CN1856933A - 高性能低噪声放大器 - Google Patents

Abstract

建议一种信号处理电路，其用于接收两个输入端上的相位相反的一对输入信号Sp和Sn，并用于在四个输出端上提供两对相位相反的输出电流SIp和SIn。每个输入信号Sp和Sn在放大单元LNAUp和LNAUn中被放大，并且然后在分路单元SPLUp和SPLUn中被分路，本发明使得两个分路单元SPLUp和SPLUn之中的每个至少包括连接在分别为LNAUp和LNAUn的所述放大单元与所述输出端之一之间的两个分支，分别为BIp、BQp和BIn、BQn，四个分支BIp、BQp和BIn、BQn各自至少包括具有相同特性的阻抗，分别为RIp、RQp、RIn、RQn。混频器电路可以容易地与这个信号处理电路堆叠在一起。

Description

高性能低噪声放大器

技术领域

本发明涉及无线电接收机电路的领域。特别地，本发明涉及打算与两个正交混频器电路堆叠(stack)在一起的信号处理电路的电路拓扑结构。这样的信号处理电路接收在两个输入端上的一对相位相反的输入信号，并在四个输出端上提供两对相位相反的输出电流，每个输入信号在放大单元中被放大，并且在分路单元中被分路。所述信号处理电路的所述输出端随后以每个混频器电路接收一对相位相反信号的方式连接到所述混频器电路。这样的一对相位相反信号也可以称作差分信号，所述差分信号表示所述信号对。

在其不同的应用中，本发明特别涉及信号的接收，例如无线电信号、电信信号、电话信号、音频基带信号、无线模拟信号、视频信号等的接收。

本发明还涉及用于这种信号的接收机和打算实施在所述接收机中的芯片。这样的接收机可以是无线标准的电话，DECT，例如无线电接收器、无线控制器...。

背景技术

在无线电接收机电路中在如图1所示的接收链RC中执行的第一任务是信号的放大，以便不利用太高的噪声最低值和允许在低得多的信号频率上进一步处理的频率变换而恶化所述信号。如上所述，信号例如是射频信号，并且由一对相位相反的输入信号Sp和Sn构成。

在这样的接收链中，利用两个正交的本地振荡信号LOI和LOQ操作的两个混频器电路M_I和M_Q的使用允许镜像干扰抑止，并由此提高接收的质量。通常，至于根据Gilbert(吉尔伯特)的双平衡的混频器，混频器电路在其输入上需要电流。需要注意的是，术语“混频器电路”在这里是指进行频率变换的电路的部分，信号处理电路是指准备输入到混频器电路中的输入信号的电路的部分。因此，Gilbertquad(象限)是混频器电路的一个好的例子。

在这样的情况下，如在引言中所述的信号处理电路SPC对于依据一对反相信号(Sp和Sn)提供两对电流信号(SIn，SIp)和(SQn，SQp)是必需的，其中一个用于混频器M_I，而另一个用于混频器M_Q。

然后，每个混频器以中频提供一对反相信号(ISIn，ISIp)和(ISQn，ISQp)。由两个混频器提供的这两对信号在相位上是正交的：即ISIn与ISQn正交，以及ISIp与ISQp正交。还可以说，差分信号ISQ＝ISQp-ISQn与ISI＝ISIp-ISIn正交。这两个混频电路利用相应的负载MLD_I和MLD_Q充电。

现有技术中流行的信号处理电路具有两级拓扑结构。第一级是例如使用称作放大晶体管的晶体管的低噪声电压放大单元。已放大电压随后被施加给分路单元，该分路单元包括第二级中的两个I和Q差分跨导。第一级执行电压放大，而第二级执行电压-电流变换。

第一级的电压增益必须是低的，以便满足线性约束。此外，由于这样的两级拓扑结构，在第一级输出上在输入信号的频率及其谐波上观察到大的电压摆动。这可以扰乱本地振荡信号。

在欧洲专利申请EP0998025中建议了一种在引言中所述的信号处理电路的单级拓扑结构。如图2所示，I和Q跨导是在如前所述的两级拓扑结构中使用的两个复制的放大单元LNAU。实际上，使用四个放大晶体管替代两个晶体管，允许把每个放大晶体管用作跨导。两个混频器电路以每个混频器电路接收一对相位相反信号的方式直接连接到放大晶体管TIp、TQp、TIn、TQn的集电极。在这个单级拓扑中，观察到本地振荡信号泄漏到无线电信号输入。这特别地在本地振荡信号和输入信号的频率是相同的结构中是有问题的。

