CN1830116B - 高频组件 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及具有由多个介电层构成的基片的高频组件，多个介电层之间是具有导电轨结构的电极层，基片中形成了至少一个电容元件和至少一个电感元件，凭此提供了对置导电轨结构的至少一个布置，这同时实现了电容元件和电感元件，凭此该对置导电轨结构之间的共模阻抗和推挽阻抗被调整到相差至少为2的因数。
Description
技术领域
本发明涉及具有由多个介电层构成的基片的高频组件，并且在介电层之间的电极层具有导电轨(conducting tract)，在基片中形成了至少一个电容元件和至少一个电感元件。这种类型的高频组件被使用在无线电路中。
背景技术
例如被用于移动通信装置中的无线电路的日益微型化为了包含所有的功能而需要持续的按比例缩小。现代的高频模块使用多层基片来增加集成密度。不仅基片上的组件之间的电连接，而且诸如滤波器之类的基本电功能都通过基片中适当的导电轨布置而被创建。通常，那些将耗费大量芯片面积并且要求适当精度的结构可以被更经济地转移到电路板上。部分使用分布元件而部分使用集中元件。具有步阶阻抗的互连位于两个所述极端之间。当电路的尺寸将低于四分之一波长时，后两个设计总是很有吸引力。
已知在梳状滤波器中可以借助电容器来缩短谐振器导体。电容器可以被设计成基片中的平行片或设计为外部组件。滤波器特性基本上由谐振器之间的磁耦合来确定。然而为了制造的缘故，如果谐振器导体必须保持最短距离，如果导电轨宽度被选择得很大以便保持很小的传导损耗，或如果大大缩短导电轨以便最小化电路尺寸，则耦合强度被限制。已知的平面布置不能利用新的可能性用于多层基片中的三维设计。
节省的制造工艺通常与高容差(比如镀金尺度的不确定或两个金属层之间的未对准)相关联。这限制了需要高精度的电路的集成或微型化。G.Passiopolous等人于2003年3/4月在“Advancing Microelectronics(高级微电子电路)”第6页到第10页中发表了“The RF Impact of CoupledComponent Tolerances and Gridded Ground Plates in LTCC Technology andtheir Design Counter Measures”，其中描述了电容器和线圈的一些对策。然而，如果必须实现用现有的交叉指型(interdigital)电容器而无法获得的高容量密度，则这些手段对导电轨宽度的变化无效。
几乎每个微波应用中都需要用到带通滤波器。具体来说，比如移动无线电系统中使用的窄频带发射和接收电路需要带通滤波器，以便抑制在所用频带外发现的所有干扰信号。许多这类无源带通滤波器都是基于与上述梳状滤波器类似的原理并且还包括耦合谐振器。因此，如果可以在谐振器或其耦合中实现改进，则这些允许它们自己被转变成多种类型的滤波器。
发射机或接收机典型的电路布置包括适配器网络、平衡变压器和滤波器，滤波器最后将信号传递到天线上。这个链式电路的缺点是需要许多独立组件。另外，因为每个功能块都逐一地被优化，所以互连可能会由于反馈而具有非期望的谐振——特别是在阻带区域中。一些建议已经被提出以用于把这些功能块集成在更紧凑的电路中。WO02/093741 AI描述了怎样用少数组件建立网络而同时包括滤波器、平衡变压器和适配器网络。然而，借助集成到基片中的电感元件耦合的谐振器会占据很多空间。在US 5697088中，用总共具有四个谐振的四分之一波长导体的两个四分之一波长耦合器实现了具有滤波器性质的平衡变压器。适配器网络不包括在内。然而，更少的谐振器能被使用，并且所建议的单层结构不能利用多层基片的微型化可能性。
发明内容
本发明的目的是定义一个路线，通过这个路线，无源电功能块能够以最小尺寸被集成到多层基片中，所要求的电气性能也可以通过它来实现，并且制造容差的灵敏度也将被尽可能降低。
