CN1849768A - 用于在无线中继电路中使用协作分集的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于在无线中继网络中传输信号的方法和系统。通过该方法和系统，能够同时使用无线中继系统提供的两种可能性，即分集增益和衰减降低。该方法的特征在于，连接在源和目标之间的中继站与关于网络中其他组件的信息无关地决定是否解码和中继传输从源或从至少一个其他中继站所接收的信号。该系统的特征在于，中继站包括决定单元，用于决定信号的解码和中继传输。

Description

用于在无线中继电路中 使用协作分集的方法和系统

技术领域

本发明一般涉及用于在无线中继网络中传输信号的方法和系统。该方法主要由协议表示。本发明同时使用由无线中继系统或无线环境-即无线网络-中的中继系统提供的两个可能性。其中涉及分集增益(diversity gains)和路径损耗降低(pathloss savings)。用于解码和中继传输的中继站(decode-and-forward-relay)支持从源到目标的传输。目标组合其从源以及中继站所获得的信号。本发明的基本特征在于，中继节点独立地决定是否将信息中继传输到目标。由此，使得有误差的传输的危险最小化，同时提供用于通过衰落信道通信的正确有益的“分集增益”。与“路径损耗降低”相结合，这就导致了不但相对于直接传输有显著的改善，而且相对于传统的中继也有显著的改善。

背景技术

无线网络的设计面临增加的成本压力：必须以相当的花费以几乎普遍存在的方式提供巨大的数据传送率。如果考虑到由对于未来的基于基础设施的网络的互连预算估计所带来的限制，则中继是有利的选择，以便能够在有效距离和数据传送率之间折中。

使用移动终端设备作为中继站尤其有利，因为其不需要安装附加的基础设施。主要以存储器和中继传输方式工作的中继站允许降低信息源和其相应的目标之间的端到端衰减。其中，一个中继链上每一个中继站通常只接受由其直接相邻的前一中继站所发送的信息作为命令，并且目标只监听该链中的最后一个中继站。我们将其称为传统的中继。

最近出现了协作中继的概念；参见“Cooperative Diversity inWireless Networks：Efficient Protocols and Outage Behavior”，(J.N.Laneman，D.N.C.Tse，和G.W.Wornell.，2002年1月，发表在IEEETrans.Inform.Theory)以及“2-Hop Distributed  MIMOCommunication System，”(M.Dohler，A.Gkelias，和H.Aghvami，IEEE Electronics Letters，2003年6月)及其中的参考文献。通过允许中继站之间的协作以及通过在目标中组合源和中继站的所有传输，可以使用中继系统的空间分集。我们将其称为协作中继。如我们所看到的那样，通过对传统的中继协议进行细微的修改并且接受目标中组合器的复杂性，可以得益于空间分集增益。这使得协作中继是用于改善基于中继的使用概念的感兴趣的选项。

在上面所提到的文章“Cooperative Diversity in WirelessNetworks：Efficient Protocols and Outage Behavior”中介绍了两个用户之间协作中继的信息理论基础。类似的思想在上面所提到的文章“2-Hop Distributed MIMO Communication System”中被介绍。近来，研究了不同实际系统的功率变化特性曲线，(参见“On thePerformance of Cooperative Diversity Protocols in Practical WirelessSystems，”E.Zimmermann，P.Herhold，G.Fettweis，在Proc.58^thVehic.Techn.Conf.，Orlando，FL，2003年10月)，从而获知，协作系统的功率变化特性曲线基本取决于误差传播的阻碍。

但是，所研究的大多数解码-中继传输协议包括一个或多个以下缺点：其需要反馈，必须将信道状态信息(CSI)提供给发送者，或者没有成分地解决由中继所导致的误差传播(或者只是假设其没有出现)。

发明内容

本发明的任务在于提供一种方法和系统，能够克服现有技术的缺陷并且同时实现最优传输。

这个任务是通过根据权利要求1的方法和根据权利要求12的系统而实现的。在从属权利要求中给出了其他特征和实施方式。

根据本发明的第一方面，通过用于在无线中继网络中传输信号的方法来实现该任务，其中实现源、目标以及至少一个中间连接的中继站的传输，这至少一个中继站用作解码-中继传输中继站，在至少两个相位实现传输。该方法的特征在于，这至少一个中继站与关于网络中其他组件的信息无关地决定是否解码和中继传输从源或从至少一个其他中继站所接收的信号。

由于中继节点独立地决定是否将信息中继到目标，所以实现了一系列优点。例如，使得误差传播最小化。但是，同时可以提供用于通过衰落信道通信的实际的有益分集增益。即使对于这样的情况，即在无线网络中通过多个中间连接的中继站，即借助于多个中继段，将信号传输到目标，也可以有利地使用根据本发明的方法。以下，为了简化，主要涉及一个中间连接的中继站。

通过根据本发明的系统，可以克服现有技术的上述缺陷，并且同时使用传统中继系统的衰减降低以及协作中继系统的分集增益。

特别有利地，对于决定解码，使用中继站所接收的信号的特性。这可以由信号本身或者由与信号相关的信息而获得。

根据本发明方法的一种实施方式，为了决定解码和中继传输，测量所接收信号的信噪比。中继站处的这个测量可以提供关于信号质量的信息，并且因此作为决定中继传输的基础。特别有利地，在这种实施方式中，通过与阈值比较而实现决定。在这种情况下，在中继站接收到信噪比低于解码阈值的信号时，信号不被解码，并且也不被中继传输到目标。以这种方式，可以以简单的方式在较早阶段已经阻止误差传播。信噪比适于作为决定标准，因为可以在中继站获得其，而不必须了解系统的其他组件的状态，例如信道状态或者源或目标的状态。