发明内容

一个或多个实施例的目的是建议一种用于信号处理电路的电路拓扑结构，在线性度和噪声性能方面提供改善的性能。此外，本发明允许在提供给混频器电路的本地振荡信号的生成中减少扰动。

为此，本发明建议两个分路单元之中的每一个包括连接在相应的放大单元与四个输出端之一之间的两个分支，四个分支各自至少包括具有相同特性的阻抗。

本发明的这个示范性实施例允许改善噪声性能，因为在输入信号的频率上输入信号不放大到大电压。该拓扑结构允许比现有技术的一级拓扑结构更好的噪声性能。这展现出比利用已知技术的一级拓扑结构更好的输入信号与本地振荡信号之间的隔离。此外，这可以提供本地振荡信号的产生器与可能由于输入信号而生成的扰动之间良好的隔离。

作为选择，阻抗具有这样的电阻值，使得所述值独立于被堆叠的混频器电路而决定输入信号的分路。实际上，电流的分流是通过分流阻抗的匹配而不是通过混频器电路的晶体管的匹配来确定的。这允许使这些晶体管保持为小体积，并从而对于改善的切换速度是快速的。这将得到更好的噪声性能。

放大单元的实施可以使用至少一个放大晶体管，其基极连接到一个输入端，而其集电极连接到所述的分路单元。

本发明还建议提供输入信号与由于本地振荡信号生成的扰动之间的优越隔离的实施例。

因而，在另一个示范性实施例中，四个分支之中的每一个还包括共射-共基晶体管，所述四个共射-共基晶体管的基极被连接在一起。

在另一个实施例中，两个放大单元之中的每个至少包括放大晶体管，其基极连接到一个输入端，而集电极连接到另一个共射-共基晶体管，所述共射-共基晶体管通过其集电极连接到相应分流单元，并且通过其基极连接到其它放大单元的共射-共基晶体管。

本发明还涉及实现根据本发明的信号处理电路的芯片以及包括这种芯片的接收机。

附图说明

在阅读以下详细说明以及参考附图之后，本发明的附加目的、特点和优点将变得清楚，其中：

图1展现了现有技术中公知的接收链的示意图；

图2展现了现有技术中公知的信号处理电路；

图3展现了根据本发明的信号处理电路的第一实施例；

图4展现了根据本发明的信号处理电路的第二实施例；

图5展现了根据本发明的信号处理电路的第三实施例；

图6展现了利用两个混频器堆叠的根据本发明的信号处理电路；

图7展现了根据本发明的射频信号的接收机的方框图；

图8展现了在时间量纲中的本地振荡信号。

具体实施方式

在以下说明中，将不详细描述本领域熟练技术人员公知的功能或结构，以使本发明更加清楚。

图1展现了现有技术中公知的接收链RC的示意图。这个图已经在上文中描述了。本发明涉及信号处理电路SPC的拓扑结构。因此，这个示意图还展示了在根据本发明的芯片中实施的接收链RC，只要所述信号处理电路SPC根据本发明。

图2展现了现有技术中公知的信号处理电路。利用这个信号处理电路，在所述信号处理电路与混频器电路之间共享相同的偏流。有效地在四个放大晶体管的输出上提供的信号是电流，这四个晶体管的基极连接到输入信号。所述放大晶体管还构成分流单元。这允许直接连接需要电流输入的混频器电路。信号处理电路SPC和混频器电路因而被堆叠在彼此的顶部。利用本发明还提供了与混频器电路共享偏流的优点。

图3展示了根据本发明的信号处理电路SPC的第一实施例。所述信号处理电路用于接收在两个输入端上的一对相位相反的输入信号(Sn和Sp)并用于在预定连接到所述两个混频器电路的四个输出端上提供两对相位相反的输出电流(SIn，SIp)和(SQn，SQp)。每个输入信号Sn和Sp利用低噪声放大单元LNAUn和LNAUp进行放大并利用分路单元SPLUn和SPLUp进行分路。

例如，所述低噪声放大单元LNAU常规地通过放大晶体管Tp和Tn来实现。信号Sn被提供给放大晶体管Tn的基极，而信号Sp被提供给放大晶体管Tp的基极。所述放大晶体管Tp和Tn利用经由电感元件Lp和Ln连接到所述放大晶体管Tp和Tn的发射极的公共偏置强度Ibias被偏置。每个放大晶体管Tp和Tn的集电极连接到相应的分路单元SPLUp和SPLUn。

