CN1791084A - 时域同步正交频分复用空频编码时频联合信道估计方法 - Google Patents

Abstract

时域同步正交频分复用(TDS－OFDM)空频编码的时频联合信道估计方法，属于数字信息传输技术领域。步骤为：1)发射天线T₁和T₂进行空频分集编码；2)按一定规则在T₁和T₂上交替传送OFDM子载波上携带的纠错编码后的传输参数信令(TPS)信息；3)利用时域PN序列和频域TPS信息进行时频联合信道估计；4)经过空频解码恢复发送信息。本发明所述的发射空频编码时频联合信道估计方法几乎不改变原有发射机系统，处理方法简单、快速、准确，保持了系统的传输效率，且支持“软失败”，增加了可靠性。同时本发明不失一般性，可以很方便地移植到其他多载波地面数字电视广播系统。

Description

时域同步正交频分复用空频编码时频联合信道估计方法

技术领域

本发明属于数字信息传输领域，更具体地涉及一种时域同步正交频分复用(Time DomainSynchronous OFDM，TDS-OFDM)系统中空频编码(Space-frequency)的时频联合信道估计方法。

背景技术

地面数字电视广播或移动通信的一个重要基础是无线电波的传播，无线电波通过多种方式从发射天线传播到接收天线，包括自由空间波、对流层反射波、电离层波和地波。自由空间波又称直达波，沿直线传播，用于卫星和外部空间通信，以及地面视距的传播(例如两个微波塔之间)。对流层在地球上方10英里处，是异类介质，反射指数随着高度的增加而减少。大气中40英里至400英里高度是电离层，电离层可产生电波散射。电离层和对流层都具有随机快速的连续波动特性。地波传播可以看成是直达波、反射波和表面波的综合。

在地面数字电视广播或移动通信中，无线电波主要是以地波形式传播。但是由于表面波随着频率的升高而衰减增大，传播距离有限。所以在分析移动通信信道时，主要考虑直达波和反射波的影响。一般情况下，在研究地面对电波反射时，都是按平面波处理，即电波在发射点的入射角等于反射角，电波相位发生一次反相。

在接收端的接收信号是直达波和多个发射波的合成。由于大气折射随时间变化，传播路径也随时间和近端地形地物变化，信号有时同相相加，有时反相抵消，由此会造成接收端信号的幅度变化，形成衰落。

如果接收机与附近散射体始终保持静止，则所接收到的信号包络保持不变；如果两者存在相对运动，则接收信号包络有起伏变化。由于建筑物和其它地物的反射作用，信号(电波场强)矢量合成的结果形成驻波分布，即在不同地点的场强不同。当接收机在驻波场中运动时，接收场强出现快速、大幅度的周期性变化，称为多径快衰落。统计表明，在障碍物均匀的城市街道或森林中，信号包络起伏近似于Rayleigh分布，故多径快衰落又称为Rayleigh衰落。短期快衰落是由收发信双方的相对运动地点的变化而产生，由于多径，产生时间扩散，引起信号符号间干扰；由于运动，产生多普勒效应和时间变化，引起信号相位迅速变化，不同的测试环境有不同的快衰落特性。

接收信号除瞬时值出现快速Rayleigh衰落之外，场强中值也会出现缓慢变化。变化的原因主要有两个方面：一是移动信道路径上的固定障碍物(建筑物、山丘、森林等)的阴影引起的；二是由于气象条件变化，大气相对介电常数垂直梯度发生缓变，以致电波折射系数随时间变化，多径传播到达固定接收点的信号时延随之变化。这种由阴影效应和气象原因引起的信号变化，称为慢衰落，后一原因引起的变化较小，通常忽略。慢衰落接收信号近似服从对数正态分布，变化幅度取决于障碍物状况、工作频率、变化速率、障碍物和接收机移动速度。

在多径移动接收中，存在多径效应引起的时间上的时延扩展和多普勒效应引起的多普勒频展。

在数字通信系统中，常采用时间分级——交织技术来提高抗衰落性能，也采用信道均衡或者正交频分服用OFDM多载波调制技术，来减少多径的影响。分集接收就是采用几个信号的的合成来提高系统的抗多径性能，提高接收信号的信噪比。在理论上，多径接收技术既适用于固定，也适用于移动接收。

分集接收的基本思想是：将接收到的多径信号分离成不相干(独立)的多路信号，然后将这些多路信号的能量按照一定的规则合并起来，使接收的有用信号能量最大，从而提高接收端的信噪功率比，对数字系统而言，使误码率最小。因此，分集接收技术涉及到两个方面：

(1)如何把接收的多径信号分离出来，使其互不相关；(2)将分离出的多径信号怎样合并起来，获得最大的信噪比。

分集技术的种类划分有很多种方式。依照获得独立路径信号的方法可分为时间分集、空间分集、频率分集、极化分集、角度分集和延时分集等。其中，空间分集是指用两个相距为d的发射或接收天线提供两个相关系数很小的衰落信号，因此，也称为天线分集，它通常采用分组空间-时间编码(Block Space Time Code，Block STC)和本专利所属的分组空间-频率编码(Block Space Frequency Code，Block SFC)达到天线分集目的。空间分集属于显分集，相应的，隐分集指分集作用隐含在传输信号之中，在接收端利用信号处理技术实现分集。

可以在发射端或接收端实现天线分集，分别称为发射和接收分集。

对于接收分集，2001年，法国Harris公司的研究人员进行了欧洲地面数字视频广播DVB-T的接收天线分集实验(Faria G. Mobile DVB-T using antenna diversity receivers.2001.Available：Http://www.broadcastpapers.com)⁾，结果非常理想。在城市和郊区的各种复杂多径环境下，测试样机的平均SNR门限下降约6dB，抗多普勒能力增加100％，甚至可以在8k模式下实现移动接收(通常DVB-T的移动接收都是工作在子载波间隔更大的2k模式下)。

该接收分集方案如图1所示，接收机采用两组独立的射频前端以及OFDM解调和信道估计模块，经过OFDM解调后，两路接收信号在第k个子载波上的样值分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_{T1}\left(k\right)=H_{T1}\left(k\right)X\left(k\right)+N_{T1}\left(k\right)\\ R_{T2}\left(k\right)=H_{T2}\left(k\right)X\left(k\right)+N_{T2}\left(k\right)\end{array}\right.---\left(1\right)$

假设两路接收信号经历了互不相关的信道衰落且信道估计结果正确，那么最大比率合并是最好的分集方式。将两组信号分别乘以其子载波频率响应值的共轭再相加，得到：

$R\left(k\right)=H_{T1}^{*}\left(k\right)R_{T1}\left(k\right)+H_{T2}^{*}\left(k\right)R_{T2}\left(k\right)$

$=({\left|H_{T1}\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_{T2}\left(k\right)\right|}^2)X\left(k\right)+H_{T1}^{*}\left(k\right)N_{T1}\left(k\right)+H_{T2}^{*}\left(k\right)N_{T2}\left(k\right)---\left(2\right)$

$=H\left(k\right)X\left(k\right)+N\left(k\right)$

式(2)的合成信号与非分集信号有相同的形式，可以直接用于译码。我们对该合成信号进行信噪比分析：

$\mathrm{SNR}=\frac{{\left|H\left(k\right)\right|}^2\·{\left|X\left(k\right)\right|}^2}{E\left({\left|N\left(k\right)\right|}^2\right)}=\frac{{({\left|H_{T1}\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_{T2}\left(k\right)\right|}^2)}^2{E}_s}{({\left|H_{T1}\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_{T2}\left(k\right)\right|}^2)N_0}---\left(3\right)$

$=({\left|H_{T1}\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_{T2}\left(k\right)\right|}^2)\frac{E_s}{N_0}$

由式(6-3)可见，由于第k个子载波上的两路接收信号信噪比分别为|H_T1(k)|²E_s/N₀和|H_T2(k)|²E_s/N₀，合并后的信号其信噪比高于两个支路信号的信噪比最大值，因此获得了分集增益。采用更多接收天线并按上述方式进行最大比率合并还可以获得更多增益。