优选地，使用中继站的解码阈值作为用于优化传输的参数。

而且，根据本发明，可以使用分配给传输相位的发射功率作为用于优化传输的参数。这尤其有利地结合解码阈值作为参数。以这种方式，可以发现关于误差传播和可获得的分集增益的折中。

根据另一种实施方式，为了决定解码和中继传输，使用被发送信号中的误差检测码。因此，这个误差检测码表示与信号相关的信息，从其中可以确定信号的特性，特别是其质量。

原则上，可以使用所有已知的误差检测码。对于这些码的例子是例如循环冗余码校验(CRC)和低密度奇偶校验码(LDPC)。

如果借助于误差检测码获知了解码误差，则中继站不将信号中继传输到目标。

在根据本发明的方法中，源仅一次将信号传送到中继站和目标就足够了。因此，可以获得相对于其他方法的优点。例如，根据本发明的具有该设计的方法基本上比其中在中继站侧不中继传输的情况下源反复将信号发送到目标的方法更简单。在后面一种情况中，源必须具有关于中继站的状态的信息。

优选地，这样设计根据本发明的方法，使得所导致的误差率最小化。为此，在一种实施方式中，使用源、中继站和目标之间的衰减损耗的信息以优化传输。

通过根据本发明的方法，提供了一种简单的方式来在无线网络的中继电路中使用协作分集。

根据另一方面，本发明涉及一种系统，用于在无线中继网络中传输信号，其中该无线中继网络包括至少一个源、一个目标和至少一个中间连接的解码-中继传输中继站。该中继站的特征在于，其具有决定单元，用于决定解码和中继传输信号。决定单元可以包括被设计以执行程序的处理器。根据一种实施方式，决定单元包括测量单元，用于测量所接收信号的信噪比。但是，也可以与决定单元分开地实现测量单元，并将其与决定单元相连。而且，决定单元可以具有比较单元，用于与信噪比阈值比较。优选地，目标包括组合单元，用于组合信号。在这个单元中，可以尤其将先前从源所获得的信号与从中继站所接收的解码后的信号组合起来。最后，目标可以具有存储器单元，在其中存储所接收的信号。这些被存储的信号尤其表示从源所接收的信号。

为了在中继站决定不中继传输信号的情况下也能够执行解调，在根据本发明的系统中这样设置解调单元，使得其可以访问被存储的信号。为此，解调单元可以至少有时地与存储单元相连。

优选地，中继站表示移动终端设备，尤其优选地表示移动电话。

根据本发明的系统被这样构造，使得其适于执行根据本发明的方法。针对根据本发明的方法所介绍的优点和特征也相应地适用于、并可用于根据本发明的系统。

附图说明

以下将参考附图再次详细地介绍本发明。其中：

图1表示根据本发明的两个实施方式；

图2表示根据本发明的方法的参数的关系；

图3表示一个实施方式与另一方法的功率变化特性曲线的比较；以及

图4表示根据本发明的方法以及传统中继(L3DF)相对于直接传输的SNR增益。

具体实施方式

以下将根据本发明的方法表示为协议，尤其是简单的AdDF协议。本发明提供了一种简单的协议，其同时使用由无线中继系统提供的两种可能性(分集增益和衰减降低(路径损耗降低))。此外，在说明书中将分析该协议。至少一个中间连接的解码-中继传输中继站支持从源到目标的传输；目标组合从源和中继站所接收的信号。所提出的系统和方法的关键特征在于，中继节点独立地决定是否将信息中继传输到目标，从而使误差传播的危险最小化，同时提供用于通过衰落信道通信的实际的有益分集增益。与衰减降低结合，这导致相对于直接传输并且也相对于传统中继显著的增益。

以下将参考根据本发明的协议更详细地介绍本发明。

提供了一种简单的自适应解码-中继传输协议(adaptivedecode-and-forward AdDF)。根据我们的了解，这种术语首先在上面所提到的文章“Cooperative Diversity in Wireless Networks：Efficient Protocols and Outage Behavior”中使用。

根据本发明，在自适应解码-中继传输协议中，区别简单的和复杂的自适应解码-中继传输协议。

首先将介绍简单AdDF(simple AdDF)。假设图1(a)中所示的情况，其中源将信息直接以及通过中继站发送给目标。在两个相位中实现通信，如由正交性限制(同时在一个频率上没有同时的发送和接收)所规定的：

在相位1中，源发送其信息。中继站以及目标接收该信号的衰减的有噪声的版本，并且目标存储该版本以便以后处理。中继站测量所接收信号的有效信噪比SNR；如果其高于解码阈值SNR_dec，则其解码该信号。否则，其不解码。可选地，也可以基于循环冗余码校验(CRC)或类似的用于误差识别的方法来执行关于中继传输的决定。如果检验成功，即所接收的信号被识别为无误差，则执行中继传输。否则，不进行中继传输。