这个目的通过下述的高频组件来实现。有利的实施例是从属权利要求的主题。
提供了一种高频组件，包括：由多个介电层构成的基片，以及设置在多个介电层之间并具有导电轨结构的电极层，其中两个导电轨结构被设置为彼此对置并且该两个导电轨结构之间布置了介电层，该两个导电轨结构同时实现了电容元件和电感元件，并且该两个导电轨结构的共模阻抗和推挽阻抗被调整到相差至少2倍。
根据本发明提供了对置(opposed)导体结构的至少一个布置，这同时实现了谐振器电路的电容和电感元件，其中，对置导电轨结构的共模(common mode)阻抗和推挽阻抗被调整到相差至少为2的因数，优选地至少为10的因数，优选地，导体结构在特定点彼此链接或者与固定电位链接，多层结构通过复制导电轨结构以明显的方式而被提供。借助于对置金属表面的电流分布，可以实现比单层结构更低的欧姆损耗。导体结构可以全部彼此重叠，然而它们不必如此。从制造观点来看，一个层偏移通常产生，它对谐振频率(在下文中被进一步描述)的影响可以被减少。此外，至少一个导体结构可以被扩展超过其它的导体结构，以便例如能形成馈线、连接器或耦合或适配较大的阻抗范围。在后一种情况中，扩展或连接采用附加的电感元件，并且从而允许更大的门输入阻抗而不必减少导电轨宽度。具体来说，使用如通常存在于薄膜技术中的情况那样的分布电容将会使设计自由度上升到更高的水平。
导电轨或导体结构横断电流方向的尺度在下面将被表示为“导电轨宽度”。
根据本发明，如果在对置导体结构的至少一个布置中，导体结构开始端被置于与对置导电轨结构的末端相同的电位，则可以实现谐振器，如果在第一导体结构上指定一个方向(例如电流路径)，则可以得到开始端和末端，然后这被采用在对置的导电轨上。特别地，电位可以被固定等于地电位。然后，布置类似于短路电容器。或者它是浮动的，凭此布置类似于一个开路线圈。在类线圈的布置中，如果静止活动末端被接地或连接到固定电位，则谐振频率可以被进一步降低。用这种方法，可以实现基本上小于四分之一波长(λ/4)的谐振器，并且其中的电感和电容由相同的导体结构来提供。不同的共模和推挽阻抗连同边界条件一起确保了不同的振幅，而共模和推挽操作的混合确保了在线路末端的反射。在两个反射之后，在最低谐振频率处的相位跃变大于π。因此，导体长度短于λ/4以便将一个周期的总相移带至谐振条件2π。为了避免辐射，应该在对置导电轨结构的至少一边上提供接地表面。两个接地表面提供更好的屏蔽。如果谐振器被安排在接地表面的中心，则电介质对称序列的损耗最低。如果谐振器被诸如铁酸盐之类的磁性材料围绕，则磁能的存储被进一步地提高。
根据本发明的优选实施例，安排在对置导电轨结构之间的介电层的厚度小于导电轨宽度，并优选地还小于导电轨宽度的一半。
也可以让对置导电轨结构之间的介电层与周围介电层相比具有增加的介电常数。借助于具有升高介电常数的超薄层，可以产生强烈不同的共模和推挽阻抗。优选地，介电常数大于5，大于10更好，并且进一步优选地大于17。介电常数甚至大于70的电介质也是已知的。例如，这些是陶瓷介电质，包括钡稀土钛钙钛矿(barium-rareearth-titanium-perovskite)、钡锶钛酸盐(barium-strontium-titanate)、铋烧绿石型结构(bismuth pyrochlore structure)、氧化钽、镁铝钙硅酸盐(magnesium-aluminium-calcium-Silicate)、(钙、锶)锆酸盐或镁钛酸盐，还与硼或铅硅酸盐玻璃结合。在这些与制造工艺一致的范围内，这些种类的材料也可以在本发明中被成功地使用。层厚度的选择于是将取决于平面应用和介电常数的大小。如上所述的谐振器的精确尺度可以例如用常见的电磁场模拟器来确定(例如Sonnet，Sonnet Software，Inc.；或IE3D，Zeland Software)。为此，输出结构的频率响应被计算，并且导电轨长度被调整直到在期望频率处出现谐振为止。