接收分集能够获得良好的效果，分集方法也很简单，但在应用于地面数字电视广播(DTTB)领域中时会受到一些限制。首先，要获得完全不相关的两路接收信号，要求两个接收天线的距离为载波波长的10倍量级，在DTTB所处的VHF/UHF频段，这个距离大约为4～7米，对于很多移动和便携接收终端来说，这个距离的天线配置很难实现。更重要的是，接收分集需要接收机有两套射频前端，这增加了接收机的成本、设计尺寸和功耗。对于DTTB这样的一台发射机为几万甚至几百万台接收机服务的广播系统来说，增加接收机成本被认为是不明智的。反之，对发射机来说，这两条限制都不是严重问题。

近年来涌现出很多发射分集的研究成果。在文献“Wittneben A.A new bandwidth efficienttransmit antenna modulation diversity scheme for linear digital modulation.in Proc.of IEEE ICC’93.Geneva，Switzerland：IEEE，1993.1630-1634”和“Winters J.The diversity gain of transmit diversityin wireless system with Rayleigh fading.in Proc.of IEEE ICC’94.New Orleans，LA：IEEE，1994.1121-1125”中采用的分集方式是将相同信号延时发射，形成一个“人为多径”并用类似Rake接收的方式加以合并。文献“Foschini G and Gans M.On limits of wireless communications in afading environment when using multiple antenna.Wireless Personal Communications，1998，6(3)：311-335”介绍了Blast系统中的空时分层码，它是将发射信号分成多路并分别进行传统的信道编码和交织。1998年Tarokh在“Tarokh V，Seshadri N，and Calderbank A.Space-time codes forhigh data rate wireless communications：performance criterion and code construction.IEEE Trans.onInformation Theory，1998，44(2)：744-765”中介绍了空时格型编码(STTC)的概念，它将信道编码和天线分集作为一个整体进行设计，该方法在理论上可以获得最大限度的增益，但是需要改变整个发射系统的设计，收端的译码复杂度也大大提高。此后不久Alamouti在其经典论文“Alamouti S.A simple transmit diversity technique for wireless communications.IEEE Trans.onSelect Areas in Communications，1998，16(8)：1451-1458”中提出了一种空时分组码(STBC)方案，虽然不能获得STTC的编码增益，但是编码构造和译码算法非常简单，同样可获得分集增益。Tarokh随后对这种方案给出了理论分析和构造准则。这种分集编码方式很快得到了广泛研究，并迅速由平衰落单载波信道扩展到频率选择性衰落的OFDM信道中，形成了OFDM的空时编码和其特有的空频编码。

根据地面数字电视广播的工程特点，TDS-OFDM地面数字电视广播系统采用的发射分集方法应遵循以下设计原则：(1)不牺牲传输效率。分集方案应保证系统保持原有的信息吞吐能力，不能引入冗余，也就是说每个射频信道不会因为增加了分集编码而降低信息传输率；(2)尽量不改动原有发射系统。使分集方案成为发射系统的一个可选“配件”，这样运营者可以根据本地信道特点和覆盖情况等客观实际决定是否需要采用分集，也最大限度降低了发射机成本；(3)接收机算法改动小，复杂度增加少。增加发射天线不可避免地会增加接收机的功能模块，如信道估计和信号合并器等；(4)支持“软失败”。所谓支持“软失败”，是指发射天线间的信号矢量配置应当保证，当一个接收路径因某种原因失效时，另一个接收路径仍能使系统正常接收，仅是牺牲了1/2的平均接收功率。因此，这种发射分集技术实际上还增加了系统的可靠性。

目前世界上地面数字电视广播传输标准主要有三种：美国的ATSC(高级电视系统委员会Advanced Television Systems Committee)、欧洲的DVB-T(地面数字视频地面广播Digital VideoTerrestrial Broadcasting-Terrestrial)和日本的ISDB-T(地面综合业务数字广播Integrated ServiceDigital Broadcasting-Terrestrial，ISDB-T)。我国自1994年起，也开始了高清晰度电视的研究工作。在此背景下，清华大学提出了地面数字多媒体广播(Digital Multimedia Broadcasting forTerrestrial，DMB-T)传输协议。

清华DMB-T中采用的时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)调制属多载波技术，但与欧洲DVB-T采用的编码的正交频分复用(COFDM)不同，在TDS-OFDM中没有插入频域导频信号，而是在OFDM的保护间隔中以时域的方式插入了伪随机(PN)序列，用于帧同步、频率同步、定时同步、信道传输特性估计和跟踪相位噪声等。

为了实现快速和稳定的同步，清华TDS-OFDM传输系统采用了分级帧结构。帧结构的基本单元称为信号帧，如图2所示。200/225个信号帧定义为一个帧群，512个帧群定义为一个超帧。帧结构的顶层称为日帧，由超帧组成。帧群中的每一个信号帧有唯一的帧号，它被编码在帧头的PN序列中。

TDS-OFDM传输系统的信号帧使用时域同步的正交频分复用调制，或者称为以PN序列为保护间隔的正交频分复用调制。一个信号帧由帧同步和帧体两部分组成，它们具有相同的基带符号率7.56MS/s(1/T)。一个信号帧可以作为一个正交频分复用(OFDM)块。一个OFDM块进一步分成一个保护间隔和一个离散傅里叶逆变换(IDFT)块。对于TDS-OFDM来说，帧同步PN序列作为OFDM的保护间隔，而帧体作为IDFT块，如图3所示。

关于DMB-T、TDS-OFDM的相关情况详见授权号为00123597.4名为“地面数字多媒体电视广播系统”、授权号为01115520.5名为“时域同步正交频分复用调制方法”、授权号为ZL01130659.9名为“地面数字多媒体电视广播系统中的帧同步产生方法”，以及授权号为01124144.6名为“正交频分复用调制系统中保护间隔的填充方法”等清华大学申请的中国发明专利。

从上面可以看出，为了在TDS-OFDM系统中实现发射端天线分集，必须：

(1)两发射天线有足够的空间分隔，使到达接收机的两条传输信道统计独立。

(2)收端在进行信道估计时能够估计出当前时刻的每个信道的正确信道信息。

(3)把接收的多路信号分离出来，使其互不相关，将分离出的多路信号怎样合并起来，获得最大的信噪比。

针对上述背景，本发明提出了一种针对TDS-OFDM系统发射端分组空频分集编码的时频联合信道估计方法。

发明内容

本发明的目的在于提供一种时域同步正交频分复用(Time Domain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)系统中发射天线分集的空频编码方法、OFDM子载波上TPS信息的传输方法，以及利用时域PN序列和频域TPS信息进行时频联合信道估计的方法，最终经过空频解码恢复发送信息。

本发明所述的时域同步正交频分复用，即TDS-OFDM，空频编码的时频联合信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)用前向纠错码对系统要传输的信息码流进行误码保护处理，前向纠错码后的数据进行调制符号星座映射；

(2)然后将符号映射后所形成的频域数据块进行成帧适配处理，组成帧群、超帧和日帧，以构成TDS-OFDM分级帧结构；

(3)对TDS-OFDM系统传输参数信令，即TPS，进行纠错编码、QPSK调制和TDS-OFDM信号帧插入处理：

(a)把n比特的TPS进行FEC(630，n)纠错编码，纠错编码后的TPS信息变成630个比特；

(b)对FEC纠错编码后的630比特TPS采用QPSK星座图映射，调制后得到315个符号；

(c)将每个信号帧群的信号帧按顺序每5个分为一组，称为信号帧组；

(d)对每个信号帧组的第一个信号帧，TPS信息符号将分别插入发射天线T₁和T₂两个链路的TDS-OFDM信号帧中，相邻TPS符号之间间隔12个OFDM子载波；

(e)对每个信号帧组的第二个信号帧，TPS信息符号将仅插入发射天线T₁链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置与(d)相同；