在相位2中，如果中继站决定解码，则其重新将新的编码后的版本发送到目标。目标将所接收的信号版本与所存储的、其先前从源所接收的样品组合。否则，即如果中继站决定不解码，则其保持静止。目标基于缺少足够的信号强度而识别这种情况，并且为了解调必须信赖在相位1中所存储的版本。

这个协议获得了空间分集增益，因为中继站为良好的信道条件经常解码原始信息的拷贝，并且通过不相关的信道发送到目标。同时，可以得益于衰减降低：设置在源和目标之间的中继站基本上比目标更可靠地接收从源所发送的消息，并且其还必须使用明显更小的发射功率以“到达”目标。

现在将介绍复杂AdDF(complex AdDF)，其表示在上面所提到的文章“Cooperative Diversity in Wireless Networks：EfficientProtocols and Outage Behavior”中所提到的协议。它与简单AdDF协议的区别只在于中继站决定不解码的情况。我们想到，在这种情况下，在简单AdDF协议中，中继站和源都保持静止。但是，复杂AdDF协议通过源重复其消息而阻止这种“静止”。目标然后组合其在两个相位中所接收的两个版本。从标准重复编码所得到的增益具有提高的复杂性，因为源必须具有中继站的解码状态的信息。

对于用于传输信号的方法和系统的设计，需要考虑这些影响参数和必须的折中。

两个参数确定协议的功率变化特性曲线。解码阈值SNR_dec定义中继站解码从源所发送的信号的最小信噪比。注意与此相关的折中：高的阈值SNR_dec就降低解码误差的概率，从而使由中继传输的中继站所引起的误差传播的危险最小化。另一方面，这样的高解码阈值减小了中继站解码和中继传输的情况的数量，从而降低了分集优点。在使用CRC或另一用于中继传输决定的误差识别机制时，不需要选择阈值SNR_dec。

第二个重要参数是分配给源在相位1中的传输的功率分量。为了提供公平的比较，重要的是，协作中继系统的总消耗能量不超过相应的直接系统。因此，在相位1中可以使用所提供的功率的分量petgf源的发送，从而1-p的功率分量保留用于第二相位(0≤p≤1)。又存在折中：如果选择p非常大，则导致中继站很可能将解码，但是使得对于中继站没有功率用于在相位2中提供分集增益。我们坚持：我们的评估基于严格保守的功率限制；如果可以为中继站引入附加的功率，则这可以提高所研究协议的吸引力。

在段III中介绍参数SNR_dec和p的最优调整。

以下将介绍不同协议的功率变化特性曲线的比较。

研究简单以及复杂AdDF协议，并且将其功率变化特性曲线与直接SISO通信、两支路发射分集(参见“A Simple Transmit DiversityTechnique for Wireless Communications”S.M.Alamouti，IEEE J.Select.Areas Comm.，Ausgabe 16Nr.8，1451-1458页，1998年10月)以及传统中继相比较。在传统中继中，中继站在任何情况下都解码，并且目标只接收从中继站传输的信号。这也被称为层3解码-中继传输中继(L3DF)。

以下将介绍功率变化特性曲线分析，尤其是误差概率分析。

在这段中，针对确定待观察的协议的端到端误码率。

为此，对于调制方案、信道模型、网络几何以及能量，提出以下假设：

调制方案：被分析的中继协议的双相特性要求与直接传输的谱效率相比加倍各相的谱效率。特别地，例如研究两种情况：

(i)用于直接传输的二相相移键控(binary phase shift keyingBPSK)和用于中继方案的正交相移键控(quaternary phase shiftkeying QPSK)以及(ii)用于直接传输的QPSK和用于中继方案的16正交调幅(16-QAM)。应该注意，BPSK/QPSK比较有些不公平：在中继情况下实际上没有损耗地获得双倍谱效率，因为QPSK和BPSK具有相同的功率变化特性曲线。因此，研究QPSK/16-QAM的情况，其中来自衰减降低和空间分集相对于由更高级的调制方案所引起的信噪比损耗的增益竞争。在这两种情况下，可以通过使用Q函数来评估误码概率：

$P_e\left(\mathrm{SNR}\right)\≤\mathrm{aQ}\left(\sqrt{\mathrm{bSNR}}\right),---\left(1\right)$

其中，对于葛莱映射(Gray-Maping)，对于BPSK和QPSK，a＝1，b＝2，对于16QAM，a＝4/log₂(16)＝1，b＝4/5(John G.Proakis，DigitalCommunications，McGraw-Hill International Editions，4te Auflage，2002，中的等式(5.2-80)，调整过，以获得误码率BER而不是符号出错率SER)。

信道模型：不编码地、符号方式地在扁平频率衰落信道(Flach-Frequenz-Schwund-Kanal)上进行通信。尽管以每个符号为基础执行分析，但是结果同样适用于块衰落假设(Block-Fading-Annahme)中的不编码的基于块的方案。信道系数的数值|h_i，j|遵循瑞利分布；因此，信道功率|h_i，j|²被指数分布。假设，这个指数分布的参数是σ_i，j ^-2，则衰减和间距的效果可以被信道的平均功率σ_i，j ²的变化记录(aufnehmen)。