分路单元SPLU包括两个称作BI和BQ的分支。在这个段落中，仅仅描述用于信号Sp的分路单元SPLUp。通过用标记n替代p，对于信号Sn的描述将是类似的。两个分支BIp和BQp被连接在节点Ep上，其中节点Ep连接到所述放大单元LNAUp和一个所述输出端。每个分支BIp和BQp分别至少包括相同的低值电阻RIp和RQp。这样的电阻RIp和RQp的作用是：通过所述电阻而不是通过混频器电路的晶体管来实现电流分流的精度。通常，施加给分路单元的DC电压是2.VT＝50mV，以免除混频器电路的电阻及其例如由Gilbert象限构成的负载的影响。因而，独立于混频器电路及其负载的电阻利用分路单元的电阻器来完成匹配。负载电阻的两端上的DC电压通常约为800mV。因而，有利地，分路单元的电阻比负载电阻小800/50＝16倍。由于存在分路单元的两个电阻，因此在两个分支之间分流到达节点Ep上的电流。由于这些电阻具有低值，因此它们不引入任何增益。此外，大的电压净空(headroom)是可实现的，因为仅仅使用一个晶体管并且电阻具有低值。

图4展现了根据本发明的信号处理电路的另一个示范性实施例。图4的实施例建议把另一个共射-共基晶体管TCp和TCn添加到每个放大单元LNAUp和LNAUn。这样的共射-共基晶体管TCp和TCn相对于从本地振荡信号LO至输入信号S的泄漏具有隔离功能。就p侧而言，所述共射-共基晶体管TCp通过其发射极连接到放大晶体管Tp，并且通过其集电极连接到所述分路单元SPLUp，以及通过其基极连接到其它的放大单元LNAUn的共射-共基晶体管TCn。电压净空被降低，但是也降低了由于本地振荡引起的对输入信号的扰动。

图5展现了信号处理电路的还一个实施例。在这个实施例中，上述隔离是通过插入在两个分路单元SPLUp和SPLUn之中的每个分支上的共射-共基晶体管来实现的。四个共射-共基晶体管的基极连接在一起。这个解决方案对于其中从本地振荡信号到输入信号的扰动是重要的结构可能是有用的。

待调整的用于如图1中通常所展示的接收链的主要参数是噪声、线性度、本地振荡扰动、耗散功率和(电路)小片面积(die area)。这些参数取决于该接收链所专用的应用而或多或少是关键性的。

噪声主要是由于电路的晶体管而产生的。主要噪声贡献者是来自输入晶体管、基极和集电极的散粒噪声和热噪声。这个噪声对于晶体管的任何实施都是相同的。等效的输入电压和电流是相同的噪声贡献者。

线性特性对于所有展示的一级拓扑结构是类似的，并且好于两级拓扑结构。

本地振荡扰动是关键性的。尤其，对于其中本地振荡信号可能受输入无线电信号干扰的应用(ZIF应用)是关键的。这涉及到所谓的本地振荡频率下拉现象：振荡器对于接近其振荡频率产生的扰动非常敏感。因而，在ZIF结构中，振荡器频率等于RF频率，或者等于其谐波之一。

耗散功率通常是整个电路消耗的重要部分。

电路小片面积对于这种类型的电路通常不是非常关键的。

如图6所示，用于混频器电路的非常流行的电路是根据Gilbert的双平衡混频器(称作Gilbert象限)。Gilbert象限把输入频率INF上的信号S变换为中频IF上的信号IS。中频IF取决于本地振荡信号频率LOF，因为IF＝INF-LOF。

重要的是注意，来自Gilbert象限的输出是电流而不是电压。为此，电流-电压负载MLD_I、MLD_Q例如简单的电阻RIp、RIn、RQp、RQn需要连接在上面提供输出信号ISIp、ISIn、ISQp和ISQn的混频器输出上。电容CI和CQ用于滤除当在中频IF上运行时可能存在的信道外干扰。

此外，利用Gilbert象限处理的信号也是电流。这是因为从信号处理电路SPC馈入到混频器电路的信号是电流的原因。

因此，在其输出上提供电流的信号处理电路可以直接与混频器电路堆叠在一起。因而，图6展示了与两个混频器堆叠的根据本发明的信号处理电路。这样堆叠的电路由此在根据本发明的芯片上进行再现。所述芯片通常包括充当如图7所示的本发明的接收机起作用的其它功能。