(f)对每个信号帧组的第三个信号帧，TPS信息符号将仅插入发射天线T₂链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置是(d)的位置顺序移动3个符号；

(g)对每个信号帧组的第四个信号帧，TPS信息符号将仅插入发射天线T₁链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置是(d)的位置顺序移动6个符号；

(h)对每个信号帧组的第五个信号帧，TPS信息符号将仅插入发射天线T₂链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置是(d)的位置顺序移动9个符号；

(4)保持发射链路T₁不变，对成帧适配和TPS符号插入后的N点数据采用离散傅立叶反变换，即IDFT，进行处理，得到相应长度N(3780点)的IDFT时域数值x_T1(n)，即发射天线T₁所传送的TDS-OFDM信号帧的帧体x_T1(n)；

(5)对发射链路T₂进行空频编码，得到发射链路T₂的TDS-OFDM调制信号：

(a)将输入数据符号(不包括TPS符号子载波和零频子载波)按符号序号的奇偶分成偶数子序列s(2k)和奇数子序列s(2k+1)；

(b)产生新的奇偶序列u(2k)＝-s^*(2k+1)；u(2k+1)＝s^*(2k)；

(c)将新产生的奇偶序列与编码的TPS信息符号组合后，采用离散傅立叶反变换(IDFT)进行处理，得到相应长度N(3780点)的IDFT时域数值x_T2(n)，即发射天线T₂所传送的TDS-OFDM信号帧的帧体x_T2(n)；

(6)根据TDS-OFDM信号帧帧头(帧同步PN序列)的长度420或945，生成相应长度的PN序列；

(7)按TDS-OFDM的信道帧结构，在发射天线T₁和T₂两个链路的TDS-OFDM保护间隔内分别插入上述相同的PN序列作为帧头，将帧头PN序列和步骤(4)或(5)的帧体x_T1(n)或x_T2(n)组成T₁和T₂发射链路各自完整的信号帧；

(8)将上述完整的TDS-OFDM信号进行成形滤波和数模变换处理，然后经过频率上变换和功放等前端处理，最后分别通过天线T₁和T₂在预定的频道带宽中发射出去，完成发射天线空频分集。

根据上述的TDS-OFDM空频编码的时频联合信道估计方法，其具体特征在于：所述的FEC纠错编码采用低密度校验码LDPC(630，n)，其中n为127bit。

本发明所述的时域同步正交频分复用，即TDS-OFDM，空频编码的时频联合信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)两路发射分集叠加的高频模拟信号经过调谐器和AD变换后成为数字信号，通过希尔伯特滤波器后变分解为1路(同相分量)和Q路(正交分量)数据信号；

(2)经过AGC控制、AFC控制、载波恢复、时钟恢复等处理后，IQ信号送给下变频器，与恢复的本地载波相乘，然后经过样值内插和SRRC低通滤波器后得到数字基带信号；

(3)一路数字基带信号经过PN码捕获模块后使得接收机获得接收的信号帧中PN码，PN码捕获后，经过时钟恢复得到更精确的定时同步，用于步骤(2)中的样值内插处理；

(4)PN码捕获后，把接收的信号帧分解成为PN码(帧头)、TPS符号和DFT数据信号(帧体)部分；

(5)对PN序列部分进行时域PN信道估计，得到每一个OFDM块的信道响应估计(H_T1+H_T2)，然后对每个信号帧组的第一个信号帧的TPS符号进行QPSk解调和FEC(630，n)纠错解码；

(6)对T₁或T₂发射链路中交替传送的TPS符号，利用(5)中恢复的TPS信息在频域中进行信道估计，得到T₁或T₂发射链路的信道估计H_T1或H_T2，把频域TPS信道估计H_T1或H_T2与时域PN信道估计(H_T1+H_T2)进行减法处理，得到T₁和T₂发射链路的信道估计H_T1和H_T2；

(7)数据部分经过DFT变换和上述的信道估计和均衡后成为R(k)，利用步骤(6)得到的H_T1和H_T2，经过矩阵运算，进行空频解码，得到纠错编码的数据X(k)；

(8)把空频解码后的进行前向纠错码(FEC)解码，再经过信源解码后恢复发送数据。

根据上述的TDS-OFDM空频编码的时频联合信道估计方法，其具体特征在于：所述的R(k)和X(k)之间的矩阵运算为：

$\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{H_{T_1}^{*}\left(2k\right)}{{\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2}& \frac{H_{T_2}\left(2k\right)}{{\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2}\\ \frac{H_{T_2}^{*}\left(2k\right)}{{\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2}& \frac{H_{T_1}\left(2k\right)}{{\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R^{*}(2k+1)\end{array}\right]$

本发明根据清华所发明的TDS-OFDM与自然时间同步的多层信道帧结构，提出了一种时频同步正交频分复用(TDS-OFDM)空频编码的时频联合信道估计方法。本发明的信号矢量是正交配置，这使得本方法可以保持T₁发射链路不作任何改变，并通过简单的运算得到了T2链路的信号。

在本发明中利用PN序列进行时域信道估计。不仅如此，由于假设相邻子载波的频率响应相等，在接收机只需对每个信道的PN序列相关结果作1890点FFT。这样分集接收机对两条信道的信道估计与非分集时对一条信道的信道估计有相近的计算量。另外，利用OFDM子载波上传输的TPS信息进行频域信道估计，这种时频联合信道估计方法能够更快(在一个信号帧内)、更简单、更精确地获得T₁和T₂链路的信道估计H_T1和H_T2，更好地进行空频解码。

本发明所述的发射天线空频编码方案保持了系统原有的传输效率，也支持“软失败”，提高了发射台的工作可靠性。同时本发明所提分集方案不失一般性，可以很方便地移植到其他多载波DTTB系统。本发明所述的发射空频分集方案并不排斥接收分集，在本发明中可以引入多个接收天线进行接收分集。

附图说明

图1接收分集方案框图

图2为TDS-OFDM分级帧结构。

图3为TDS-OFDM信号帧结构图。

图4为本发明中空频编码系统概念框图。

图5为本发明中空频编码处理部分框图。

图6为本发明中发射天线T₁和T₂链路中TPS信息分布。

图7为本发明对信道模型A的仿真结果(f_d＝10Hz)。

图8为本发明对信道模型A的仿真结果(f_d＝100Hz)。

图9为本发明对信道模型B的仿真结果(f_d＝10Hz)。

图10为本发明对信道模型B的仿真结果(f_d＝100Hz)。

图11为为采用本发明所述方法的TDS-OFDM发射系统信号处理流程框图。

图12为采用本发明所述方法的TDS-OFDM系统信号处理流程框图。

具体实施方式

下面将结合附图描述本发明的时域同步频分复用(TDS-OFDM)系统中空频编码的时频联合信道估计方法。

首先我们描述本发明中所提出的空频编码方法。

时域同步的正交频分复用(TDS-OFDM)多载波调制是一种时域和频域混合结构，一个信号帧由两部分组成——帧同步和帧体。帧体的基带信号是一个正交频分复用(OFDM)块。一个OFDM块可进一步分成保护间隔和一个DFT块。DFT块在其时域中有3780个取样，它们是频域中3780个子载波的逆离散傅氏变换。

所以，如果要在TDS-OFDM系统采用天线分集技术，那么处理的数据序列就是频域样值信号，而不是时域样值信号，因此，属于空间-频率编码(简称空频编码)。

TDS-OFDM空频编码的系统概念框图如图4所示。这里，假设瑞利衰落是准静态的，即在一个块(OFDM的一个子载波)内衰落是恒定的，但是块与块之间的衰落是不同的。另外，假设Rayleigh衰落是空间不相关的，即发射天线有足够的间距，以保证每个传输路径之间是不相关的。图中S(f)和N(f)是空间-频率码字。