网络几何：可以区别对称和不对称的网络配置：见图1。在图1中表示了对称和不对称的网络配置。协作中继常集中在对称网络的情况上，以突出源和中继站之间协作的相互优点。如果牺牲对称性，则可以使用非对称情况的衰减降低，这通常结合传统中继来研究。为了考虑这些，通过

${\mathrm{\σ}}_{s,d}^2=1,{\mathrm{\σ}}_{s,r}^2=r^{-a},{\mathrm{\σ}}_{r,d}^2={(1-r)}^{-a},---\left(2\right)$

将衰减，即平均信道功率σ_i，j ²建模作为相对中继位置r的函数，而不失一般性，其中a是衰减指数，并且0＜r＜1。在本文中，集中到a＝3的情况。

能量：为直接传输假设每个信息位的SNR＝E_b/N₀，其中信息位是在中继的情况下根据第一相位的功率分量p被分在源和中继站之间的。

以下将观察确定一个位错误的概率。

以下分析集中在基于解码阈值SNR_dec进行中继传输决定的情况。在使用CRC或另一误差识别机制时，总是消除误差传播。

以观察解码概率开始。为此，观察中继站解码由源所发送的信号的概率。如果其接收到的信噪比SNR大于所选择的解码阈值SNR_dec，则中继站解码。通过衰落信道功率|h_s，r|²、对应于第一相位的功率分量p以及平均SNR来确定当前SNR。因此，解码情况(Dekodierfall)是：

${\left|h_{s,r}\right|}^2\·p\·\mathrm{SNR}>{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{dec}}\⇔{\left|h_{s,r}\right|}^2>\frac{{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{dec}}}{p\·\mathrm{SNR}}---\left(3\right)$

，因为信道功率|h_s，r|²被指数分布，具有平均值σ_s，r ²，所以解码概率为

$P_{\mathrm{dec}}={\∫}_{\frac{{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{dec}}}{p\·\mathrm{SNR}}}^{\∞}\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{s,r}^2}{e}^{\frac{r}{{\mathrm{\σ}}_{s,r}^2}}\mathrm{d\γ}=\exp (-\frac{{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{dec}}}{{\mathrm{\σ}}_{s,r}^2\mathrm{pSNR}}).---\left(4\right)$

以下将介绍确定一个位错误的概率的结果。自适应解码-中继传输协议的误差概率可以表示为：

$P_e^{\left(\mathrm{AdDF}\right)}=P_{\mathrm{dec}}\·P_e^{\left(\mathrm{Div}\right)}+(1+P_{\mathrm{dec}})\·P_e^{\left(\mathrm{Direct}\right)},---\left(5\right)$

其中，P_dec是解码概率(4)，而P_e ^(Div)是在从源和中继站到目标的组合分集传输中出现误差的概率。而且，P_e ^(Direct)是中继站决定不解码的概率，其中目标于是必须信赖来自源的直接通信。以下将研究这两种误差情况。

分集传输：如果中继站决定解码和中继传输，则出现分集传输。在这种情况下，目标组合其在第一相位中从源所接收的信号和在第二相位中从中继站所接收的信号。所得到的误差概率是：

$P_e^{\left(\mathrm{Div}\right)}=P_e^{(s,r)}{P}_e^{\left(x\right)}+(1+P_e^{(s,r)})P_e^{\left(2\right)}---\left(6\right)$

根据中继站是否正确地解码，两种相互排斥的误差情况可以在目标处得到决定误差。

首先，对于选择不好的解码阈值，在中继站存在决定误差的危险。这以概率P_e ^(s，r)出现，并且取决于解码阈值SNR_dec和中继站处的有效平均SNR。对于解码阈值γ₀＝SNR_dec和平均SNR $\stackrel{-}{r}=p{\mathrm{\σ}}_{s,r}^2\mathrm{SNR},$ 可以通过使用以下介绍的等式(21)的结果，以完整的形式确定解码中继站处的误差概率：

$P_e^{(s,r)}=P_e^{\left({\mathrm{\γ}}_0\right)}({\mathrm{SNR}}_{\mathrm{dec}},p{\mathrm{\σ}}_{s,r}^2\mathrm{SNR}).---\left(7\right)$

在这样的决定误差的情况下，中继站将有误差的信号传输到目标。这导致误差传播，因为目标可能面对来自源和中继站的矛盾信息。以 $P_c^{\left(x\right)}\≤1/2$ 来近似所产生的误差概率。这样的误差传播应该通过适当地选择中继站处的SNR_dec来避免，或者通过使用CRC或另一误差识别机制而完全消除。

第二，如果中继站正确地解码(概率为1-P_e ^(s，r))，则其将新编码的信号传送给目标。这是使用空间分集的期望情况，因为目标将该信号与其在第一相位从源所接收的版本相组合。该分集组合的误差率P_e ⁽²⁾取决于两个相关信道的有效SNR。对于从源到目标的信道为 ${\stackrel{-}{r}}_1=p{\mathrm{\σ}}_{s,d}^2\mathrm{SNR},$ 对于从中继站到目标的信道为 ${\stackrel{-}{r}}_2=(1-p){\mathrm{\σ}}_{r,d}^2\mathrm{SNR}.$ 在附条C中(22)中为新的情况 r₁≠ r₂提供P_e ⁽²⁾的完整解。