对于许多平面结构来说，为了实现更好的近似值，电感L和电容C与它们所占的面积AL和AC成正比。谐振频率由L和C的乘积来确定。
最小化的总面积
Atot＝AC+AL
辅助条件为
AC·AL＝常数
然后得出
当AC＝AL的时候Atot最小
与邻接导电轨必要的分离可能也被包括在面积计算内。根据本发明的结构自动满足这个条件。
取决于制造工艺，电极层彼此没有完全地对准，从而导致分布电容和导电轨电感发生变化。这个影响通过把两边的导电轨的其中一个加宽距离k(图9b)而被抵消。补偿k等于最大位置偏移v加上位于电极层之间的介电层的厚度d的一半，其已经被证明对于制造变化来说是一个适当的补偿(图10)。然后，谐振器对于导电轨宽度的变化就不那么敏感了。对于如果导电轨宽度增加则电容也增加的情况，但是减小电感部分地补偿了这个影响。导电轨宽度与地表面距离的比值越大，谐振频率改变得越少。
取决于产品，如果间隔被选择得很小，则两个谐振器之间的磁耦合可能很不确定。或者间隔不能被做得小到足够实现所期望的耦合强度。根据本发明的又一个实施例，故而使得两个导电轨之间的电感耦合被链接它们的电桥提高(图12a)。替换地，两个导电轨可以通过由公共的导电构件来耦合，其可能也是两个电极层之间的连接(图12b)。
优选地，基片是低温共烧陶瓷(LTCC)或高温共烧陶瓷(HTCC)的陶瓷层压板、组织层压板、半导体基片或基于薄膜工艺的基片。
滤波器可以通过使用上述的谐振器构成，凭此信号的输入和输出和它们之间的谐振器耦合直接经由连接到导电轨结构的导电轨、经由与导电轨结构平行的导电轨电感地和/或经由电容器电容地而发生。耦合电容器还可以经由邻接导电轨被集成到基片中。
同时发生的电容和电感耦合在传输函数中创建零点。其意指在特殊频率下无信号传递。例如如果线路恰好是A/4那么长，则这个现象对于梳状滤波器来说是众所周知的。
在标准的谐振器导体的情况下，可以使用终端电容器或耦合电容器来进一步降低谐振频率从而以便实现更好的面积利用。多层结构的优点在这里继续有效。
根据本发明可以构成具有至少一个谐振器的不平衡变压器或平衡变压器，凭此，信号输入对称地发生而信号输出不对称地发生。对称连接可能必须从它们的完全对称位置被转移以便实现相等的电压级。其中，耦合的阻抗由它们在相应的导电轨结构上的定位来确定的适配器网络的设计也是可能的。
如果滤波器同时被用作平衡变压器和/或适配器网络，则节省空间特别显著。平衡变压器通过对称横切到谐振器中而形成。然后，适配器网络经由到谐振器的输入和输出的适当的耦合强度被实现。通常，横切和耦合几乎没有占用任何额外的空间(图6和7)。
本发明使谐振器和耦合能够具有较大的设计自由度，并且允许高频组件的功能块能按照应用或规范定制。同时，电路是非常紧凑的，它可以被设计得对制造容差不敏感并且具有很低的损耗级。
参考下文中描述的(一个或多个)实施例，本发明的这些及其它方面将经由非限制性的例子被阐明并从中明显化。
附图说明
图1示出了谐振导电轨布置的第一实施例，其类似于短路电容器；
图2示出了谐振导电轨布置的进一步实施例，其类似于开路线圈；
图3a和3b示出了第一和第二实施例的多层布置的例子；
图4示出了根据图1实施例的具有两个谐振器的带通滤波器的例子，以及多层基片中的分层结构的例子；
图5示出了被计算出来的图4滤波器的频率响应；
图6示出了具有根据图1的谐振器的平衡变压器或不平衡变压器；
图7示出了具有根据图1的两个谐振器的结合的滤波器、平衡和适配器网络的实施例；
图8示出了计算得出的根据图7的网络的频率响应；
图9a和9b示意地示出了宽度为b的导电轨的层偏移v及其补偿k；
图10示出了根据图9a的无补偿结构(k＝0μm)和根据图9b的补偿结构(k＝0μm)的相频特性表示；
图11示意地示出了用于说明对类线圈结构的层偏移v的补偿k的截面略图；