在整个过程中，TDS-OFDM空频编码系统需要两根发射天线和一根接收天线。根据天线理论可知，此时两副发射天线之间的距离可以很近。因此，两副发射天线可以是同一个位置，但保持一定距离的两副天线(微观分集Microdiversity)，也可以是不同位置的发射天线(宏观分集Macrodiversity)。

在TDS-OFDM系统中采用的空频编码分集是把输入的频域数据序列分为两路正交数据，然后送给两副发射天线。

下面给出本发明提出的一种适用于TDS-OFDM系统的空频分集编码方法。如图4，原发射链路T₁完全不作改变。在原链路的OFDM调制模块中，将输入数据符号X(k)，(O≤k≤N-1)按符号序号的奇偶顺序分开为X(2k)和X(2k+1)，与编码的TPS信息符号组合后，经过离散傅立叶反变换(IDFT)运算，得到相应长度N(3780点)的IDFT时域数据x_T1(n)，即发射天线T₁所传送的TDS-OFDM信号帧的帧体x_T1(n)。

对于发射链路T₂所要发送的TDS-OFDM调制信号的产生，首先将输入数据符号(不包括TPS符号子载波和零频子载波)按符号序号的奇偶分成偶数子序列X(2k)和奇数子序列X(2k+1)，然后定义新的奇偶序列U(2k)＝-X^*(2k+1)；U(2k+1)＝X^*(2k)，即：

$\left\{\begin{array}{c}U\left(2k\right)=-X^{*}(2k+1)\\ U(2k+1)=X^{*}\left(2k\right)\end{array}\right.---\left(4\right)$

将新产生的奇偶序列与编码的TPS信息符号组合后，采用离散傅立叶反变换(IDFT)进行处理，得到相应长度N(3780点)的IDFT时域数值x_T2(n)，即发射天线T₂所传送的TDS-OFDM信号帧的帧体x_T2(n)，如图5所示。

由上述可见，在OFDM相邻子载波2k和2k+1之间构造了下式所示的信号正交性：

假定两副天线发射的信号经过的传输信道的单位脉冲响应分别为h_T1(n)和h_T2(n)，相应的信道的频率响应为H_T1(k)和H_T2(k)。对于一个线性时不变系统，时域中输出信号等于输入信号s(n)和系统脉冲响应h(n)的线性卷积：

r(n)＝x(n)*h(n)                                    (6)

它映射为频域中的相乘，即

R(k)＝H(k)X(k)                                     (7)

接收端只有一根天线，它接收到的是两路发射信号合并到一起的叠加信号。由式(5)和(7)可知接收信号经OFDM解调后在第2k和第2k+1个子载波上的样点为：

$\left\{\begin{array}{c}R\left(2k\right)=H_{T_1}\left(2k\right)X\left(2k\right)-H_{T_2}\left(2k\right)X^{*}(2k+1)\\ R(2k+1)=H_{T_1}(2k+1)X(2k+1)+H_{T_2}(2k+1)X^{*}\left(2k\right)\end{array}\right.---\left(8\right)$

用矩阵表示为：

$\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_{T_1}\left(2k\right)X\left(2k\right)-H_{T_2}\left(2k\right)X^{*}(2k+1)\\ H_{T_1}(2k+1)X(2k+1)+H_{T_2}(2k+1)X^{*}\left(2k\right)\end{array}\right]---\left(9\right)$

上式可以进一步表示成：

$\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{T_1}\left(2k\right)& -H_{T_2}\left(2k\right)\\ {H_{T_2}}^{*}(2k+1)& {H_{T_1}}^{*}(2k+1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]---\left(10\right)$

虽然会产生一定的误差，但一般情况下可以假设OFDM相邻子载波的频率响应相等，即：

$\left\{\begin{array}{c}{H}_{T_1}\left(2k\right)\≈H_{T_1}(2k+1)\\ H_{T_2}\left(2k\right)\≈H_{T_2}(2k+1)\end{array}\right.---\left(11\right)$

那么接收信号经TDS-OFDM解调后在第2k和第2k+1个子载波上的样点为：

$\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{T_1}\left(2k\right)& -H_{T_2}\left(2k\right)\\ H_{T_2}^{*}(2k+1)& H_{T_1}^{*}(2k+1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]---\left(12\right)$

为了将两个发射信号分离，采用正交酉阵相乘的方式。上式中的信道响应矩阵为：

$H\left(k\right)=\left[\begin{array}{cc}{H}_{T_1}\left(k\right)& -H_{T_2}\left(k\right)\\ H_{T_2}^{*}\left(k\right)& H_{T_1}^{*}\left(k\right)\end{array}\right]---\left(13\right)$

由于发射信号配置时引入的正交性，使H(k)矩阵成为一个未归一化的酉矩阵，满足：

$H^{-1}\left(k\right)=H^T\left(k\right)\left[\begin{array}{cc}{H}_{T_1}^{*}\left(k\right)& H_{T_2}\left(k\right)\\ -H_{T_2}^{*}\left(k\right)& H_{T_1}\left(k\right)\end{array}\right]---\left(14\right)$

式中H^-1(k)为H(k)矩阵的逆矩阵，H^T(k)为H(k)矩阵的共轭转置阵，当然这个逆矩阵也是未归一化的。

将式(14)矩阵H^-1(2k)乘到式(12)的两边，得到：

$\left[\begin{array}{c}G\left(2k\right)\\ G(2k+1)\end{array}\right]H^{-1}R=\left[\begin{array}{cc}{H}_{T_1}^{*}\left(2k\right)& H_{T_2}\left(2k\right)\\ -H_{T_2}^{*}\left(2k\right)& H_{T_1}\left(2k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R^{*}(2k+1)\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{H}_{T_1}^{*}\left(2k\right)& H_{T_2}\left(2k\right)\\ -H_{T_1}^{*}\left(2k\right)& H_{T_1}\left(2k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{H}_{T_1}\left(2k\right)& -H_{T_2}\left(2k\right)\\ H_{T_2}^{*}\left(2k\right)& H_{T_1}^{*}\left(2k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{cc}{H_{T_1}}^{*}\left(2k\right)H_{T_1}\left(2k\right)+H_{T_2}\left(2k\right)H_{T_2}^{*}\left(2k\right)& H_{T_2}\left(2k\right)H_{T_1}^{*}\left(2k\right)-H_{T_1}^{*}\left(2k\right)H_{T_2}\left(2k\right)\\ H_{T_1}\left(2k\right)H_{T_2}^{*}\left(2k\right)-H_{T_2}^{*}\left(2k\right)H_{T_1}\left(2k\right)& H_{T_2}^{*}\left(2k\right)H_{T_2}\left(2k\right)+H_{T_1}\left(2k\right)H_{T_1}^{*}\left(2k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]---\left(15\right)$

对于两个矩阵A和B来讲，等式AB-BA＝0不总是成立的，但对于OFDM，矩阵A和B都是对角线矩阵，则等式AB-BA＝0成立。因此，得到下列等式：

$\left[\begin{array}{c}G\left(2k\right)\\ G(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2& 0\\ 0& {\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]---\left(16\right)$

把上式表示为G＝H_c·X，一般情况下，两个发射天线途径路由的H_T1(k)和H_T2(k)不会同时为零。因此，矩阵H_c是非奇异的，并且是方阵，故矩阵H_c的逆矩阵H_c ^-1存在，从而可以求得X(2k)和X(2k+1)，恢复X(k)。

令 ${H_a}^2={\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2,$ 则

$\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{{H_a}^2}& 0\\ 0& \frac{1}{{H_a}^2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}G\left(2k\right)\\ G(2k+1)\end{array}\right]---\left(17\right)$