没有分集传输：如果中继站决定不解码，则目标必须信赖从源到目标的直接信道。对于所提出的简单AdDF协议-其中中继站和源在第二相位中保持静止，目标处的有效SNR为Pσ_s，d ²SNR。对于复杂AdDF协议，源使用功率分量p用于发送相位，并且使用分量1-p用于相位2中的重复编码，这就得到目标处的组合有效SNR $(p+(1-p)){\mathrm{\σ}}_{s,d}^2\mathrm{SNR}={\mathrm{\σ}}_{s,d}^2\mathrm{SNR}.$ 这里，对于通过从源到目标的瑞利信道的通信(John G.Proakis，Digital Communications，McGraw-HillInternational Editions，4te Auflage，2001中的等式(14.3-7))

$P_e^{\left(\mathrm{Direct}\right)}=\frac{1}{2}(1-\sqrt{\frac{{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eff}}}{1+{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eff}}}}),---\left(8\right)$

其中

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eff}}=\left\{\begin{array}{cc}p{\mathrm{\σ}}_{s,d}^2\mathrm{SNR}& \mathrm{SimpleAdDF}\\ {\mathrm{\σ}}_{s,d}^2\mathrm{SNR}& \mathrm{ComplexAdDF}\end{array}\right.---\left(9\right)$

在这低那上，得到对于所提出的协议在瑞利衰落信道上的误差概率的完整解(通过在(5)中使用(4)、(6)、(7)、(22)和(8))。

以下将介绍协议的优化：

我们想到，控制所提出的协议的两个参数是第一相位的功率分量p和中继站处的解码阈值SNR_dec。应该这样选择这二者，使得所得到的误码率BER最小化。由于基本非代数的公式，所以不可能推导出完整的优化规则(Optimierungsregeln)；而这也同样适用于通过级数展开的简化。

但是，可以通过使用所获得的完整表达式，数值地确定最优参数。这又允许其制定经验的规则。图2表示对于BPSK/QPSK情况用于SNR和网络几何的不同组合的相应得到的最优参数。

图2表示使误差概率最小化的最优参数组合：最优功率分量p^(opt)及最优解码阈值SNR_dec ^(opt)。最优值取决于SNR和网络配置。通过用于BPSK/QPSK方案的数值分析(5)得到结果。标记以2dB的阶与SNR值一致。

例如，如果中继站设置在源和目标之间的中间处(r＝0.5)，并且SNR＝16db，则选择第一相位的功率分量p＝0.8，并且中继站处的解码阈值SNR_dec＝6dB。从图中可以一般地获知，最优功率分量p^(opt)不坚定地取决于SNR，而是决定性地被基础的网络几何影响。我们认识到，源与中继站的相对距离越大，则越多的功率应该被分配用于来自源的传输-直观的结果。

以下将介绍优化规则。我们想到，协议针对使分集增益最大化。这基本上通过两个分集支路的相同SNR而实现；在我们的情况下，前提是从源和从中继站到目标的信道具有这个相同的SNR。但是，为了考虑中继站的解码误差概率和分集增益之间的折中，引入了一个比例因子s。这就导致对于第一相位的优化的功率分量p的以下条件：

$\mathrm{sp}{\mathrm{\σ}}_{s,d}^2\mathrm{SNR}=(1-p){\mathrm{\σ}}_{r,d}^2\mathrm{SNR},---\left(10\right)$

求解p，得到

$p^{\left(\mathrm{opt}\right)}=\frac{1}{1+s\frac{{\mathrm{\σ}}_{s,d}^2}{{\mathrm{\σ}}_{r,d}^2}}---\left(11\right)$

通过曲线模拟(Kurvennachbildung)发现，s≈2.5是适当的。而且，还获得用于最优解码阈值的近似表达。可以得出结论，根据

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{dec}}^{\left(\mathrm{opt}\right)}\left[\mathrm{dB}\right]\≈A\sqrt{1.8\·p{\mathrm{\σ}}_{s,r}^2\mathrm{SNR}\left[\mathrm{dB}\right]},---\left(12\right)$

选择SNR_dec，如果与最优功率分量(11)一起使用，则使误差概率最小化。参数对于BPSK/QPSK为A＝1，而对于QPSK/16-QAM情况是A＝1.5。最后，认识到，对于大的SNR，对称网络可以与非对称网络完全相同地以 ${\mathrm{\σ}}_{s,r}^2={\mathrm{\σ}}_{r,d}^2$ 来参数化。

以下将研究功率变化特性曲线边界。

在研究AdDF协议的功率变化特性曲线之前，先观察三个不同的可能方案。

1)直接传输：由(8)以表示从源到目标的直接信道的SNR的 ${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eff}}={\mathrm{\σ}}_{s,d}^2\mathrm{SNR}$ 而给出误差率。

2)发射分集：通过(John G.Proakis，Digital Communications，McGraw-Hill International Editions，4te Auflage，2002中的等式(14.4-15))

$P_e^{(2,\mathrm{TxDiv})}=\frac{1}{2}-\frac{\sqrt{{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eff}}}(3+2{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eff}})}{4{(1+{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eff}})}^{\frac{1}{2}}}---\left(13\right)$

给出用于在每个支路中具有相同SNR的两支路分集系统的误差率。一个例子是Alamouti方案[4]。源和目标之间的两个信道的有效SNR是 ${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eff}}=p{\mathrm{\σ}}_{s,d}^2\mathrm{SNR},$ 对于发射分集，p＝0.5。