下面将说明和比较本发明的和现有技术的不同信号处理电路实施例的特性。

图2所示的信号处理电路具有优于两级拓扑结构的噪声和线性特性，特别是在大的发射极退化上。然而，它呈现上述的缺点。

图3所示的信号处理电路呈现非常好的整体性能。它提供大的电压净空。电流分流由连接在所述信号处理电路的输出上的混频器和电阻RIp、RIn和RQp、RQn来确定。电流的分流基于具有相同摆动的差分本地振荡信号和共模。在图8所示的时间量纲中，以下所述的两种情况都是有可能的。

如果LOIp＝LOQp并且它们优于LOIn＝LOQn(图8中时间T1上的点)，则正如所期望的，在RIp与RQp之间平均分配由Tp传递的电流。这对于Tn和n侧是类似的。在相反状态中与本地振荡信号的所有其它组合提供了类似的半对半分(路)流。

如果LOIp大于LOQp＝LOQn，即LOIp大于LOIn(时间T2上的点)，这意味着LOI处于一状态中，而LOQ从一状态变化到另一状态。这是四个信号LOIp、LOIn、LOQp、LOQn都具有相同的连续部分DC但相位不同的情况。晶体管的发射极跟随具有较高电位的一个。因而，Tp传递的电流全部流入RIp，并且然后流到混频器电路M_I。因此，在平衡时，来自混频器M_Q的噪声的脉冲串是非常低的，因为混频器M_Q是关断的。这个优点未出现在现有技术中，因为混频器电路中的晶体管由于晶体管的发射极效应而在工作期间从未起到二极管的作用。在现有技术状态的其它拓扑结构中，I侧对Q侧没有影响。这在本发明中因为分路单元的结构而是不同的。由于在分路单元中存在电阻，所以p和n信号之和由于晶体管的发射极效应而呈现变化。另一个优点是，当暂时没有增益(这里是M_Q)时，在混频器中没有电流丢失。这使得总的混频器增益较高，这对于Tn和n侧是类似的。

为了在每个I和Q侧上具有相同增益而进行的I-Q增益匹配由电阻RI和RQ的匹配来确定，并且在较小程度上，由I和Q混频器电路的晶体管的匹配来确定。

在图4中，共射-共基晶体管TCp、TCn被插在放大单元中。它们的作用是吸收从本地振荡信号生成的对输入信号的扰动。因此，图4所示的信号处理电路展现了更好的输入信号的隔离。

在图5中，共射-共基晶体管TCIp、TCQp、TCIn、TCQn在分路单元中被插在电阻之上。它们的作用也是吸收从本地振荡信号生成的对输入信号的扰动。在这个实施例中，如果电阻RIn、RIp、RQp、RQn被省略(即被设置为零值)，则增益匹配取决于要求大的共射-共基晶体管的共射-共基晶体管匹配。另一方面，如图3所示，非零电阻值可以引入Miller(密勒)效应。本技术领域的熟练技术人员可以在共射-共基晶体管大小与电阻的值之间实现折衷。

图2-图5展现的信号处理电路的增益为：

$G=\mathrm{gm}\·\frac{1}{2}\·\frac{2}{\mathrm{\π}}\·R=\frac{2}{\mathrm{\π}}\·\frac{V_R}{\mathrm{VT}}=\frac{2}{\mathrm{\π}}\·\frac{0.8}{0.025}=-4+30=26\mathrm{dB}$

假设以下情况来完成这个计算：放大晶体管发射极退化不是非常明显地改变增益(实际上，它也许是-3dB)，图2的信号处理电路的放大晶体管的大小是本发明的实施例的放大晶体管尺寸的一半。因此，电流强度对于所有所示的电路拓扑结构都是相同的。因此，放大晶体管的全部基极电阻对于所有拓扑都是相同的。此外，混频器增益假设是理想的并且等于-4dB(2/pi)。

惯例是：

gm是放大单元输入跨导，

R是混频器负载。

这个增益略微劣于约为30dB的利用两级拓扑所获得的增益。

在低发射极退化时，所有拓扑结构的主要噪声贡献者(包括已知技术)是相同的。一级拓扑具有较少量部件来贡献噪声。但是，这被稍微是噪声源的混频器电路所平衡，因为在其前面有少量增益。在图3和图4所示的一个实施例上，取决于象限的转换速度的噪声项被相当地减少。因此，电压净空对于图3所示的实施例仅利用两个堆叠晶体管是更加舒适的。