图12a和12b示出了在本发明实施例中的电感耦合的例子；
图13示出了根据图2实施例的具有两个谐振器的集成带通滤波器和根据图12a的耦合的实施例。
具体实施方式
图1中所示的谐振器包括两个彼此相对的导电轨部件10、12。在它们的重叠区中实际设计安排了一个很薄的介电层，但是这没有在图1中示出。介电常数越大，谐振器可以被构造得越小。因此介电常数ε优选大于5。实际的实施例还包括介电常数ε＞17乃至ε＞70的材料。介电层的厚度d小于导电轨构件10或12的宽度b的一半。导电轨构件12的开始端16以及即导电轨构件10的末端被接地。
根据本发明又一个实施例的谐振器在图2中被示出。在这里，导电轨结构20、22被设计成螺旋形，开始端24和末端26经由耦合构件28彼此链接，因此它们的浮动电位是相同的。
在根据图1的实施例和根据图2的实施例中，谐振器可以在大体上小于四分之一波长并且其中的电感和电容没有空间分开的多层基片中被实现。
图3a和3b示出了根据图1或图2的谐振器的多层结构的例子。独立层之间的介电层又被省去。类似或不同类型的谐振器可以被结合成一个分层结构。
图4示出由根据图1的两个谐振器40、42组成的带通滤波器。谐振器40、42的电力远端被连接到地44。耦合电容器46提供了滤波器的谐振频率的进一步降低，并且和经由平行运行的导电轨构件41的电感耦合一起提供传输函数中的附加零点。信号的输入或输出经由直接连接到导电轨结构的连接构件48、50发生。图4还示出了分层结构的例子。滤波器的介电层52是25μm的厚度并且包括介电常数ε为18的材料。围绕滤波器的介电层54分别具有100μm的厚度并且包括介电常数为7.5的材料。接地表面56完成了对称结构。
图5示出了图4中的滤波器的传输特性S21。阻带低于2GHz并且在5GHz范围中有好的传输性能。实际上，滤波器的尺度大约是1×1mm2。
图6示出了由根据图1的谐振器构成的平衡变压器。差分信号的输入借助于导电轨结构60的连接器64或导电轨结构62的连接器66对称地发生。输出经由导电轨结构60上的连接器68不对称地发生。导电轨结构60或62的末端72和74被连接到地70。基片的层序列如图4中所示出。为了清楚起见，该附图在垂直方向上被拉伸。
如果滤波器同时被用作平衡变压器和适配器网络，则尤其节省空间。图7示出了具有根据图2所示的原理设计的两个谐振器80和82的组合滤波器、平衡和适配器网络的例子。与第一谐振器80的耦合经由连接器84、86对称地发生。输出经由连接构件88不对称地发生。对称连接构件84、86和不对称连接构件88的阻抗可以通过适当地分别选择谐振器80或82上的抽头位置而被修正。如果期望比图8中所示的频谱更大的抑制频带衰减或更陡峭的侧沿(flank)，则可以再连接一个谐振器。谐振器80、82的耦合经由接触电桥90被附带地放大，其更详细的情况结合图12被描述。
因为导电轨结构的金属层取决于制造而没有完全地对准，所以可以预期导电轨的分布电容和电感中的变化。图9a示出了一个无补偿结构，其中，两个导电轨被安排有高于和低于厚度为d的介电层的偏移v。这个不想要的偏移v对谐振频率的影响可以用宽度为2k的导电轨来补偿，如图9b中所示，其中，k被选择为近似等于最大位置偏移v加上介电层的层厚度d的一半。位置偏移对一个布置的影响在图10中被示出，该布置具有两个宽度b＝450μm的导电轨，用于图4中所示的层序列，其d＝25μm。虚线是根据图9a的k＝0μm的无补偿结构的结果，而实线是根据图9b的k＝50μm的补偿结构的结果。
对于多层的、类线圈的导电轨，根据图11的布置提供了优点，因为它可以用比根据图9b的补偿更节省空间的方法来设计。如果重要的仅仅是在低频的精确的电感，则上述给出的k的近似值可以被使用。对于谐振频率的精密调整，最大层偏移v的补偿大小k是适当的。如果地表面被靠近导电轨，则补偿甚至可以被选择得小于v。在图11中，因为制造的变化性，更低的两个导电轨向右偏移了值v。为了在上层上进行补偿，邻接的导电轨被进一步移开量k。图11左边的导电轨对中的分布电容和电感被降低，但是在右边的导电轨对中却应用相反的条件，因此谐振频率总的说来保持不变。该建议的谐振器对于导电轨宽度的变化也就不那么敏感了。如果导电轨宽度增加，则电容也增加，但是降低电感在一定程度上补偿了这个影响。导电轨宽度与地表面距离的比值越大，谐振频率改变得越少。
