Σ}}_N\left|s_{sub}\left(n\right)\right|}{{\mathrm{\Σ}}_N\left|s_{add}\left(n\right)\right|}\right)+f\left(20{\log }_{10}\right(\frac{{\mathrm{\Σ}}_N\left|s_{sub}\left(n\right)\right|}{{\mathrm{\Σ}}_N\left|s_{add}\left(n\right)\right|}\left)\right)---\left(13\right)$

式(13)中第二项为修正函数，以拟合由于取模求和产生的非线性误差；

令且

3.根据权利要求1或2的一种基于曼彻斯特码的解调辅助载波同步方法，其特征在于：根据信噪比估计值，辅助对接收的曼彻斯特编码格式的码流的载波进行初始补偿，步骤如下：

(1)将载波的最大频偏，进行M等分分区，M为大于等于2的正整数；在等分了M个分区之后，提取每个分区中心频点fc1、fc2…fcM，以此为频偏补偿值，对载波调制的曼彻斯特编码格式的码流进行一次变频，对变频结果进行SNR估计，得到多个SNR估计值；

(2)选择最大SNR估计值对应的那一个频点和分区，在此分区内，重新划分M个分区，提取重新划分M个分区的每个分区中心频点fc1、fc2…fcM，得到新的fc1、fc2…fcM的值，再次进行SNR估计，得到多个SNR估计值；

(3)重复步骤(2)一定次数后，输出最大SNR估计值对应的那一个频点，以该频点对载波进行补偿，即能够开启载波跟踪。

4.根据权利要求3的一种基于曼彻斯特码的解调辅助载波同步方法，其特征在于：所述步骤(3)中重复步骤(2)一定次数选取为：

载波跟踪要求的频偏范围为f′，设载波的最大频偏为f_max，重复步骤(2)的次数为