3)在层3的解码和中继传输：在传统中继的情况下，中继站作为简单的中继传输器，目标只依赖于由中继站所发送的信息。这个协议的功率变化特性曲线是：

$P_e^{\left(L3\mathrm{DF}\right)}=1-(1-P_e^{(s,r)})(1-P_e^{(r,d)}),---\left(14\right)$

其中，P_e ^(s，r)和P_e ^(r，d)是两个连续瑞利衰落信道上通信的误差率，由(8)以有效SNRpσ_s，r ²SNR以及(1-p)σ_r，d ²SNR而给出。该协议得益于衰减降低，但不得益于空间分集。误码率BER显然在 $P_e^{(s,r)}=P_e^{(r,d)}$ 时最小化，这导致最优功率分量

$p_{\left(L3\mathrm{DF}\right)}^{\left(\mathrm{opt}\right)}=\frac{1}{1+{\mathrm{\σ}}_{r,d}^2/{\mathrm{\σ}}_{s,r}^2}---\left(15\right)$

现在转向比较AdDF协议与这些传统方案。

因此可以总结出以下论述：

因此开始讨论对称网络的功率变化特性曲线。图3比较所提出的简单AdDF协议与复杂AdDF协议的功率变化特性曲线以及其功率极限。

图3表示对称网络的所提出的自适应解码-中继传输协议与直接传输、层3上的中继(L3DF)以及发射分集相比的误码率与符号出错率。通线(durchgezogene Linien)：仿真，四边形：分析(对于AdDF)。

两个AdDF协议相对于直接传输和传统中继得到分集增益。因此，协作的协议例如在BER＝10^-2时得到大约2-3dB的增益。应该注意，复杂协议只细微地优于其简单协议。这是因为以下事实，即只为其提供小功率分量1-p的相位2中重复编码的增益是不重要的。可以推断，简单和复杂AdDF在其功率变化特性曲线中非常相似；因此我们在本文的剩余部分中只集中到简单版本。最后，看到，分析与仿真结果一致；不同是基于(6)中P_e ^(x)的近似。

现在观察非对称网络。配置所提出的AdDF协议，以便既得益于分集增益，又得益于衰减降低。后一优点在非对称网络中是显然的，其中在源和目标之间设置中继站。实际上，由图4证明通过使用简单AdDF协议可以获得明显的改善。

图4表示简单AdDF和传统中继(L3DF)相对于直接传输的SNR增益。L3DF使用衰减降低，而协作AdDF协议还得益于分集增益。参数是BER＝10^-2以及衰减指数a＝3.0。

图表示对于两个不同调制方案(BPSK/QPSK和QPSK/16-QAM)的不编码调整，在BER＝10^-2作为所述功率测量时，相对于直接传输的SNR增益。

看到，通过使用分集，对于两个谱效率以及对于所有研究的中继位置，协作协议超过传统中继协议至少3dB。此外，还发现，由于使用更高的谱效率而出现的SNR损耗(比较上面所提到的文章“Cooperative Diversity in Wireless Networks：Efficient Protocols andOutage Behavior”)导致与直接传输相比相应更差的中继协议功率变化特性曲线。例如，在源和目标之间的中点处设置中继站(r＝0.5)以及使用QPSK用于协作的中继传输就相对于以BPSK进行直接传输得到6.6dB的SNR增益。如果使用16-QAM中继传输代替直接QPSK传输，则这个增益降低到3.6dB。最后，可以得到负SNR增益，具有16QAM的传统L3DF协议比直接QPSK传输更差地工作。在功率、延迟和带宽的严格标准化的情况下获得这个结果需要重复。

关于协议的实施，可以确定，所提出的简单AdDF协议与传统中继协议相似。因为，中继站独立地决定是否解码和中继传输，所以不需要反馈信息。实际上，协议只依赖于对平均SNR的了解或使用CRC或另一误差识别机制以及相应节点之间的平均长期衰减。因此，在发送器处明确知道信道状态信息不是必须的，但是如通常那样，需要估计用于在接收器处组合和解调的信道系数。关于同步，如对于传统中继那样，相同的前提是有效的。

通过本发明，提出了一种简单的自适应解码-中继传输协议，其被设计以将传统中继的衰减降低与协作中继的空间分集增益组合。两个参数-即中继站所使用的解码阈值以及分配给源传输的总功率的分量，使得协议能够匹配特定SNR模式和衰减条件。所得到的端到端误差概率的完整表达有助于找到用于匹配参数的规则。这是基于知道平均SNR和平均衰减；在发送器处，信道状态信息不是必需的。

简单AdDF方案表示了相对于直接传输直到7分贝的SNR增益，而传统中继得到3分贝。在功率、带宽和延迟的严格标准化的情况下，为瑞利衰落信道上符号方式的通信而获得这个结果。最后，确定，协作协议具有与传统中继相同数量的传输节点，这可以是干扰抑制(Interferenz-begrenzt)情况中系统层功率变化特性曲线的有希望的表示。