其中G为接收信号R乘以前面所述的H^-1后得到的矩阵，见式(15)，故得到X(2k)和X(2k+1)表达式为：

$\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{{H_a}^2}& 0\\ 0& \frac{1}{{H_a}^2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{H}_{T_1}^{*}\left(2k\right)& H_{T_2}\left(2k\right)\\ -H_{T_2}^{*}\left(2k\right)& H_{T_1}\left(2k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R^{*}(2k+1)\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}\frac{H_{T_1}^{*}\left(2k\right)}{{H_a}^2}& \frac{H_{T_2}\left(2k\right)}{{H_a}^2}\\ \frac{H_{T_2}^{*}\left(2k\right)}{{H_a}^2}& \frac{H_{T_1}\left(2k\right)}{{H_a}^2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R^{*}(2k+1)\end{array}\right]---\left(18\right)$

本方案支持“软失败”，假设有一台发射机发生故障停止工作(例如T₁)，那么把式(8)至(18)中下标为T₁的信道频率响应H_T1置为0后，按照同样的计算过程仍能完成判决，恢复发送数据，其矩阵形式与不采用分集的系统等同。

如果发射分集中每个发射天线的功率仅为原来单发射天线的一半，式(18)中样点的信噪比为：

$\mathrm{SNR}=\frac{({\left|H_{T1}\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_{T2}\left(k\right)\right|}^2)}{2}\frac{E_s}{N_0}---\left(19\right)$

当多径信道中的几个分量路径为互不相关的广义平稳复高斯过程并归一化时，每个子载波的信道响应H(k)为方差为1的复高斯分布。由此可知变量H＝(|H_T1(k)|²+|H_T2(k)|²)/2满足v＝4个自由度的中心x²分布，每个自由度的方差σ²＝1/2。因此，H的均值和方差分别为：

E[H]＝1/2·ν·σ²＝1                         (20)

D[H]＝(1/2)²·2·ν·σ⁴＝1/2                 (21)

而在单发射天线的情况下，第k个子载波上的接收信号信噪比为|H_T1(k)|²E_s/N₀，其中|H_T1(k)|²为v＝2个自由度的中心x²分布，其均值为ν·σ²＝1，方差为2·ν·σ⁴＝1。由此可见，空频发射分集并没有增加接收信号样点的信噪比(两者均值都为1)，但是它使得该信噪比的方差更小。也就是说，分集的结果是使信道的衰落更加平滑，减少了深衰落，由此获得了性能增益。

上面分析了本发明中TDS-OFDM空频编码如何构造两个发射分集信号X_T1和X_T2，以及在接收端通过一定的运算恢复发端数据序列X(k)和其信噪比估计。

从上面的分析可以看到，接收端将两个发射信号分离，从而恢复发端数据序列X(k)的关键是得到两个发射信号经过的传输信道的单位脉冲响应h_T1(n)和b_T2(n)，即每个传输信道的频率响应H_T1(k)和H_T2(k)。

下面我们就阐述如何由本发明所提出的时域-频域联合信道估计方法得到H_T1(k)和H_T2(k)。

在TDS-OFDM系统中，传输参数信令(Transmission Parameter Signaling，TPS)为系统提供必要的解调和解码信息，包括符号星座图(QPSK、16QAM和64QAM)、纠错码码率、帧号和逻辑信道配置等。

在本发明中，TPS由n个信息比特组成，在本实施例中我们取n＝127bit，TPS采用FEC(630，n)纠错编码，在本实施例中FEC(630，n)采用了低密度校验码LDPC(630，127)进行误码保护。LDPC纠错编码后的TPS信息变成630个比特，经过QPSK星座图调制后得到315个符号，占有TDS-OFDM信号帧的315(3780的1/12)个有效子载波。

这315个TPS符号在TDS-OFDM信号帧中分散分布，并且在发射链路T₁和T₂中交替传送，如图6所示。将每个信号帧群的信号帧(SignalFrame，SF)按顺序每5个分为一组，称为信号帧组(Signal Frame Section，SFS)。这样TDS-OFDM帧群中的200/225个信号帧正好能够分为整数个信号帧组。

对每个信号帧组的第一个信号帧SF1，TPS信息符号将分别插入发射天线T₁和T₂两个链路的TDS-OFDM信号帧中，相邻TPS符号之间间隔12个OFDM子载波。

对每个信号帧组的第二个信号帧SF2，TPS信息符号将仅插入发射天线T₁链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置与第一个信号帧SF1相同，而发射天线T₂链路的TDS-OFDM信号帧中相应的TPS符号位置传送的是0信息。

对每个信号帧组的第三个信号帧SF3，TPS信息符号将仅插入发射天线T₂链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置是SF1中的位置顺序移动3个符号，而发射天线T₁链路相应的TPS符号位置传送的是0信息。

对每个信号帧组的第四个信号帧SF4，TPS信息符号将仅插入发射天线T₁链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置是SF1中的位置顺序移动6个符号，而发射天线T₂链路的TDS-OFDM信号帧中相应的TPS符号位置传送的是0信息。

对每个信号帧组的第五个信号帧SF5，TPS信息符号将仅插入发射天线T₂链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置是SF1中的位置顺序移动9个符号，而发射天线T₁链路的TDS-OFDM信号帧中相应的TPS符号位置传送的是0信息。

其余TDS-OFDM信号帧组中的TPS符号分布位置依此周期重复。另外，在发射天线T₁链路和T₂链路的信号帧保护间隔中插入完全一样的PN序列。

不论TPS符号的位置如何变化，TDS-OFDM信号帧中用于传输有效节目信息的载波的数目都是恒定的。由于TPS符号用于携带系统信息，在系统中的作用重要，为保证TPS符号所携带信息的可靠性，除了前述的FEC(630，n)纠错和QPSk调制外，还可以进行发射功率“提升”，以高于其它载波信号平均功率的功率发射。

本发明提出的TDS-OFDM空频编码的时频联合信道估计方法所涉及的系统归纳如表1所示。

             表1：本发明所涉及的主要参数

载波数目	3780
		数据载波	3465
帧同步PN序列	420，945
		分集方式	2副发射天线空间-频率分集
	净荷127bit
		FEC(630，n)纠错，本实施例中LDPC(630，127)
	QPSK调制，占有315个OFDM子载波

TPS信息	5个信号帧构成一个信号帧组，TPS符号在信号帧组分散插入，间隔12个子载波，信号帧组中的后4个信号帧周期循环，每次移动3个子载波。
		2副发射天线在频域交替发送FEC和QPSk调制后的TPS符号。
	信道估计方法		时域PN序列-频域TPS信息联合估计

在接收端，先利用TDS-OFDM系统中的帧同步PN序列恢复系统的同步，包括帧同步、载波频率、时间同步和时域的信道估计等，然后对每个信号帧组的第一个信号帧的TPS符号进行QPSk解调和LDPC(630，127)解码，，恢复127bit的TPS信息。而TPS携带的符号星座图(QPSK、16QAM和64QAM)、FEC编码码率、逻辑信道配置和其它一些信息等，这些信息一般不经常发生变化。因此，利用这些解码的TPS信息在每个信号帧组的其余4个信号帧中做进一步的频域信道估计，分别得到发射天线T₁和T₂链路的信道估计H_T1和H_T2，从而利用上述的式(18)进行空频解码，恢复发送信号X(k)。

因为TPS信息是插在TDS-OFDM频域中的，因此利用TPS信息进行信道估计是在频域完成的，属于频域信道信道估计。利用TDS-OFDM系统的时域帧同步PN序列可以完成时域信道估计(参见清华大学申请号为200410003480.3名为“TDS-OFDM接收机自适应信道估计均衡方法及其系统”的专利申请)，上述的TPS信道估计和PN信道估计结合，就构成了本发明所提出的时频联合信道估计方法。

首先，由于两副发射天线的信号经过的信道是假定不相关的，并且是加性信道，用一副接收天线收到的信号是两个发射信号的叠加，相应的，由PN序列估计所得到的信道传输特性也是两个信号所经过的两个信道的叠加，即估计得到的信道传输特性为(H_T1+H_T2)，表示为H_PN=(H_T1+H_T2)_PN。