图12a和12b示出了关于怎样才能加强导电轨结构之间的耦合的简单测量。图12a中的电桥90和图12b中的公共导电轨构件92工作为导电轨构件93和94或95和96之间的放大磁耦合。简单的耦合强度调整可以通过替换电桥来实现，而不用对电路的其余部分做出很大的改动，如果耦合相等，那么根据图12a或图12b的导体因此可以具有更大的间隔或更短。在间隔较小的情况下，耦合根据先有技术很大地依赖制造期间的精确性，电桥位置可以在制造的时候被很精密地指定。在导电轨结构较长同时不认为它可能超过线圈的情况下，如果在底部附近引入电桥90或公共的导电轨构件92，则磁耦合被增加。特别地，这对于宽带应用或对于薄基片上的应用很有意义。
图13所示的带通滤波器由根据图2的两个谐振器110、112形成，这两个谐振器根据图11被补偿了偏移并且其末端被连接到地115。导电轨构件114放大了平行布置的导电轨113之间的磁耦合。另外，电容118耦合谐振器。横切(infeed)线路122、124到谐振器的耦合通过电容116发生以及直接地发生。导体结构120形成链接到地的末端电容器，从而降低了谐振频率。
Claims (31)
1.一种高频组件，包括：
由多个介电层构成的基片，以及
设置在多个介电层之间并具有导电轨结构的电极层，
其中两个导电轨结构(10、12；20、22)被设置为彼此对置并且该两个导电轨结构之间布置了介电层，该两个导电轨结构同时实现了电容元件和电感元件，并且该两个导电轨结构的共模阻抗和推挽阻抗被调整到相差至少2倍。
2.根据权利要求1的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构至少在一个地点通过导体相互链接或者与固定电位链接。
3.根据权利要求1的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构之间的共模阻抗和推挽阻抗被调整到相差至少10倍。
4.根据权利要求1的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构(10、12；20、22)之间布置的介电层的厚度d小于导电轨宽度b。
5.根据权利要求4的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构(10、12；20、22)之间布置的介电层的厚度d小于导电轨宽度b的一半。
6.根据权利要求1的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构(10、12；20、22)之间布置的介电层的厚度d小于导电轨宽度b的五分之一。
7.根据权利要求6的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构(10、12；20、22)之间布置的介电层的厚度d小于导电轨宽度b的二十分之一。
8.根据权利要求5的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构之间的介电层(52)与周围的介电层(54)相比较具有更大的介电常数。
9.根据权利要求5的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构之间的介电层的介电常数大于5。
10.根据权利要求9的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构之间的介电层的介电常数大于10。