在考虑这些结果的情况下，我们认为，所提出的自适应解码-中继传输协议是用于未来无线网络的一种有吸引力的选择。

以下将介绍在上面的描述中所使用的误差概率。

首先观察任意衰落统计的误差概率。

以下确定衰落信道上BPSK、QPSK和16-QAM信号发送的不同误差概率。这样的衰落信道的统计应该通过概率密度函数p_r(γ)来描述，其中γ是信噪比，并且γ_a≤γ≤γ_b。对于瑞利衰落信道，SNR例如以γ_a＝0并且γ_b→∞而被指数分布。我们以推导一般概率密度函数(pdf)p_r(γ)的误差概率开始，这个一般概率密度函数将被用于特殊情况中。

通过下式给出误差的平均概率：

$P_e={\∫P}_e\left(\mathrm{\γ}\right)p_{\mathrm{\γ}}\left(\mathrm{\γ}\right)\mathrm{d\γ}$

$\≤{\∫}_{{\mathrm{\γ}}_a}^{{\mathrm{\γ}}_b}\mathrm{aQ}\left(\sqrt{\mathrm{b\γ}}\right)p_{\mathrm{\γ}}\left(\mathrm{\γ}\right)\mathrm{d\γ},$                            (16)

其中，p_e(γ)根据(1)用于不同调制方案。如果引入

u(γ)＝∫_pγ(γ)dγ         (17)

，则通过对(16)进行局部积分，得到

$P_e\≤u\left(\mathrm{\γ}\right)\mathrm{aQ}\left(\sqrt{\mathrm{b\γ}}\right){|}_{\mathrm{\γ}={\mathrm{\γ}}_a}^{{\mathrm{\γ}}_b}-{\∫}_{{\mathrm{\γ}}_a}^{{\mathrm{\γ}}_b}\frac{d}{\mathrm{d\γ}}\left\{\mathrm{aQ}\left(\sqrt{\mathrm{b\γ}}\right)\right\}u\left(\mathrm{\γ}\right)\mathrm{d\γ}$

简化后，使用Q函数的定义和使用莱布尼兹规则(比较等式(0.410)S.23，I.S.Gradshteyn和I.M.Ryzhik，Table of Integrals，Series，and Products，Academic Press，San Diego，CA，5te Auflage，1994)得到

$P_e\≤u\left(\mathrm{\γ}\right)\mathrm{aQ}\left(\sqrt{\mathrm{b\γ}}\right){|}_{\mathrm{\γ}={\mathrm{\γ}}_a}^{{\mathrm{\γ}}_b}+\frac{a\sqrt{b}}{2\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_{{\mathrm{\γ}}_a}^{{\mathrm{\γ}}_b}\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\γ}}}u\left(\mathrm{\γ}\right)e^{\frac{b}{2}\mathrm{\γ}}\mathrm{d\γ}.---\left(18\right)$

通过使用这些一般结果，现在确定待观察的特定衰落统计的误差概率p_γ(γ)。

以下将确定解码中继站处的误差概率。

观察特定瑞利衰落信道上通信的特定情况，其中只检测什么时候当前SNR超过阈值r₀。所得到的有效SNR的pdf是指数函数：

$p_{\mathrm{\&gamma;}}^{\left({\mathrm{\&gamma;}}_0\right)}\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=\left[\begin{array}{cc}0& \mathrm{\&gamma;}<{\mathrm{\&gamma;}}_0\\ \frac{11}{c\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}\exp (-\frac{\mathrm{\&gamma;}}{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}})& \mathrm{\&gamma;}\&GreaterEqual;{\mathrm{\&gamma;}}_0\end{array}\right.---\left(19\right)$

其中， r是瑞利衰落信道的平均SNR，c＝exp(-r₀/ r)是保证单位面积在pdf之下的标准化常数。

现在使用一般结果(18)。对于待解决的问题，从r_a＝r₀到r_b→∞支持(stuetzen)pdf，使得通过在(17)中使用(19)的情况下u(r)＝-(1/c)exp(-r/ r)。这得到：

$P_e^{\left({\mathrm{\&gamma;}}_0\right)}({\mathrm{\&gamma;}}_0,\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}})\&le;\mathrm{aQ}\left(\sqrt{b{\mathrm{\&gamma;}}_0}\right)-\frac{a\sqrt{b}}{2c\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}\underset{{\mathrm{\&gamma;}}_0}{\overset{\&infin;}{\&Integral;}}\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\&gamma;}}}{e}^{-(\frac{b}{2}+\frac{1}{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}})\mathrm{\&gamma;}}\mathrm{d\&gamma;}.$

如果代入

$(\frac{b}{2}+\frac{1}{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}})\mathrm{\&gamma;}=\frac{t^2}{2}---\left(20\right)$

其中t作为新的积分变量被引入，并且使用Q函数的定义，则得到

$P_e^{{\mathrm{\&gamma;}}_0}({\mathrm{\&gamma;}}_0,\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}})\&le;\mathrm{aQ}\left(\sqrt{b{\mathrm{\&gamma;}}_0}\right)-a{e}^{\frac{{\mathrm{\&gamma;}}_0}{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}}\sqrt{\frac{1}{1+\frac{2}{b\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}}}Q\left(\sqrt{\frac{b}{2}+\frac{1}{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}}\right)---\left(21\right)$

对于r₀＝0，a＝1，b＝2，得到瑞利衰落信道上BPSK/QPSK传输的误差的熟知的概率；见John G.Proakis，Digital Communications，McGraw-Hill International Editions，4te Auflage，2002中的等式(14.3-7)。