其次，利用前述的TPS符号进行频域信道估计。在本发明中，每个信号帧组的第1个信号帧TPS符号是同时插在发射天线T₁和T₂链路传送的，在利用PN序列恢复系统的同步和得到了时域PN信道估计H_PN＝(H_T1+H_T2)_PN后，HPN也能够代表TDS-OFDM每个信号帧中TPS的信道传输特性H_TPS＝(H_T1+H_T2)_TPS，那么就可以用接收到的TPS信号R_TPS，由公式 $\widetilde{\mathrm{TPS}}={H_{\mathrm{PN}}}^{-1}\·R_{\mathrm{TPS}}$ 得到分散插入到OFDM子载波上的315个

符号，这里

的TPS信息，可能是不精确的，可能有错误存在，但经过高性能的LDPC(630，127)纠错解码后，就能可靠地恢复127bit TPS信息。利用这些解码的TPS信息在每个信号帧组的其余4个信号帧中做进一步的频域信道估计。

如前所述，在每个信号帧组的后4个信号帧中，纠错编码和调制后的TPS符号在频域中通过发射天线T₁和T₂交替发送出去，也就是在接收天线收到的叠加信号中包含着经过T₁或T₂信道传送的特定的TPS符号，而这些TPS符号经过上述的每个信号帧组的第1个信号帧解码后已经成为已知的。那么利用这些交替接收到的已知TPS信息进行信道估计，将分别得到T₁信道传输特性的估计H_T1或者T₂信道传输特性的估计H_T2。

最后，对上述得到的时域PN信道估计结果(H_T1+H_T2)和频域TPS信道估计结果H_T1或者H_T2进行如下简单的处理：

(H_T1+H_T2)-H_T1＝H_T2                      (22)

(H_T1+H_T2)-H_T2＝H_T1

即可在每一帧中得到发射天线空频编码的每个信道传输特性估计H_T1和H_T2，代入前面的式(18)，就可恢复发送信号X(k)。再经过OFDM解调和信道纠错解码后就得到最终的TS码流输出。

上述就是本发明提出的TDS-OFDM空频编码的时频联合信道估计方法的描述。基于上述描述，对本发明所提出的TDS-OFDM空频编码的时频联合信道估计方法进行了计算机仿真。在仿真中我们采用表2和3所示的两种信道模型A和B。其中模型A的多径延时较短而模型B中引入了具有长延时的强多径(多径6)。在这两种模型下分别引入最大多普勒频移为f_d＝10Hz的慢衰落和f_d＝100Hz的快衰落。在仿真中，定义归一化多普勒频移为：

F_D＝N·t_s·(1+α_GI)·f_d                    (23)

式中N为子载波数，t_s为时域信号的符号周期(在TDS-OFDM中为1/7.56μs)。取α_GI等于1/9，可以计算出本仿真中慢衰落和快衰落下的归一化多普勒频移分别约为F_D＝0.006和F_D＝0.06。在f_d＝100Hz的快衰落下，归一化多普勒频移相当于20°角，对信道响应将有很大影响。

                               表2分集传输信道仿真模型A

模型A	多径1	多径2	多径3	多径4	多径5	多径6
							类型幅度(dB)延时(us)	Rayleigh00	Rayleigh-10.80.15	Rayleigh-13.22.22	Rayleigh-11.93.05	Rayleigh-10.65.86	Rayleigh-13.45.93

                          表3分集传输信道仿真模型B

模型B	多径1	多径2	多径3	多径4	多径5	多径6
							类型幅度(dB)延时(us)	Rayleigh00	Rayleigh-200.15	Rayleigh-181.2	Rayleigh-202	Rayleigh-105.7	Rayleigh-030

仿真中采用QPSK星座和保护间隔为数据长度1/9的3780点TDS-OFDM，为了单纯比较分集方式本身的性能效果，给出分集后的硬判决结果。加入信道译码后，其误比特率曲线仍会有相同趋势。

图7～10给出了不分集、接收分集和本发明所提出的分集方案在不同信道情况下的仿真结果。需要说明的是，图中的SNR是以接收天线为准的；也就是说，发射分集方案中每个发射天线的功率仅为单发射天线方案(不分集和接收分集)中发射功率的1/2。

图7为短时延慢衰落信道，发射分集有较明显增益，但与接收分集方案相比始终保持约3dB的差距，这是因为每个发射天线都采用半功率输出。

在图8的短时延快衰落信道下，本发明所提的空频编码分集方案表现出对多普勒频移的不敏感，仍然保持了较高增益。

图9为长时延慢衰落信道，可以看出，信道的长时延对本发明所提的空频编码分集方案影响很大，出现了明显的错误平台。

图10信道既有长延时和强多径，又有快衰落，是DTTB系统中理论上的“极端恶劣”信道。在此信道下，发射分集方案的性能虽然好于不分集，但不是很理想，其BER曲线的下降斜率基本与不分集方案相当，而接收分集方案仍然有理想的分集效果，但对于小型便携接收设备，接收分集方案难以实现。

一个采用本发明所述方法的TDS-OFDM地面数字电视广播系统发端原理性框图如图11所示。在本实施例发送端中，信号处理的步骤如下：

(1)把输入的MPEG2 TS码流进行前向纠错编码(例如采用LDPC码或者RS码和串行级联系统卷积码作为内外纠错码)，纠错编码后的数据进行QPSK/mQAM调制的符号星座映射；

(2)然后将符号映射后所形成的频域数据块进行成帧适配处理，组成帧群、超帧和日帧，以构成TDS-OFDM分级帧结构；

(3)对TDS-OFDM系统传输参数信令(TPS)进行纠错编码、QPSK调制和TDS-OFDM信号帧插入处理：

(a)把127比特的TPS进行纠错编码，FEC纠错编码后的TPS信息变成630个比特；

(b)对FEC纠错编码后的630比特TPS采用QPSK星座图映射，调制后得到315个符号；

(c)将每个信号帧群的信号帧按顺序每5个分为一组，称为信号帧组；

(d)对每个信号帧组的第一个信号帧，TPS信息符号将分别插入发射天线T₁和T₂两个链路的TDS-OFDM信号帧中，相邻TPS符号之间间隔12个OFDM子载波；

(e)对每个信号帧组的第二个信号帧，TPS信息符号将仅插入发射天线T₁链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置与(d)相同；

(f)对每个信号帧组的第三个信号帧，TPS信息符号将仅插入发射天线T₂链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置是(d)的位置顺序移动3个符号；

(g)对每个信号帧组的第四个信号帧，TPS信息符号将仅插入发射天线T₁链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置是(d)的位置顺序移动6个符号；

(h)对每个信号帧组的第五个信号帧，TPS信息符号将仅插入发射天线T₂链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置是(d)的位置顺序移动9个符号；

(4)保持发射链路T₁不变，对成帧适配和TPS符号插入后的N点数据采用离散傅立叶反变换(IDFT)进行处理，得到相应长度N(3780点)的IDFT时域数值x_T1(n)，即发射天线T₁所传送的TDS-OFDM信号帧的帧体x_T1(n)；

(5)对发射链路T₂进行空频编码，得到发射链路T₂的TDS-OFDM调制信号：

(a)将输入数据符号(不包括TPS符号子载波和零频子载波)按符号序号的奇偶分成偶数子序列X(2k)和奇数子序列X(2k+1)；

(b)产生新的奇偶序列U(2k)＝-X^*(2k+1)；U(2k+1)＝X^*(2k)；

(c)将新产生的奇偶序列与编码的TPS信息符号组合后，采用离散傅立叶反变换(IDFT)进行处理，得到相应长度N(3780点)的IDFT时域数值x_T2(n)，即发射天线T₂所传送的TDS-OFDM信号帧的帧体x_T2(n)；