输入信号与本地隔离泄漏之间的隔离对于图4和图5所示的实施例是非常好的。

在放大输入电压的两级拓扑结构中，本地振荡信号与输入信号的泄漏之间的隔离是弱的。图5所示的实施例放大在放大晶体管的顶部的输入信号，并且由于利用电阻进行电流分流，所以泄漏可以发生。本发明的其它实施例展现了好的隔离。

本发明的一个或多个实施例的好处是较低的偏流上优越的噪声性能。还建议减少对把输入信号拉到本地振荡信号的影响的实施例。

本发明的应用涉及接收链，因为小信号必须被处理。尽管如此，图6所示的电路还可以用于传输链中，例如以便具有良好的线性特征。如果处理较大的信号，则本发明的使用不太关键，但是其可以是有益的。

图7展示了根据本发明的射频信号的接收机的方框图。通常，这样的接收机用于通过天线ANT接收和发射信号。转换装置COM控制对天线ANT的接入。所述转换装置COM至少被连接到接收链RX和发射链TX。所述接收链RX至少包括根据本发明的信号处理电路SPC以及频率变换单元FTCR(通常由混频器电路构成)。处理单元MC跟随在这些电路之后。这个处理单元MC还处理待发射的信号，并因而连接到发射链TX，所述发射链至少包括频率变换单元FTCT和放大单元AMPT。有利地，这样的接收机是电信设备：移动电话...。

图3中公开的实施例和图4与图5中所示的实施例不是排它的。根据权利要求中所定义的本发明的原理，可以导出其它的可替代实施例来实现相同的目的。

应当理解，本发明并不限于上述实施例，并且可以做出诸多变化和修改，而又不背离所附的权利要求中定义的本发明的精神和范围。在这个方面，做出以下结束语。

应当理解，本发明并不限于所使用的晶体管类型。类似的实施例可以使用其它的晶体管类型，例如MOS...。可以使用电阻性发射极退化，而不使用电感性发射极退化。然而，电感性发射极退化允许优良的噪声性能。此外，可以添加电流源，其经常被实施为从电源连接到共射-共基晶体管的发射极或者连接到Gilbert象限的发射极的纯电阻。这允许获得来自输入对的高输入跨导以及电阻负载上的低电压降。

应当理解，本发明并不限于上述的电信应用。在使用接收链的任何应用中可以使用本发明，在进一步处理之前需要频率变换。因而，射频应用对于本发明是特别感兴趣的。

以下权利要求中的任何参考符号不应被解释为限制权利要求。动词“包括”及其动词变型的使用并不排除除了任何权利要求定义之外的任何其它步骤或元件的存在。元件或步骤之前的“一”或“一个”并不排除多个这样的元件和步骤的存在。

Claims (7)

1、一种信号处理电路，用于与两个混频电路堆叠在一起，所述信号处理电路用于接收在两个输入端上的一对相位相反的输入信号，并在用于连接到所述两个混频器电路的四个输出端上提供两对相位相反的输出电流，以便每个混频器电路接收一对相位相反的输出电流，每个输入信号利用相应的低噪声放大单元进行放大，并且利用相应的分路单元进行分路，其特征在于，两个分路单元之中的每一个包括连接在相应的放大单元与四个输出端之一之间的两个分支，四个分支各自至少包括具有相同特性的阻抗。

2、根据权利要求1所述的信号处理电路，其中阻抗具有电阻值，使得所述值独立于堆叠的混频器电路而决定输入信号的分路。

3、根据权利要求1和2之一所述的信号处理电路，其中四个分支之中的每一个进一步包括共射-共基晶体管，所述四个共射-共基晶体管的基极连接在一起。

4、根据权利要求1-3之中任一项权利要求所述的信号处理电路，其中两个放大单元之中的每一个包括至少一个放大晶体管，其基极连接到一个输入端，而集电极连接到相应的分路单元。

5、根据权利要求1和2之一所述的信号处理电路，其中两个放大单元之中的每一个至少包括放大晶体管，其基极连接到一个输入端，而集电极连接到另一个共射-共基晶体管，所述共射-共基晶体管通过其集电极连接到相应的分路单元，并且通过其基极连接到其它放大单元的共射-共基晶体管。

6、一种用于在接收机中实施的芯片，所述芯片至少包括信号处理电路和两个接收相位正交的本地振荡信号的混频器电路，所述信号处理电路的所述输出端以每个混频器电路接收相位相反的一对信号的方式连接到所述混频器电路，其特征在于，所述信号处理电路根据权利要求1至5之中任一项权利要求所述。

7、一种射频信号的接收机，至少包括天线、接收链、处理单元，其特征在于，它包括根据权利要求6所述的芯片。

Images