11.根据权利要求10的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构之间的介电层的介电常数大于17。
12.根据权利要求5的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构之间的介电层的介电常数大于70。
13.根据权利要求1的高频组件，其特征在于：该两个导电轨之间的层包括具有下列物质的材料，钡稀土钛钙钛矿、钡锶钛酸盐、铋烧绿石型结构、氧化钽、镁铝钙硅酸盐、钙锆酸盐、锶锆酸盐和/或钛酸镁，还与硼或铅硅酸盐玻璃结合。
14.根据权利要求1的高频组件，其特征在于：基片是低温共烧陶瓷材料或高温共烧陶瓷材料的陶瓷层压板、组织层压板、半导体基片或基于薄膜技术的基片。
15.根据权利要求1的高频组件，其特征在于：工作频率超过400MHz。
16.根据权利要求1的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构之一加宽2k，其中k等于电极层之间的预期层偏移v与位于电极层之间的介电层厚度d的一半之和。
17.根据权利要求1的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构通过链接它们的电桥(90)或者通过公共的传导构件(92)被耦合。
18.根据权利要求17的高频组件，其特征在于：电桥或传导构件是两个电极层之间的连接。
19.根据权利要求1的高频组件，其特征在于：在该两个导电轨结构(10、12；20、22)中，一个导电轨结构(10、20)的开始端(18、26)被设置为与对置导电轨结构(12、22)末端相同的电位。
20.根据权利要求1的高频组件，其特征在于：在该两个导电轨结构(10、12；20、22)中，一个导电轨结构(10、20)的开始端(18、26)被设置为经由导体与对置导电轨结构(12、22)末端连接。
21.根据权利要求1的高频组件，其特征在于：在该两个导电轨结构(10、12；20、22)中，一个导电轨结构(10、20)的开始端(18、26)和对置导电轨结构(12、22)的末端(16、24)被连接到固定电位。
22.根据权利要求1的高频组件，其特征在于：在该两个导电轨结构(10、12；20、22)中，一个导电轨结构(10、20)的开始端(18、26)和对置导电轨结构(12、22)的末端(16、24)被接地。
23.根据权利要求19到21之一的高频组件，其特征在于：在该两个导电轨结构的上下两侧提供地表面(56)。
24.根据权利要求19到21之一的高频组件，其特征在于：该两个导电轨结构被磁性材料所围绕。
25.一种滤波器，具有多个根据权利要求1的高频组件，其特征在于：信号的输入和输出和高频组件之间的耦合直接经由连接到导电轨结构的导电轨发生，电感地经由位置平行的导电轨发生，或电容地经由电容器发生。
26.一种滤波器，具有多个根据权利要求1的高频组件，其特征在于：两个高频组件之间的至少一个耦合通过接地的公共导电轨构件被产生。
27.一种平衡变压器，具有至少一个根据权利要求1的高频组件，其特征在于：信号的输入对称地发生而输出不对称地发生。
28.一种适配器网络，具有多个根据权利要求1的高频组件，其特征在于：由所述多个高频组件中的两个高频组件之间的耦合所产生的阻抗是通过所述耦合在各自的导电轨结构上的位置被确定的。
29.一种网络，具有至少一个根据权利要求1的高频组件，其特征在于，该网络执行滤波器、平衡变压器和/或适配器网络的功能。
30.一种高频模块，具有至少一个权利要求1的高频组件。
31.根据权利要求30的高频模块，其特征在于：该高频模块执行发射和接收模块的功能。
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