(6)根据TDS-OFDM信号帧帧头(帧同步PN序列)的长度420或945，生成相应长度的PN序列；

(7)按TDS-OFDM的信道帧结构，在发射天线T₁和T₂两个链路的TDS-OFDM保护间隔内分别插入上述PN序列作为帧头，将帧头PN序列和步骤(4)或(5)的帧体x_T1(n)或x_T2(n)组成T₁和T₂发射链路各自完整的信号帧；

(8)将上述完整的TDS-OFDM信号进行成形滤波和数模变换D/A处理，然后经过频率上变换和功放等前端处理，最后分别通过天线T₁和T₂在预定的频道带宽中发射出去，完成发射天线空频分集。

一个采用本发明所述方法的地面数字电视广播接收系统原理性组成框图如图12所示，主要包括以下一些部分：

(1)模拟前端

模拟前端即高频调谐器，用单根天线接收两根发射天线T₁和T₂发送的空频分集信号，这两个分集信号是叠加在一起的，经信号放大和频道选择后，将选择的信号从RF频段变换到一个固定的中频IF1(36.25Mhz)。控制高频头自动增益控制AGC的电压是由中频部分提供的。频道选择通过改变PLL的分频系数来实现。IF1信号经过8MHz带宽滤波器滤波。在中频单元中的一个本振将IF1变换到小中频IF2(4.5MHz)，此时的信号为一个靠近基带的带通信号。

(2)AD变换和希尔伯特滤波器

经过模拟前端后，模拟信号经过滤波经四倍采样T_s(即30.40MHz)成为数字小中频信号，AD变换器的取样时钟没有经过锁相，是自由振荡的。因此，数字小中频信号要经过后面的载波恢复处理模块后才能得到精确的载波频率。数字小中频信号经过希尔伯特滤波器(HilbertFilter)后变为复数信号，即被解复用成两路数据：I路(同相分量)和Q路(正交分量)。

(3)载波恢复和下变频

接收机振荡器的频率不可能很稳定，所以总会存在一个定量的频率偏移，数字定时和其他同步算法只有在小频差的情况下才能正常，所以进行载波恢复是必要的。接收机加电时要有一个范围较大的粗频率估计，之后需要更高精度的频率估计AFC使频率误差降低到1Hz以下。对载波频率偏移进行校正是通过将时域的采样数据乘上

(一个带有递增相位的复指数，其中相位增加量为

变量k为数据序号， 为以T_s归一化的频偏估计值)。

得到恢复的载波信号后，数字小中频信号通过乘法器实现下变频，得到数字基带信号。

(4)时钟恢复

TDS-OFDM时钟恢复包括PN码捕获(Code Acquisition，CA)和符号定时恢复(SymbolTiming Recovery，STR)两部分。开始时，接收机不知道所接收信号帧中PN码的相位，通过码捕获获得此相位，从而PN序列成为已知信号，可用于其他同步模块。码捕获算法是将接收信号和本地产生的PN序列滑动相关，因为本地产生的PN序列与接收的PN序列仅是有一个时问偏移，所以相关结果中将出现很强的峰值。

码捕获后，定时误差仅在±T_s/2范围内，我们需要更精确的定时同步，STR对残余定时误差ε₀进行估计，得到估计值 通过线性插值，将采样信号{r_f(kT_s)}转换成与发送符号率1/T一致的同步数据。同时由于采样时钟有漂移，STR采用二阶反馈环路来控制误差信号，完成对采样时钟的跟踪。

同时，PN码捕获后，就可以从数字基带流中把PN码(帧头)部分、TPS符号和数据部分(帧体)分离开来，然后送给不同的处理模块。

(5)DFT

在接收机端，假定正确的定时同步，通过将N个校正后的时域复采样点进行DFT完成OFDM的解调。

(6)时域频域联合信道估计

首先利用PN序列在时域进行信道估计，为每一个OFDM块提供信道响应的估计，以便校正每一个接收到的数据采样(相干检测)。得到信道估计后，信道均衡部分在频域通过简单的除法运算实现信道均衡(Channel Equalization)。由于PN序列在发射链路T₁和T₂中是一样的，这样利用PN序列进行时域信道估计得到是两个传输链路叠加后的结果，即(H_T1+H_T2)，把此时域信道估计信息(H_T1+H_T2)送给后面的时频联合信道估计模块。

TPS信息按一定规则分散在OFDM子载波上，利用这些分散的TPS子载波可以在频域对信道传输特性进行估计。因为TPS信息是交替在发射天线T₁或T₂上发送的，因此可以交替地估计出发射T₁链路或T₂链路的信道传输特性H_T1或H_T2。H_T1或H_T2也送给后面的时频联合信道估计模块。

把时域信道估计(H_T1+H_T2)和频域信道估计H_T1或H_T2进行简单的减法，就可以在同时得到发射T₁链路和T₂链路的信道传输特性H_T1和H_T2。

(7)空频解码

利用时频联合信道估计得到的H_T1和H_T2，把OFDM解调后的在第2k和第2k+1个子载波上接收样点R(2k)和R(2k+1)代入式(18)，重写如下：

$\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{H_{T_1}^{*}\left(2k\right)}{{\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2}& \frac{H_{T_2}\left(2k\right)}{{\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2}\\ \frac{H_{T_2}^{*}\left(2k\right)}{{\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2}& \frac{H_{T_1}\left(2k\right)}{{\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R^{*}(2k+1)\end{array}\right]$

经过矩阵运算后，恢复发送信号X(k)，完成发射天线分集的空频解码。

(8)前向纠错(FEC)解码和信源解码

对解调后的信号进行信道解调和纠错等工作，然后送给信源解码和显示等。因此，从图12看出，采用本发明的实施例接收端的信号处理顺序如下：

两路发射分集叠加的高频模拟信号经过调谐器和AD变换后成为数字信号，通过希尔伯特滤波器后变分解为1路(同相分量)和Q路(正交分量)数据信号。

IQ信号分为两路：一路送给AGC控制模块，在AGC中IQ信号和后面捕获的帧同步PN序列一起产生一个AGC控制电压，去控制高频调谐器的放大增益；另一路IQ信号送给下变频器，与恢复的本地载波相乘，然后经过样值内插和SRRC低通滤波器后得到数字基带信号。

一路数字基带信号经过频率估计后的到AFC信号用于控制载波恢复，得到一个相对精确的本地载波用于上述的下变频器；另一路数字基带信号经过PN码捕获模块后使得接收机获得接收的信号帧中PN码，PN码捕获后，经过时钟恢复模块得到更精确的定时同步，用于上述的样值内插处理，同时PN码捕获后，就可以把接收的信号帧分解成为PN码(帧头)、TPS符号和DFT数据信号(帧体)部分。

PN序列部分首先送给上述的AGC控制电路。PN序列部分还送给时域PN信道估计模块，得到每一个OFDM块的信道响应估计(H_T1+H_T2)，然后对数据进行信道均衡处理，以便校正每一个接收到的数据采样(相干检测)，然后均衡后的数据再反馈给时域PN信道估计模块，以便下一帧信道估计更精确。同时，时域PN信道估计的结果还送给时频信道估计组合模块。

对每个信号帧组的第一个信号帧的TPS符号进行QPSk解调和LDPC(630，127)解码。对T₁或T₂发射链路中交替传送的TPS符号，利用(5)中恢复的TPS信息在频域中进行信道估计，得到T₁或T₂发射链路的信道估计H_T1或H_T2，把频域TPS信道估计的结果H_T1或H_T2也送给时频信道估计组合模块。

时域PN信道估计(H_T1+H_T2)和频域TPS信道估计H_T1或H_T2在时频信道估计组合模块进行一个简单的减法处理，得到T₁和T₂发射链路的信道估计H_T1和H_T2，送给下面的空频解码模块。

数据部分经过DFT变换和上述的信道估计和均衡后，送给空频解码模块。空频解码模块利用时频联合信道估计模块得到的信道响应H_T1和H_T2，经过矩阵运算，完成空频解码，得到纠错编码的数据，把它送给前向纠错码(FEC)解码模块。