最后，观察分集接收的误差概率。

为了确定对于L个分集支路的最大比率组合(MRC)的误差概率，必须计算L个随机SNR变量的和的pdf。对于我们的分配的分集协议，两个信号被不同终端传输并通过具有不同衰减的信道。

因此，在最大比率合成器处的输入端具有不同的平均SNR $({\stackrel{-}{r}}_1\&NotEqual;{\stackrel{-}{r}}_2);$ 在这种情况下，不能使用标准结果[5]。以计算被组合的SNR的pdf开始。通过下式给出这两个指数pdf的每一个

$p_{{\mathrm{\&gamma;}}_1}\left({\mathrm{\&gamma;}}_i\right)=\frac{1}{{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_i}\exp (-\frac{{\mathrm{\&gamma;}}_i}{{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_i}),{\mathrm{\&gamma;}}_i>0,i=\mathrm{1,2}.$

两个不相关随机变量的和的pdf是相应pdf的卷积：

$p_{\mathrm{\&gamma;}}\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=p_{{\mathrm{\&gamma;}}_1}*p_{{\mathrm{\&gamma;}}_2}={\&Integral;p}_{{\mathrm{\&gamma;}}_1}\left({\mathrm{\&gamma;}}_1\right)p_{{\mathrm{\&gamma;}}_2}(\mathrm{\&gamma;}-{\mathrm{\&gamma;}}_1)d{\mathrm{\&gamma;}}_1.$

对于r₁≠r₂，简化为

$p_{\mathrm{\&gamma;}}\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=\frac{1}{{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_1-{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_2}(e^{\frac{\mathrm{\&gamma;}}{{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_1}}-e^{\frac{\mathrm{\&gamma;}}{{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_2}})$

由(17)得到

$u\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=\frac{1}{{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_2-{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_1}({\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_1{e}^{\frac{\mathrm{\&gamma;}}{{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_1}}-{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_2{e}^{\frac{\mathrm{\&gamma;}}{{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_2}}).$

如果将其使用在(18)中，并再次使用代入(20)，则最后得到具有不同平均SNR

的两个瑞利衰落信道的MRC的误差概率：

$P_e^{\left(2\right)}{\&le;}_2^a(1-\frac{\sqrt{2b}}{2({\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_1-{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_2)}({\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_1\sqrt{\frac{{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_1}{1+{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_1}}-{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_2\sqrt{\frac{{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_2}{1+{\stackrel{-}{\mathrm{\&gamma;}}}_2}}))---\left(22\right)$

Claims (20)

1.用于在无线中继网络中传输信号的方法，其中在源、目标以及至少一个中间连接的中继站之间进行传输，所述至少一个中继站用作解码-中继传输中继站，在至少两个相位中进行传输，其特征在于，所述至少一个中继站与关于所述网络中的其他组件的信息无关地决定是否解码和中继传输从所述源或从至少一个其他中继站所接收的信号。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，为了决定解码和中继传输，测量所接收信号的信噪比。

3.根据权利要求2的方法，其特征在于，所述中继站在接收到信噪比低于解码阈值的信号时不解码所述信号，也不将所述信号中继传输到所述目标。

4.根据权利要求3的方法，其特征在于，使用所述中继站的解码阈值作为用于优化传输的参数。

5.根据权利要求1至4中任一项的方法，其特征在于，使用分配给传输相位的发射功率作为用于优化传输的参数。

6.根据权利要求1的方法，其特征在于，为了决定解码和中继传输，使用所发送的信号中的误差检测码。

7.根据权利要求6的方法，其特征在于，使用循环冗余校验码或低密度奇偶校验码作为误差检测码。

8.根据权利要求6或7的方法，其特征在于，所述中继站在借助于误差检测码识别到解码误差时不将信号中继传输到所述目标。

9.根据权利要求1至8中任一项的方法，其特征在于，所述源只将信号传输到所述中继站和所述目标一次。

10.根据权利要求1至9中任一项的方法，其特征在于，配置所述方法以使所得到的误差率最小化。

11.根据权利要求10的方法，其特征在于，使用关于源、中继站和目标之间的衰减损耗的信息来优化传输。

12.用于在无线中继网络中传输信号的系统，其中所述无线中继网络包括至少一个源、目标以及至少一个中间连接的解码-中继传输中继站，其特征在于，所述中继站包括决定单元，用于决定信号的解码和中继传输。

13.根据权利要求12的系统，其特征在于，所述决定单元包括测量单元，用于测量所接收信号的信噪比。

14.根据权利要求13的系统，其特征在于，所述决定单元包括比较单元，用于与信噪比阈值比较。

15.根据权利要求12的系统，其特征在于，所述决定单元包括用于通过误差检测码检测误差的单元。

16.根据权利要求12至15中任一项的系统，其特征在于，所述目标包括组合单元，用于组合信号。

17.根据权利要求12至16中任一项的系统，其特征在于，所述目标包括存储单元，所接收的信号被存储在所述存储单元中。

18.根据权利要求17的系统，其特征在于，所述目标包括可以访问被存储的信号的解调单元。

19.根据权利要求12至18中任一项的系统，其特征在于，所述中继站表示移动终端设备。

20.根据权利要求12至19中任一项的系统，其特征在于，所述系统被配置以执行根据权利要求1至10中任一项的方法。

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