FEC模块对数据进行纠错解码，结果存到缓存器中，把从缓存器中读出数据送给信源解码，最终恢复发送的数据序列。

已经用现场可编程器件(FPGA)实现了采用本实施例所述方法的功能样机，工作正常，证明了本发明所述方法的可实现性。

综合上述，本发明所提的TDS-OFDM空频编码的时频联合信道估计方法有以下特点：

(1)本发明所提方法的信号矢量是正交配置，这使得本方法可以保持T₁发射链路不作任何改变。

(2)在本发明中利用PN序列进行时域信道估计。不仅如此，由于假设相邻子载波的频率响应相等，在接收机只需对每个信道的PN序列相关结果作1890点FFT。这样分集接收机对两条信道的信道估计与非分集时对一条信道的信道估计有相近的计算量。另外，利用OFDM子载波上传输的TPS信息进行频域信道估计，这种时频联合信道估计方法能够更快(在一个信号帧内)、更简单、更精确地获得T₁和T₂链路的信道估计H_T1和H_T2，更好地进行空频解码。

(3)本发明所述的发射天线空频编码方案保持了系统原有的传输效率，也支持“软失败”，这就提高了发射台的工作可靠性。同时本发明所提分集方案不失一般性，可以很方便地移植到其他多载波DTTB系统。

(4)在条件允许的情况下(例如屋顶天线固定接收)，接收分集仍然是最好的选择。在任何信道条件下，接收分集都有显著的增益。事实上，本发明所述的发射空频分集方案并不排斥接收分集，在本发明中引入多个接收天线进行分集的算法都是简单直接的，这不属于本发明范围，在此就不进行阐述了。

上面结合附图对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例，在不脱离本申请的权利要求的精神和范围情况下，本领域的技术人员可作出各种修改或改型。

Claims (4)

1、时域同步正交频分复用，即TDS-OFDM，空频编码的时频联合信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)用前向纠错码对系统要传输的信息码流进行误码保护处理，前向纠错码后的数据进行调制符号星座映射；

(2)然后将符号映射后所形成的频域数据块进行成帧适配处理，组成帧群、超帧和日帧，以构成TDS-OFDM分级帧结构；

(3)对TDS-OFDM系统传输参数信令，即TPS，进行纠错编码、QPSK调制和TDS-OFDM信号帧插入处理：

(a)把n比特的TPS进行FEC(630，n)纠错编码，纠错编码后的TPS信息变成630个比特；

(b)对FEC纠错编码后的630比特TPS采用QPSK星座图映射，调制后得到315个符号；

(c)将每个信号帧群的信号帧按顺序每5个分为一组，称为信号帧组；

(d)对每个信号帧组的第一个信号帧，TPS信息符号将分别插入发射天线T₁和T₂两个链路的TDS-OFDM信号帧中，相邻TPS符号之间间隔12个OFDM子载波；

(e)对每个信号帧组的第二个信号帧，TPS信息符号将仅插入发射天线T₁链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置与(d)相同；

(f)对每个信号帧组的第三个信号帧，TPS信息符号将仅插入发射天线T₂链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置是(d)的位置顺序移动3个符号；

(g)对每个信号帧组的第四个信号帧，TPS信息符号将仅插入发射天线T₁链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置是(d)的位置顺序移动6个符号；

(h)对每个信号帧组的第五个信号帧，TPS信息符号将仅插入发射天线T₂链路的TDS-OFDM信号帧中，其TPS符号的位置是(d)的位置顺序移动9个符号；

(4)保持发射链路T₁不变，对成帧适配和TPS符号插入后的N点数据采用离散傅立叶反变换，即IDFT，进行处理，得到相应长度N(3780点)的IDFT时域数值x_T1(n)，即发射天线T₁所传送的TDS-OFDM信号帧的帧体x_T1(n)；

(5)对发射链路T₂进行空频编码，得到发射链路T₂的TDS-OFDM调制信号：

(a)将输入数据符号(不包括TPS符号子载波和零频子载波)按符号序号的奇偶分成偶数子序列s(2k)和奇数子序列s(2k+1)；

(b)产生新的奇偶序列u(2k)＝-s^*(2k+1)；u(2k+1)＝s^*(2k)；

(c)将新产生的奇偶序列与编码的TPS信息符号组合后，采用离散傅立叶反变换(IDFT)进行处理，得到相应长度N(3780点)的IDFT时域数值x_T2(n)，即发射天线T₂所传送的TDS-OFDM信号帧的帧体x_T2(n)；

(6)根据TDS-OFDM信号帧帧头(帧同步PN序列)的长度420或945，生成相应长度的PN序列：

(7)按TDS-OFDM的信道帧结构，在发射天线T₁和T₂两个链路的TDS-OFDM保护间隔内分别插入上述相同的PN序列作为帧头，将帧头PN序列和步骤(4)或(5)的帧体x_T1(n)或x_T2(n)组成T₁和T₂发射链路各自完整的信号帧；

(8)将上述完整的TDS-OFDM信号进行成形滤波和数模变换处理，然后经过频率上变换和功放等前端处理，最后分别通过天线T₁和T₂在预定的频道带宽中发射出去，完成发射天线空频分集。

2、根据权利要求1所述的TDS-OFDM空频编码的时频联合信道估计方法，其特征在于：所述的FEC纠错编码采用了低密度校验码LDPC(630，n)，其中n为127bit。

3、时域同步正交频分复用，即TDS-OFDM，空频编码的时频联合信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)两路发射分集叠加的高频模拟信号经过调谐器和AD变换后成为数字信号，通过希尔伯特滤波器后变分解为I路(同相分量)和Q路(正交分量)数据信号；

(2)经过AGC控制、AFC控制、载波恢复、时钟恢复等处理后，IQ信号送给下变频器，与恢复的本地载波相乘，然后经过样值内插和SRRC低通滤波器后得到数字基带信号；

(3)一路数字基带信号经过PN码捕获模块后使得接收机获得接收的信号帧中PN码，PN码捕获后，经过时钟恢复得到更精确的定时同步，用于步骤(2)中的样值内插处理；

(4)PN码捕获后，把接收的信号帧分解成为PN码(帧头)、TPS符号和DFT数据信号(帧体)部分；

(5)对PN序列部分进行时域PN信道估计，得到每一个OFDM块的信道响应估计(H_T1+H_T2)，然后对每个信号帧组的第一个信号帧的TPS符号进行QPSk解调和FEC(630，n)解码；

(6)对T₁或T₂发射链路中交替传送的TPS符号，利用(5)中恢复的TPS信息在频域中进行信道估计，得到T₁或T₂发射链路的信道估计H_T1或H_T2，把频域TPS信道估计H_T1或H_T2与时域PN信道估计(H_T1+H_T2)进行减法处理，得到T₁和T₂发射链路的信道估计H_T1和H_T2；

(7)数据部分经过DFT变换和上述的信道估计和均衡后成为R(k)，利用步骤(6)得到的H_T1和H_T2，经过矩阵运算，进行空频解码，得到纠错编码的数据X(k)；

(8)把空频解码后的进行前向纠错码(FEC)解码，再经过信源解码后恢复发送数据。

4、根据权利要求3所述的TDS-OFDM空频编码的时频联合信道估计方法，其特征在于：所述的R(k)和X(k)之间的矩阵运算为：

$\left[\begin{array}{c}X\left(2k\right)\\ X^{*}(2k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{H_{T_1}^{*}\left(2k\right)}{{\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2}& -\frac{H_{T_2}\left(2k\right)}{{{\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2}\\ \frac{H_{T_2}^{*}\left(2k\right)}{{\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2}& \frac{H_{T_1}\left(2k\right)}{{\left|H_{T_1}\left(2k\right)\right|}^2+{\left|H_{T_2}\left(2k\right)\right|}^2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}R\left(2k\right)\\ R^{*}(2k+1)\end{array}\right]$

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